模拟调幅 检波与混频电路

nullnull６.１ 概述 ６.２ 振幅调制与解调原理 ６.３ 调幅电路 ６.４ 检波电路 ６.５ 混频 ６.６ 倍频 ６.７ 接收机中的自动增益控制电路 ６.８ 实例介绍 ６.9 章末小结第6章 模拟调幅、检波与混频电路 (线性频率变换电路)null6.1 概述  调制电路与解调电路是通信系统中的重要组成部分。 正如绪论中所介绍的, 调制是在发射端将调制信号从低频段变换到高频段, 便于天线发送或实现不同信号源、不同系统的频分复用；解调是在接收端将已调波信号从高频段变换到低频段, 恢复原调制信号。  在模拟系统里, 按照载波波形的不同, 可分为脉冲调制和正弦波调制两种方式。null 脉冲调制是以高频矩形脉冲为载波, 用低频调制信号分别去控制矩形脉冲的幅度、宽度或位置三个参量, 分别称为脉幅调制(PAM), 脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)。 正弦波调制是以高频正弦波为载波, 用低频调制信号分别去控制正弦波的振幅、频率或相位三个参量, 分别称为调幅(AM)、 调频(FM)和调相(PM)。 本书仅讨论正弦波调制。  本章首先分别在时域和频域讨论振幅调制与解调的基本原理, 然后介绍有关电路组成。由于混频电路、倍频电路与调幅电路、 振幅解调电路(又称为检波电路)同属于线性频率变换电路, 所以也放在这一章介绍。 null6.2.1普通调幅方式 　1. 普通调幅信号的表达式、 波形、 频谱和功率谱 普通调幅方式是用低频调制信号去控制高频正弦波(载波)的振幅, 使其随调制信号波形的变化而呈线性变化。  设载波为uc(t)=Ucmcosωct,调制信号为单频信号，即uΩ(t)=UΩmcosΩt(Ω＜＜ωc), 则普通调幅信号为: uAM(t)= (Ucm+kUΩm cos Ωt)cosωct =Ucm(1+MacosΩt)cosωct(6.2.1)6.2 振幅调制与解调原理null 其中调幅指数 　0＜Ma≤1, k为比例系数。 图6.2.1(a)给出了uΩ(t), u c(t)和uAM(t)的波形图。从图中并结合式(6.2.1)可以看出, 普通调幅信号的振幅由直流分量Ucm和交流分量kUΩm cosΩt迭加而成, 其中交流分量与调制信号成正比, 或者说, 普通调幅信号的包络(信号振幅各峰值点的连线)完全反映了调制信号的变化。另外, 还可得到调幅指数Ma的表达式:（6.2.2）null图 6.2.1 普通调幅波形与频谱 nullnull图 6.2.2 过调制波形null 由式(6.2.3)还可以看到, 若此单频调幅信号加在负载R上, 则载频分量产生的平均功率为:两个边频分量产生的平均功率相同, 均为: 调幅信号总平均功率为:(6.2.4)(6.2.5)(6.2.6)null 由于被传送的调制信息只存在于边频分量而不在载频分量中, 所以从式(6.2.6)可知, 携带信息的边频功率最多只占总功率的三分之一(因为Ma≤1)。 在实际系统中, 平均调幅指数很小, 所以边频功率占的比例更小, 功率利用率更低。  为了提高功率利用率, 可以只发送两个边频分量而不发送载频分量, 或者进一步仅发送其中一个边频分量, 同样可以将调制信息包含在调幅信号中。 这两种调幅方式分别称为抑制载波的双边带调幅(简称双边带调幅)和抑制载波的单边带调幅(简称单边带调幅), 在以下两小节将分别给予介绍。 null 根据信号分析理论, 一般非周期调制信号uΩ(t)的频谱是一连续频谱, 假设其频率范围是Ωmin～Ωmax, 如载频仍是ωc, 则这时的普通调幅信号可看成是调制信号中所有频率分量分别与载频调制后的迭加, 各对上、下边频的迭加组成了上、 下边带, 相应的波形和频谱如图6.2.3所示。可见, 这时普通调幅信号的包络仍然反映了调制信号的变化, 上边带与下边带呈对称状分别置于载频的两旁, 且都是调制信号频谱的线性搬移, 上、 下边带的宽度与调制信号频谱宽度分别相同, 总频带宽度仍为调制信号带宽的两倍, 即BW=2Ωmax。 null图 6.2.3 一般调幅信号的波形与频谱 null 2. 普通调幅信号的产生和解调方法 式(6.2.1)可以改写如下：其中，k1=k/Ucmnull 第3章曾经讨论过利用丙类谐振功放的调制特性也可以产生普通调幅信号。 由于功放的输出电压很高, 故这种方法称为高电平调幅。  普通调幅信号的解调方法有两种, 即包络检波和同步检波。 null图 6.2.4 低电平调幅原理图 nullnull图 6.2.5 包络检波原理图 null 可见io中含有直流, Ω, ωc, ωc±Ω以及其它许多组合频率分量, 其中的低频分量是:  用低通滤波器取出io中这一低频分量, 滤除ωc-Ω及其以上的高频分量, 同时用隔直流电容滤除直流分量, 就可以恢复与原调制信号uΩ(t)成正比的单频信号了。  图6.2.5中的非线性器件可以用晶体二极管, 也可以用晶体三极管。  null (2) 同步检波。 同步检波必须采用一个与发射端载波同频同相(或固定相位差)的信号, 称为同步信号。  同步检波可由乘法器和低通滤波器实现, 其原理见图6.2.6。  设输入普通调幅信号uAM(t)仍如式(6.2.1)所示, 乘法器另一输入同步信号为:ur(t)=Urmcosωct则乘法器输出为:null图 6.2.6 同步检波原理图 nullnull(6.2.10)null 图6.2.7显示了单频调制双边带调幅信号的有关波形与频谱图。  需要注意的是, 双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化, 而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180°的突变。由式(6.2.10)可以看到, 在调制信号正半周, cosΩt为正值, 双边带调幅信号uDSB(t)与载波信号uc(t)同相；在调制信号负半周, cosΩt为负值, uDSB(t)与uc(t)反相。所以, 在正负半周交界处, uDSB(t)有180°相位突变。null图 6.2.7 双边带调幅波形与频谱 null 2. 双边带调幅信号的产生与解调方法 由式(6.2.10)可以看出, 产生双边带调幅信号的最直接法就是将调制信号与载波信号相乘。 由于双边带调幅信号的包络不能反映调制信号, 所以包络检波法不适用, 而同步检波是进行双边带调幅信号解调的主要方法。与普通调幅信号同步检波不同之处在于, 乘法器输出频率分量有所减少。null 设双边带调幅信号如式(6.2.10)所示, 同步信号为ur(t)=Urmcosωct, 则乘法器输出为:其中k2是乘法器增益。  用低通滤波器取出低频分量Ω, 即可实现解调。将式(6.2.10)所示双边带信号取平方, 则可以得到频率为2ωc的分量, 然后经二分频电路, 就可以得到ωc分量。 这是从双边带调幅信号中提取同步信号的一种方法。 (6.2.11)null 6.2.3单边带调幅方式 单边带调幅方式是指仅发送上、下边带中的一个。如以发送上边带为例, 则单频调制单边带调幅信号为： (6.2.12)由上式可见, 单频调制单边带调幅信号是一个角频率为ωc+Ω的单频正弦波信号, 但是, 一般的单边带调幅信号波形却比较复杂。不过有一点是相同的, 即单边带调幅信号的包络已不能反映调制信号的变化。单边带调幅信号的带宽与调制信号带宽相同, 是普通调幅和双边带调幅信号带宽的一半。  产生单边带调幅信号的方法主要有滤波法、 相移法以及两者相结合的相移滤波法。 null 1 滤波法 这种方法是根据单边带调幅信号的频谱特点, 先产生双边带调幅信号, 再利用带通滤波器取出其中一个边带信号。滤波法原理见图6.2.8。  由图6.2.7(b)所示双边带调幅信号频谱图可以推知, 对于频谱范围为Ωmin～Ωmax的一般调制信号, 如Ωmin很小, 则上、下两个边带相隔很近, 用滤波器完全取出一个边带而滤除另一个边带是很困难的。  2 相移法 这种方法是基于单边带调幅信号的时域表达式。  式(6.2.12)所示单频单边带调幅信号可写成:null图 6.2.8 滤波法原理 null 由上式可知, 只要用两个90°相移器分别将调制信号和载波信号相移90°, 成为sinΩt和sinωct, 然后进行相乘和相减, 就可以实现单边带调幅, 如图6.2.9所示。  显然, 对单频信号进行90°相移比较简单, 但是对于一个包含许多频率分量的一般调制信号进行90°相移, 要保证其中每个频率分量都准确相移90°是很困难的。 (6.2.13)null图 6.2.9 相移法原理 null 3 . 相移滤波法 滤波法的缺点在于滤波器的设计困难。若调制信号频率范围为Fmin～Fmax, 则上下边带间隔为2Fmin。如果要求滤波器取出一个边带而滤除另一个边带, 则过渡带宽度就是2Fmin。 当滤波器的过渡带宽度固定, 则工作频率越高, 要求衰减特性越陡峭, 实现越困难。举个例子, 设过渡带宽度2Fmin=1kHz, 要求在过渡带内衰减20 dB, 若工作频率fc=1MHz,则滤波器边沿的衰减特性必须为-46 000dB／10倍频程；若工作频率fc=10kHz, 则要求相应的衰减特性为-483dB／10倍频程。 null 相移法的困难在于宽带90°相移器的设计, 而单频90°相移器的设计比较简单。  结合两种方法的优缺点而提出的相移滤波法是一种比较可行的方法, 其原理图见图6.2.10。  相移滤波法的关键在于将载频ωc分成ω1和ω2两部分, 其中ω1是略高于Ωmax的低频, ω2是高频, 即ωc=ω1+ω2, ω1<<ω2。现仍以单频调制信号为例说明此法的原理。为简化起见, 图6.2.10中各信号的振幅均表示为1。null图 6.2.10 相移滤波法原理 null 调制信号uΩ(t)与两个相位差为90°的低载频信号u1、 u1′分别相乘, 产生两个双边带信号u3、u4, 然后分别用滤波器取出u3、u4中的下边带信号u5和u6。因为ω1是低频, 所以用低通滤波器也可以取出下边带u5和u6。 由于ω1<<ωc, 故滤波器边沿的衰减特性不需那么陡峭, 比较容易实现。取出的两个下边带信号分别再与两个相位差为90°的高载频信号u2、u2′相乘, 产生u7、u8两个双边带信号。将u7, u8相减, 则可以得到 uo(t)=u7-u8=cosω2t·cos(ω1-Ω)t-sinω2t·sin(ω1-Ω)t =cos (ω2+ω1-Ω)t=cos (ωc-Ω)t 其中uo(t)就是单边带调幅信号。nullnull6.2.4残留边带调幅方式 　 残留边带调幅是指发送信号中包括一个完整边带、 载波及另一个边带的小部分(即残留一小部分)。 这样, 既比普通调幅方式节省了频带, 又避免了单边带调幅要求滤波器衰减特性陡峭的困难, 发送的载频分量也便于接收端提取同步信号。  在电视广播系统中, 由于图像信号频带较宽, 为了节约频带, 同时又便于接收机进行检波, 所以对图像信号采用了残留边带调幅方式, 而对于伴音信号则采用了调频方式。现以电视图像信号为例, 说明残留边带调幅方式的调制与解调原理。 null 电视图像信号带宽为6MHz。在发射端先产生普通调幅信号, 然后利用图6.2.11(a)所示特性的滤波器取出一个完整的上边带、 一部分下边带以及载频分量, 组成残留边带调幅信号发送出去。在接收端, 采用图6.2.11(b)所示特性的滤波器从残留边带调幅信号中取出所需频率分量。 由于载频两旁的接收滤波器幅频特性正好互补, 而上、下边带又对称置于载频两边, 所以实际上可等效为接收到一个完整的上边带和增益为上边带一半的载频信号。于是,采用同步检波方式可对此单边带信号进行解调。  null图 6.2.11 残留边带调幅发送和接收滤波器幅频特性 (a) 发送； (b) 接收 null 由图6.2.11可见, 若采用普通调幅, 每一频道电视图像信号的带宽需12 MHz, 而采用残留边带调幅只需8 MHz。另外, 对于滤波器过渡带的要求远不如单边带调幅那样严格, 故容易实现。  普通调幅功率利用率低, 但可采用简单、低成本的包络检波方式, 故广泛用于电台广播系统, 给广大接收者带来便利。 双边带调幅与单边带调幅功率利用率高, 可用于小型通信系统, 其中单边带调幅可节省一半频带, 但需解决如何获得同步信号的问题。残留边带调幅广泛用于电视广播系统。 null6.2.5 正交调幅方式 1. 正交调幅信号的特点 正交调幅是采用两个频率相同但相位差为90°的正弦载波， 以双边带调幅的方法同时传送两路相互独立信号的一种特殊调制方式。 设两路正交载波分别为uc1(t)=Ucmcosωct和uc2(t)=Ucmsinωct， 两路单频调制信号分别为uΩ1（t）=UΩ1cosΩ1t和uΩ2(t)=UΩ2cosΩ2t，则正交调幅信号为  uQAM(t)=uΩ1(t)uc1(t)+uΩ2(t)uc2(t)  =UΩ1UcmcosΩ1tcosωct+UΩ2UcmcosΩ2tsinωct  =uI（t）+uQ（t）  其中，假定乘法器增益为1。uI（t）和uQ（t）分别称为同相分量和正交分量。 （6.2.14）null 一般情况下， 正交调幅信号的波形比较复杂。 图6.2.12给出了单频调制时的频谱图。 图6.2.12 正交调幅信号频谱图 null 可见， 正交调幅是一种频带复用技术， 两路双边带调幅信号在频带上相互重叠， 总频带宽度由其中频带较宽的一路信号决定。 若两路信号带宽相同， 则总带宽与单路信号带宽相同。 所以， 正交调幅的最大优点是节省传输带宽。 null 2.正交调幅信号的产生与解调方法 由式（6.2.14）可以看出， 将两路调制信号分别进行双边带调幅， 然后相加， 就可以产生正交调幅信号。 对正交调幅信号分别用两个相位差为90°的本地载波进行同步检波，就可以恢复原来的两路调制信号。 图6.2.13是正交调幅信号调制与解调原理图。 null图6.2.13 正交调幅与解调原理图 null 设正交调幅信号如式（6.2.14）所示， 则解调电路中两个乘法器输出分别是 其中， 假定乘法器增益均为1。 然后用两个低通滤波器就可以分别解调出两路调制信号uΩ1（t）和uΩ2（t）。 null 在第9章9.4.3节中将详细介绍对MSK信号进行正交调幅与解调的方法。 普通调幅功率利用率低, 但可采用简单、 低成本的包络检波方式, 故广泛用于电台广播系统, 给广大接收者带来便利。 双边带调幅与单边带调幅功率利用率高, 可用于小型通信系统, 其中单边带调幅可节省一半频带, 但需解决如何获得同步信号的问题。 残留边带调幅广泛用于电视广播系统。 正交调幅的优点是节省频带， 在数字移动通信系统中得到了应用。 null6.3.1高电平调幅电路 丙类谐振功放的调制特性分为基极调制特性和集电极调制特性两种, 据此可以分别组成基极调幅电路和集电极调幅电路。 现以集电极调幅电路为例, 说明高电平调幅的原理。  集电极调制特性是指固定丙类谐振功放的VBB和RΣ, 当输入一个等幅高频正弦波时, 输出高频正弦波的振幅Ucm将随集电极电源电压的变化而变化。6.3 调幅电路null 若集电极电源电压为UCC(t)=UCC0+uΩ(t), 即一个固定直流电压与一个低频交流调制信号之和, 则根据图3.2.10, 随着UCC的变化, 使得静态工作点左右平移, 从而使动态线左右平移。 当谐振功放工作在过压状态时,Ucm将发生变化, 近似有Ucm∝UCC(t)的关系。如输入信号为高频载波cosωct, 输出LC回路调谐在ωc上, 则输出信号可写成:  uo(t)=Ucmcosωct=k［UCC0+uΩ(t)］cosωct 其中k为比例系数。  null 图6.3.1是集电极调幅电路原理图。 可见, 集电极调幅电路可以产生且只能产生普通调幅波, 但必须工作在过压状态。  读者可以自行分析图6.3.2所示基极调幅电路, 需要注意的是, 基极调幅电路必须工作在欠压区。 高电平调幅电路的优点是调幅、 功放合一, 整机效率高, 可直接产生很大功率输出的调幅信号, 但也有一些缺点和局限性。 一是只能产生普通调幅信号, 二是调制线性度差, 例如集电极调制特性中Ucm与UCC并非完全成线性关系。 null图 6.3.1 集电极调幅电路原理 null图 6.3.2 基极调幅电路原理 nullnull其中，RD=UCC0/IC0是输出端等效直流电阻，Ma UCC0是调制信号平均振幅。故电源总功率为 P=PD+PΩ=600+27=627 mW 从而输出平均功率为 Pav=ηc（ PD+PΩ ）=0.7×627=438.9mWnull由式（6.2.6）可求得载波功率和边带功率分别为 所以 null6.3.2低电平调幅电路 模拟乘法器是低电平调幅电路的常用器件, 它不仅可以实现普通调幅, 也可以实现双边带调幅与单边带调幅。 既可以用单片集成模拟乘法器来组成低电平调幅电路, 也可以直接采用含有模拟乘法器部分的专用集成调幅电路。  null 1. 单片集成模拟乘法器 模拟乘法器可实现输出电压为两个输入电压的线性积, 典型应用包括：乘、除、平方、均方、倍频、调幅、检波、混频、 相位检测等。  设两个输入信号分别为可见，乘法运算能够产生两个输入信号频率的和频与差频，这正是调幅、检波和混频等电路所需要的功能。null　　单片集成模拟乘法器种类较多, 由于内部电路结构不同, 各项参数指标也不同。在选择时, 应注意以下主要参数：工作频率范围、电源电压、输入电压动态范围、线性度等。 现将常用的Motorola公司MC1496/1596(国内同类型号是XFC-1596), MC1495/1595(国内同类型号是BG314)和MC1494/1594单片模拟乘法器的参数指标简介如下。  MC14系列与MC15系列的主要区别在于工作温度, 前者为0℃～70℃, 后者为-55℃～125℃。 其余指标大部分相同, 个别后者稍好一些。表6.3.1给出了MC15系列三种型号模拟乘法器的参数典型值。 null表6.3.1 MC15系列三种型号模拟乘法器的参数典型值null图6.3.3　MC1496内部电路图null 下面以图6.3.3所示MC1496内部电路图为例，说明模拟乘法器的工作原理。 先令②、 ③脚短路，设V7、V8两个恒流源电流各为I0/2， 则并联后总电流为I0。 参照第5章式（5.3.7）可分别求得图中三个差分电路的输出电流关系式如下： null其中 因为 uo=-Rc(iA-iB) 又根据图中各电流之间的关系并代入上式，可得到 所以 null当ux、uy均小于26 mV时， (6.3.4) 若在②、 ③脚之间接入负反馈电阻Ry, 并设晶体三极管b、e结等效到发射极的电阻为re， 则有 因为 (6.3.5) null故 (6.3.6) 将式（6.3.6）代入式（6.3.5），有 (6.3.7) 将式（6.3.7）代入式（6.3.3），得到当ux小于26 mV时， (6.3.8) null 根据以上分析可知，加入负反馈电阻Ry以后，uy的动态范围可以扩大，但ux的幅度大小仍受限制。 MC1495是在MC1496中增加了X通道线性补偿网络, 使X通道输入动态范围增大。 MC1494是以MC1495为基础, 增加了电压调整器和输出电流放大器。  MC1495和MC1494分别作为第一代和第二代模拟乘法器的典型产品, 线性度很好, 既可用于乘、 除等模拟运算, 也可用于调制、 解调等频率变换, 缺点是工作频率不高。 null MC1496工作频率高, 常用作调制、 解调和混频, 通常X通道作为载波或本振的输入端, 而调制信号或已调波信号从Y通道输入。 当X通道输入是小信号(小于26 mV)时, 输出信号是X、 Y通道输入信号的线性乘积； 当X通道输入是频率为ωc的单频很大信号时(大于260 mV), 根据双差分模拟乘法器原理（可参看例5.4），输出信号应是Y通道输入信号和双向开关函数K2(ωct)的乘积。两种情况均可实现调幅。 null 例 6.2 已知调制信号uΩ(t)的频谱范围为300Hz～4000 Hz, 载频为560kHz。现采用MC1496进行普通调幅, 载波信号和调制信号分别从X、Y通道输入。若X通道输入是小信号, 输出uo(t)=k1uxuy；若X通道输入是很大信号, uo(t)=k2uyK2(ωct)。分析这两种情况的输出频谱。 　　解：由于是普通调幅, 故输入调制信号应迭加在一直流电压UY上, 即uy(t)=UY+uΩ(t),显然, 为使调制指数不大于1, UY应不小于uΩ(t)的最大振幅。令ux(t)=cosωct, 则当ux(t)是小信号时,null当ux(t)是很大信号时, uo(t)=k2(UY+uΩ)K2(ωct) 根据第5.3节的分析, 在前一种情况, uo的频谱应为ωc和ωc±ΩΣ , 其中ΩΣ是uΩ的全部频谱, 如图例6.2(a)所示, 显然这是普通调幅信号频谱。由于fc=560 kHz, Fmax=4kHz, fc＞＞Fmax, 所以用带通滤波器很容易取出其中的普通调幅信号频谱而滤除fc的三次及其以上奇次谐波周围的无用频谱。null　　由上面的分析可知, 虽然两种情况下的输出频谱不一样, 但经过带通滤波后的频谱就一样了。但是, 在有些情况下就很难甚至不可能完全滤除无用频率分量。例如在此例中, 若uo的频谱为ωc±nΩΣ, n=1, 2, …, 就是如此。读者可自行分析这种情况。 null图例6.2 null图 6.3.4 MC1496组成的普通调幅或双边带调幅电路 null　　2. 模拟乘法器调幅电路 图6.3.4是用MC1596组成的普通调幅电路。由图可知, X通道两输入端⑧、10脚直流电位均为6.V, 可作为载波输入通道；Y通道两输入端①、④脚之间外接有调零电路, 可通过调节50kΩ电位器使①脚电位比④脚高UY, 调制信号uΩ(t)与直流电压UY迭加后输入Y通道。调节电位器可改变调制指数Ma。输出端⑥、12脚外应接调谐于载频的带通滤波器。②、③脚之间外接Y通道负反馈电阻。 null　　采用图6.3.4的电路也可以组成双边带调幅电路, 区别在于调节电位器的目的是为了使Y通道①、 ④脚之间的直流电位差为零, 即Y通道输入信号仅为交流调制信号。为了减小流经电位器的电流, 便于调零准确, 可加大两个750 Ω电阻的阻值, 比如各增大10kΩ。 null6.4.1包络检波电路 　包络检波原理如图6.2.5所示。其中的非线性器件可以是二极管, 也可以是三极管或场效应管, 电路种类也较多。 现以图6.4.1所示二极管峰值包络检波器为例进行讨论, 其中RC元件组成了低通滤波器。 6.4 检波电路null图 6.4.1 二极管峰值包络检波器 null　　1. 工作原理 我们以时域上的波形变化来说明二极管峰值包络检波器的工作原理。  由图6.4.1可见, 加在二极管上的正向电压为u=ui-uo。假定二极管导通电压为零, 且伏安特性为:null 首先, 必须注意此电路的两个特点： ① 二极管导通与否, 不仅与输入电压ui有关, 还取决于输出电压uo, 即输出信号有反馈作用。 ② 二极管导通时, 电容充电, 充电时间常数为rdC；二极管截止时, 电容放电, 放电时间常数为RC。由于二极管导通电阻rd很小, 因此一般有rdC<