电子元器件知识56313

§3.3功率晶体管GTR1、晶体管工作三种状态晶体管（transistor）由三层半导体组成（构成两个PN结），有PNP和NPN两种,从三块半导体上各自接出一根引线就是三极管的三个电极，B为基极，C为集电极,E为发射极，符号和结构如图3-5所示。虽然发射区和集电区都是N型半导体（对NPN而言），但是发射区的N型半导体比集电区的N型半导体掺的杂质多，因此它们并不对称。晶体管可以工作在三种状态，即放大状态、饱和状态和截止状态。在现代电力电子技术中，晶体管只作为开关使用，工作于截止和饱和两种状态。1）放大状态无论是共基极接法还是共射极接法，只要集电结反偏电压达到一定值、发射结正偏，就工作于放大状态。2）饱和状态工作于饱和状态时集电结、发射结均正向偏置。以共射极接法为例，随着基极电流增加，负载上电压增加，而电源电压不变，因此集电结反偏电压必须下降。当负载上电压增加到集电结反偏电压为零时，晶体管进入临界饱和状态，基极电流再增加时，晶体管的饱和加深，晶体管进入饱和时，集电极电流就不再明显增加了。饱和状态时发射结和集电结都正偏置，饱和压降很小。3）截止状态工作于截止状态时，即发射结正向偏置电压为零或反偏。图3-6为NPN晶体管共射极接法的输出特性2、功率晶体管GTR勺特点习惯上将耗散功率大于1W的晶体管称为功率晶体管，简称GTR（GiantTransistor）。由于GTR®大耗散功率下工作，当工作电流和工作电压变化时会导致管子的温度急剧变化，这样又引起管子的工作状态急剧变化，还会在管子内部产生大的机械引力，弓I起GTR损坏。因此，GTR应有下列性能要求或参数：具有高的极限工作温度；小的热阻；小的饱和导通压降或饱和电阻；工作稳定可靠；大电流容量；高耐压；快的开关速度。3、GTR开关特性GTR主要应用于开关工作方式，采用一定的正向基极电流去驱动GTR导通，采用一定的反向基极电流去关断GTR由于GTR不是理想开关而是真实的器件，因此在开关过程中存在着延迟时间和存储时间，如图3-7所示。在tO时刻加一个正激励脉冲，GTR经过延迟和上升阶段才进入饱和区，定义开通时间为：式中：td为延迟时间，tr为上升时间。在t3时刻反向信号加到基极，GTR经过存储和下降时间才返回到截止区，定义关断时间为：式中：ts为存储时间，tf为下降时间。在应用中，增大基极电流，使充电加快，、都可以缩小，但不宜过大，否则将增大储存时间。因此在基极电路中采用加速电容是解决这一问题的一种办法。为了加速GTF关断，缩短关断时间，基极驱动电路必须提供具有一定幅值的反向驱动电流，即加反向基极电压有助于加快电容上电荷的释放，从而减小和。但基极反向电压不能过大，否则会将发射结击穿，还会增大延迟时间。右图是GTR的理想驱动波形，IB1'是正向过充驱动电流，加速GTF导通，维持GTF处于临界饱和状态；关断时初始是负值过冲量，可缩短关断时间，防止二次击穿。在应用中，一般在基极驱动电阻上并联电容器来实现理想驱动。4、GTR的主要参数卩值；反向漏电流；最大集电极电流；饱和电压；结温；最高耐压；集电结最大耗散功率（注意温度条件）；集电结消耗的功率比发射结大的多，因此晶体管总的消耗功率近似认为是集电结消耗的功率。耗散功率要产生热量，热量使集电结结温升高，结温升高使集电极电流增大，又使集电结结温升高，这是一个正反馈的过程，因此必须有良好的散热条件，才能保证晶体管可靠工作。GTR的耗散功率主要来自三个方面：）导通损耗，即管子处于导通状态的损耗；）截止损耗；）开关损耗，即开关过程中管子的损耗。导通损耗PON即管子处于导通状态的损耗。主要取决于导通时的集电极电流和晶体管的饱和压降：式中ton为GTF导通时间，T为开关频率。截止损耗POFF截止时的功率损耗为：一般讲截止损耗比导通损耗要小的多，通常忽略不计。开关损耗PSW即开关过程中管子的损耗。由于晶体管不能瞬间导通和关断，在开关过程中管子上同时存在电压和电流，因此产生开关损耗。假定在开通和关断过程中电压和电流线形变化图3-9为集电极耗散功率示意图。5、二次击穿二次击穿是GTF损坏的主要原因，是影响GTF变流装置可靠性的一个重要因素。时，当集电结的反偏电压逐渐增大到某一值时，集电极电流急剧增大，这就是通常的雪崩击穿，即一次击穿现象。一次击穿的特点是：在急剧增加的过程中，集电结的维持电压保持不变，如图所示。当再增大时，上升到某一临界点（）时，突然下降，继续增长，出现了负阻效应（减少，增大），这种现象称为二次击穿现象。二次击穿的电压和电流（）称为二次击穿的临界电压和临界电流，其乘积称为二次击穿的临界功率。把不同下发生二次击穿的临界点连接起来就形成二次击穿临界线，如图3-11所示。晶体管的二次击穿可以发生在其工作的各个不同阶段，GTR发射结正偏压、零偏压和负偏压时都可以发生二次击穿。晶体管的二次击穿具有下述特点：a、在二次击穿临界点停留的时间t称为二次击穿延迟时间。对于不同类型的二次击穿这一时间长短相差很大，长的可达100多毫秒，短的几乎是瞬间发生。晶体管进入二次击穿需满足以下条件：式中为二次击穿耐量。也就是说，发生二次击穿必须同时具备高电压、大电流和持续时间。b、负阻特性阶段的过渡过程是瞬间完成的，这一阶段是非稳定状态，且不可逆。c、不管二次击穿的临界电压和电流如何，一旦进入二次击穿，晶体管的集电极一发射极电压都在10〜15V左右。d、二次击穿临界功率和晶体管的特征频率、下降时间和温度都有关系，示意图如图3-12（a）、（b）、（c）所示。6、安全工作区（SOA）为了确保GTF在开关过程中能安全可靠的工作，其动态轨迹（）必须限定在特定的范围内，该范围被称为GTR勺安全工作区SOA（safeoperationarea），一般由GTR勺电流、电压、耗散功率和二次击穿临界功率四条线直接围成。如图3-13所示。正偏安全工作区FBSO（Aforwardbiassafeoperationarea）正偏安全工作区FBSO以称导通安全工作区，由GTR的电流、电压、耗散功率和二次击穿临界功率四条线直接围成。FBSOA还同温度、集电极脉冲电流持续时间有关。图3-14是某GTR的FBSO,由图可知脉冲持续时间越长FBSOA区域就越小，工作温度越高，FBSOA区域就越小。反偏安全工作区FBSO（Areversebiassafeoperationarea）前面已经指出，基射结加反相偏置可以提高GTR勺集射结的一次击穿电压，所以几乎所有的GTR驱动电路都采用足够的反相基极电流来提高GTR勺电压承受能力。非重复安全工作区（AOA）大功率晶体管（GTR的过载能力是反映器件水平的一项重要技术指标，可分为正偏非重复过载安全区（FBAOA和反偏非重复过载安全区（FBAOA。正偏非重复过载安全区（FBAOA规定了发生每一种过载或短路的持续时间，这 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 明保护电路至少应在这个规定的时间内使晶体管关断，但这并不意味着晶体管的关断不受损坏，而应通过FBAOAS行检验。在应用AOA曲线时还应注意下面两点：1）.过载电流大于最大值的次数应限于规定的次数以内。2）.在下一次过载到来以前，晶体管（GTR的结温必须返回到规定的结温。GTR模块单个GTR电流增益比较低，一般只有10左右，显然需要较大的驱动电流，为了驱动GTR一般需要由其它晶体管提供基极驱动电流，这种电路连接称为达林顿(Darlington)连接，如图3-15所示。达林顿连接由两个晶体管级联组成，电路总的放大倍数是和的电流放大倍数的乘积，这样驱动所需的基极电流就减小。图3-15中电阻R1和R2在电路导通时为T2提供基射极的正向偏置，在电路关断时构成泄漏电路；二极管D2为反相基极电流提供低阻抗通道；二极管D1是快速二极管，对T2起保护作用；由图可见，，这样可以阻止T2进入过饱和状态，从而使关断更快。将图3-15做成集成电路，将BC和E引出，便形成达林顿晶体管(Darlingtontransistor)，达林顿晶体管有时采用三个晶体管复合的结构。将2个达林顿晶体管或4个达林顿晶体管或6个达林顿晶体管封装在一个外壳内形成一个模块，称为两管模块、四管模块和六管模块，可以构成一个桥臂或两个桥臂或三个桥臂主电路。模块的外壳设计着重考虑安装方便，同时考虑散热需要，将引出端子布置在一个平面，接线方便。GTR驱动GTR驱动电路的设计 方法 快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载 叙述如下确定基极驱动电流。GTR的电流增益hFE(卩)是在一定的集电极电流、集射极电压和节温条件下给出的，不能只看其标程值，一般厂商都给出hFE~Ic曲线，hFE随着温度和UCE变化，因此 工程 路基工程安全技术交底工程项目施工成本控制工程量增项单年度零星工程技术标正投影法基本原理 上取其标程值的70%基极电流下式取值：确定基一射反向电压。基一射反向电压可以减少关断时间，还可以使GTR承受更咼的反向电压，并且与dv/dt引起的电流有关，试验证明如果这个电压大于2V,则dv/dt引起的电流几乎为零。因此，反向偏置电压至少为2V，但不能超过最大反响电压。确定反向基极驱动电流IB2。IB2增大，GTR的关断时间缩短，但IB2增大，浪涌电压增大，反向偏置安全工作区变窄，因此确定IB2反向基极驱动电流必须考虑使用频率、反向偏置安全工作区、存储时间和下降时间。由于浪涌电压与的大小和主电路的设置密切相关，所以在实际应用中由试验确定。一般IB2最大值为IB1的2〜3倍。常见驱动电路最常见的驱动电路如图3-18(a)、(b)、(c)、(d)所示，图3-18(a)由单电源供电，电路简单，但是没有提供稳定的反向偏置电压，一般用于小功率场合；图3-18(b)由双电源供电，电路中电容C是加速电容；3-18(c)为光电耦合隔离驱动电路；3-18(d)为脉冲变压器隔离驱动电路。集成驱动电路随着集成电路技术的发展，为了使GTR安全可靠的工作，现在已把驱动电路制成了有一定输出功率的专用集成电路或厚膜电路，如M57215BL、M57957L、M57958L、UAA4002HL201AHL202AEXB365/367等。M57215BL勺内部电路和应用电路如图所示，虚框内是内部电路，M57215BL用来驱动50A以下的GTR图中R3R1分别为限制正向和反向基极电流的电阻。驱动不同电流容量的GTR时，R2、R3和C1的参数有一点改变。§3.4晶闸管晶闸管(Thyristor)包括普通晶闸管、双向晶闸管、可关断晶闸管和逆导晶闸管等。在不致引起混淆和误解时，晶闸管可以用来表示晶闸管族系的任何一种器件。由于普通晶闸管被大量应用，通常用“晶闸管”这一总称来代替普通晶闸管的名称。晶闸管结构及工作原理晶闸管（Thyristor）是四层三端器件，如图3-22a所示，它有三个PN结：J1、J2和J3,A为阳极，K为阴极，G为门极。为了说明晶闸管的工作原理，从和中间将其分为两个部分，如图3-22b所示，这两个部分分别构成NPN^极管和PNP三极管。当晶闸管承受正向阳极电压时（A-K两端加正电压），结J1和J3为正偏置，则中间结J2为反偏置。当晶闸管承受反向阳极电压时（A-K两端加反电压），中间结为正偏置，而J1和J3均为反偏置。当晶闸管承受正向阳极电压时，为使晶闸管导通，必须使承受反向电压的PN结J2失去阻挡作用，从图3-22（c）可见，每个晶体管的集电极电流同时就是另一个晶体管的基极电流，因此，当有足够的门极电流流入时，就会形成正反馈，使两个晶体管饱和导通，即晶闸管饱和导通。设两三极管的集电极电流相应为IC1和IC2；发射极电流相应为IE1和IE2；电流放大系数相应为和；流过的反向漏电流为IC0。晶闸管阳极电流等于两管的集电极电流和漏电流总和：或若门极电流为，则晶闸管的阴极电流为：晶闸管的阳极电流为：由式可知，当晶闸管承受阳极电压，而门极未受电压的情况下，，很小，晶闸管阳极电流为J2的反向漏电流，晶闸管处于正向阻断状态。由于电流放大系数随着晶闸管阳极电流的增大而增大，如图3-23所示。无论采用何种办法增加通过晶闸管阳极的电流，由于其内部的正反馈作用，晶闸管阳极电流增大，，流过晶闸管的电流完全由主回路的电源电压和回路电阻所决定，晶闸管处于导通状态，即使此时门极电流为零，晶闸管仍能维持原来的阳极电流而继续导通，也就是说晶闸管导通后，门极失去作用。综合上述情况，可得如下结论：当晶闸管承受反向阳极电压时，不论门极承受何种电压，晶闸管都处于关断状态。当晶闸管承受正向阳极电压时，仅在门极承受正向电压的情况下才能被导通，即从关断状态变为导通状态必须同时具备正向阳极电压和正向门极脉冲，也就是说触发脉冲到来的时刻必须处在A—K两端出现正向电压的期间，否则晶闸管无法导通。由于晶闸管内部存在正反馈过程，因此晶闸管一旦被触发导通后只要晶闸管中流过的电流达到一定临界值，即使把触发信号撤走，晶闸管仍能维持导通，这个临界电流值被称为挚住电流。晶闸管在导通状态下，无论采用何种办法使通过晶闸管的电流下降到某一临界值，晶闸管将自动从通态转变为断态，这个临界电流值被称为维持电流。伏安特性晶闸管阳极与阴极间的电压和晶闸管阳极电流的关系，简称晶闸管的伏安特性。简单的晶闸管主电路和晶闸管的伏安特性如图3-24所示，其正向特性位于第一象限内，反向特性位于第三象限内。晶闸管的反向特性是指晶闸管的反向阳极电压（阳极相对阴极为负电压）与阳极漏电流的伏安特性，晶闸管的反向伏安特性与一般二极管的伏安特性相似。正常情况下，晶闸管承受反向阳极电压时，晶闸管总是处于阻断状态。当反向阳极电压增加到一定值时，其反向漏电流增加较快，若反向阳极电压继续增大，将导致晶闸管损坏。晶闸管的正向特性是指晶闸管的正向阳极电压（阳极相对阴极为正电压）与阳极漏电流的伏安特性，包括通态和断态两种情况：1）在门极电流为零时，晶闸管处于断态，只有很小的漏极电流，这时逐渐增大晶闸管的正向阳极电压，当达到正向转折电压时，漏电流突然剧增，特性曲线从高阻区经负阻区到达低阻区，晶闸管从阻断状态转化为导通状态。2）晶闸管处于导通状态时，晶闸管特性和一般二极管的正向伏安特性相似，即通过较大的阳极电流，而晶闸管本身的导通压将却很小。在正常工作时，不允许把正向阳极电压加到转折值，而是靠门极的触发电流使晶闸管导通，晶闸管门极的触发电流越大，阳极电压转折点越低。晶闸管主要参数1）晶闸管电压参数正向断态重复峰值电压：晶闸管断态时，A和K两端出现的重复最大电压瞬时值；反向断态重复峰值电压：晶闸管A和K两端出现的重复最大反向电压瞬时值；额定电压：正向断态重复峰值电压和反向断态重复峰值电压中较小的那个数值作为器件的额定电压。通态（峰值）电压：晶闸管通过一倍或规定倍数额定电流值时的瞬态峰值电压，从减小损耗和器件发热的观点出发，应该选择通态较小的晶闸管。2）晶闸管电流参数通态平均电流：所谓通态平均电流是指50赫兹的工频正弦半波的通态电流在一个周期内的平均值；晶闸管的额定电流即一定条件下的最大通态平均电流，设流过晶闸管的交流电流峰值为，根据通态平均电流的定义可得：设电流有效值为I，则正弦半波的电流有效值为：正弦半波情况下电流有效值和通态平均电流的比值：设晶闸管最大能够流过的任意波形电流的平均值为Id，定义有效值和平均值之比为波形系数根据电流有效值相等，，则晶闸管能够流过的任意波形电流平均值的最大值和晶闸管通态平均电流（晶闸管的额定电流）的关系：如果流过晶闸管的电流波形为正弦半波，则晶闸管最大能够流过的电流平均值等于晶闸管的额定电流。要求出晶闸管最大能够流过的任意波形电流的平均值，必须知道这种电流波形的波形系数和晶闸管的额定电流，晶闸管的额定电流在选定了晶闸管后即可知道，波形系数必须由定义求出该波形的通态平均电流和电流有效值才能得到。维持电流IH:使晶闸管维持通态所必须的最小值；挚住电流IL：晶闸管刚从断态转入通态，并移除触发信号之后，能保持通态所需的最小值。维持电流是晶闸管导通后逐步减小阳极电流，当电流降低到IH以下时晶闸管就关断了。显然，维持电流和挚住电流这两个概念是不同的。挚住电流的数值与工作条件有关，对于同一晶闸管来说，通常擎住电流约为维持电流的2-4倍。3）晶闸管门极参数触发电流IG:使晶闸管由断态转入通态所必需的最小门极电流。门极触发电压UGT。产生门极触发电流所必需的最小门极电压。4）晶闸管动态参数和结温晶闸管不能作为线性放大器件，只有两种状态:导通和关断。晶闸管工作波形如图3-26所示，当门极电流IG到来时，阳极电流要延迟td才开始上升，经过上升时间tr后达到阳极电流IA的稳态值，定义:图3-26晶闸管的开关波形（a）门极电流；（b）阳极电流；（c）阳极电压电路施加反向电压UR于晶闸管AK两端，迫使它的阳极电流从稳态值开始下降，然而晶闸管并不能在阳极电流下降到零时刻就可以承受外加反向电压，而需经过一个反向恢复期，这个过程类似于整流管的反向恢复过程。尽管晶闸管此时可以加上反向电压，但并未恢复门极控制能力，也就是说，这时还不能在晶闸管上施以一定变化率的正向电压（重加），还需经过一段恢复门极控制能力的阶段，晶闸管才能真正关断。因此器件的关断时间定义为从阳极电流降为零起到能加上一定变化率的正向电压为止这一段时间。晶闸管的四个动态参数及结温分别为:开通时间ton；关断时间toff；断态电压临界上升率du/dt。在额定结温和门极开路的情况下，不导致从断态到通态转换的最大主电压上升率。过大的du/dt会引起误导通。通态电流临界上升率di/dt。在规定条件下，晶闸管能承受而无有害影响的最大通态电流上升率。额定结温。器件在正常工作时所允许的最高结温。在此温度下，一切有关的额定值和特性都得到保证。晶闸管触发电路由于晶闸管属于电流驱动器件，因而首先要求触发电路具有较大的驱动电流，触发电流应略大于额定值；其次应尽量采用脉冲序列触发，以防止误关断；第三，从安全和抗干扰角度出发，应使用脉冲变压器或光电隔离输出。派生器件1）逆导晶闸管RCT（ReverseConductingThyristor）逆导晶闸管的作用相当于一个晶闸管和一个整流二极管反并联，其正向特性与普通晶闸管一样，具有可控性；其反向特性是整流管的正向特性。其基本结构、等效电路、符号和伏安特性如图3-30所示。晶闸管区和整流管区之间的隔离区是极为重要的。如果没有隔离区，则反向恢复期间充满整流管的载流子就可能到达晶闸管区，并在晶闸管承受正阳极电压时，引起误导通，即所谓换流失败。与普通晶闸管相比较，逆导晶闸管具有正向压降小、关断时间短、高温特性好、额定结温高等优点。由于逆导晶闸管等效于两个反并联的普通晶闸管和整流管，即晶闸管和整流管集成在同一芯片上，使两种元件和为一体，缩小了组合元件的体积，因此在使用时，使元件的数目减少、装置体积缩小、重量减轻、价格降低、接线简单、可靠性提高、经济性好，特别是消除了整流管的接线电感，使晶闸管承受的反向偏置时间增加。同时带来了所谓逆导晶闸管的换流能力问题。逆导晶闸管的换流能力是指器件反向导通后恢复正向阻断特性的能力。逆导晶闸管的额定电流分别以晶闸管电流和整流管电流表示，一般前者列于分子，后者列于分母。2）双向晶闸管TRIAC双向晶闸管的结构、符号及静态特性如图3-31所示。双向晶闸管不论从结构还是从特性方面来说，都可以把它看成是一对反向并联的普遍晶闸管。由于在制造过程中，它不是简单的把两个晶闸管组合在一起的。特点：它有两个主电极T1和T2,—个门级G使得在主电极的正、反两个方向均可触发导通，即双向晶闸管在第一象限（I）和第三象限（川）有对称的伏安特性。双向晶闸管具有四种门极触发方式：即T2为正，T1为负，门极G相对主电极T2的电压极性为正或负时的两种驱动方式（川+、川-）;T1为正，T2为负，门极G相对主电极T1的电压极性为正或负时的两种驱动方式（I+、I-）。常米用I-和川-两种触发方式。由于双向晶闸管可在交流调压、可逆直流调速等电路中代替两个反并联普通晶闸管，因此可以大大简化电路，并且只有一个门极，而且正、负脉冲都能使它触发导通，所以触发电路设计灵活。双向晶闸管在交流电路中使用时，必须承受正、反两个半波电流和电压，在一个方向导电结束时刻，由于芯片中的载流子还没有恢复到截止状态，这时在相反方向承受电压，这些载流子电流有可能作为晶闸管反向工作时的触发电流而误导通，从而造成换流失败。双向晶闸管常用于交流电路中电阻性负载，也可用于固态继电器，难于应用于感性负载，目前已有应用于感性负载的TRIAC，通常用有效值表示它的额定电流。3）门极关断晶闸管GTO（GateTurnoffThyristor）可关断晶闸管（GTO是在门极加正脉冲电流就导通，加负脉冲电流就能关断的器件。它的基本结构和伏安特性与普通晶闸管相同，主要特点是导通时a1+a2近似等于1,而不是象普通晶闸管导通时远大于1。由于普通晶闸管导通时a1+a2远大于1,器件饱和程度深，因而无法用门极负脉冲电流关断，可关断晶闸管（GTO导通时a1+a2略大于1,处于临界饱和状态，因此可关断晶闸管（GTO在门极用负脉冲电流就能关断。可关断晶闸管（GTO关断等效电路和关断时阳极电流和门极电流的波形，如图3-32所示，符号、门极静态伏安特性如图3-33所示。开关K闭合，门极加上负偏压（-VG）,晶体管P1N1P2的集电极电流被抽出来，形成门极负电流（-IG）。由于的部分电流被抽走，弓I起晶体管N1P2N2勺基极电流减小，从而集电极电流减小，如此循环，最终导致GTC关断。图3-32GTO关断等效电路和关断时阳极电流和门极电流的波形在GTQ关断情况下，逐渐增加门极正向电压和电流，当达到导通门极电流Igf时，由于阳极电流IA的出现，使门极电压产生跃增，阳极电流越大，跃增越大。在可关断晶闸管（GT0导通情况下，给门极逐渐施以反向电压，按阳极电流的不同，门极的工作点沿伏安特性从第一象限经第四象限而到达第三象限。当门极反向电流、电压到达某一数值时，阳极电流开始下降，随着阳极电流的不断下降，al和a2也不断减小，当a1+a2wi时，器件内部正馈作用停止，阳极电流逐渐下降到零，可关断晶闸管关断。关断所需的门极电流和电压数值比触发电流和电压大,并且与GTO的阳极电流大小有关。在关断点上门极特性再次发生跃变，门极电压增加，而门极电流下降。完全阻断后，没有阳极电流流过GTQ门极的工作点转移到门极PN结的反向特性。图3-33中，ugk为门极的反向击穿电压，tr+tf为GTQ勺关断时间。可关断晶闸管（GTQ需要相对大的门极关断电流（一般为阳极电流的五分之一）来关断它，实际上它能够用高幅值的窄脉冲电流来关断它。与普通晶闸管比较，GTQ具有如下优点：只需提供足够幅度、宽度的门极关断脉冲信号，就可以保证可靠关断。具有较咼的开关速度，工作频率介于晶闸管和GTR之间，极限工作频率可达100KHZ。§3.5静电感应器件在电极上加上负电压，电极附近的电子就会离开，在加了负偏压的区域附近没有电子的现象就是静电感应（StaticInduction）效应。图3-34是用结构成的静电感应晶体管的原理示意图，在左、右电极之间，通过电流，如在上面的电极上加上负电压，则附近的电子逃逸，因而在虚线A的范围内部不存在电子，这时仅从该区域的下方通过电流，因此减少了电流流通，用这种方法，可改变加在负载电阻RL两端的电压，即可以发生放大作用。上面电极所流过的电流只是静电电容器的放电电流。实际上，如果在上面所装的控制电极（栅极）长度较长时，右端没有电子的区域（称为耗尽层）这时向外侧进一步扩大，如图3-34虚线所示。随着外加在下面n型半导体两端电极上的偏压的不断增加，耗尽层最后在右端最终可横穿过n型半导体，达到下部。这样一来，对于从右向左流过的电流，电阻增大，该电阻被称为沟道电阻Red将其分开写，弓I入跨电导Gm式中Gm（可视为Reh为0时的值，当Reh的值很小，时，则有：相反，如果，则有：通常被称为场效应晶体管（FET）的就属于后者，而前者就称为静电感应晶体管。FET视为利用静电感应效应改变沟道电阻的晶体管。当沟道基本上被耗尽层横切而切断时（切断时的电压称为夹断电压：当为某一固定值值，使电流为微小电流，此时栅源之间所加的电压为夹断电压，)。由于电流是从左方流入电子的，如果由于某种原因使电流增大，则沟道中的压降也会增大，即增大，增大，从而使沟道宽度变窄，沟道电阻Rch增加，于是流过沟道的电流减少。如果电流由于某种原因减少，在沟道中的压降也会减少，也会减少，从而使沟道宽度变宽，使沟道电阻减少，于是沟道的电流增大，这是一种负反馈。正是由于沟道电阻的负反馈作用，电流可以基本稳定而无变化的继续流过。1、静电感应晶体管静电感应晶体管SIT(StaticInductiontransistor)分常通型和常断型两种。常通型SIT在栅偏压为零时，处于导通状态，栅电压加负偏压可以关断它的漏极电流；常断型SIT在栅偏压为零时，漏极电流被截断而处于断开状态，在栅源之间加正偏压时，便成导通状态，常断型SIT被称为双极模式SIT(BSIT)。图3-35是常通型n型SIT的结构剖面示意图，SIT的符号示于图3-36。P型沟道和N型沟道的SIT的表示法和晶体管一样，箭头向外表示n型，这里主要介绍常通型的SIT。图3-35剖面结构是一种使栅区P+隐埋于源漏之间的N+型半导体中，这种结构称为埋栅结构，SIT是利用漏极电压和门极电压的静电感应来调制沟道内部的电位分布和势垒高度，从而控制由源区注入的多子浓度。由于没有来自栅极的载流子注入，因此能够以极高的速度工作，即高频特性和高速开关特性优异。由于沟道电阻非常小，可以忽略，源极电阻成了内阻的主要部分，因此电流具有负温度特性，不容易发生热击穿，无电流集中，耐压强度高。由于输入阻抗高，是电压驱动器件，驱动功率小。非饱和电压和电流特性：由于沟道电阻极小，由它决定的负反馈量就小，所以输出电压和电流特性显示典型的指数函数特性。常通型SIT的输出特性如前所述，常通型SIT的输出特性是非饱和的电压电流特性，如图3-37所示，负载电阻一经确定，就和一般的电路设计一样，画出负载线，把工作范围分为饱和区、截止区和线性工作区三部分。开关工作方式使用SIT的场合，SIT工作在饱和区和截止区，线性放大方式使用的场合，SIT工作在线性工作区。开关工作方式的基本电路如图3-38，当输入脉冲时，SIT工作在饱和区，SIT处于导通状态，不加输入脉冲时，栅极电位为负，工作在截止区，为关断状态。线性工作方式的基本电路如图3-39，只是和的数值取线性区中心附近的电压，大约分别为开关工作方式时的电压值的二分之一。SIT应用注意事项常通型SIT必须先加栅偏压，然后再加漏极电压。不加栅压时，源漏之间导通，如果这样加漏极电压的话，就会发生过流，从而损坏SIT。栅源间电压VGS必须考虑到电压放大系数，且在栅源间耐压容许的范围内尽可能加大，以便充分截止漏极电流。电压放大系数一般规定为时的值，但是，它随着VGSVDS的大小而变化，电压增大时，电压放大系数增大。如果考虑开关工作时的峰值和尖峰电压等，就必须根据下面的 公式 小学单位换算公式大全免费下载公式下载行测公式大全下载excel公式下载逻辑回归公式下载 求出需外加的基准值。为了减少开关损耗和提高开关频率，SIT导通时应加一个很小的正向偏置电压。SIT是电压控制器件，开关工作特性好，但开关工作时常发生尖峰电压，所以必须采取保护 措施 《全国民用建筑工程设计技术措施》规划•建筑•景观全国民用建筑工程设计技术措施》规划•建筑•景观软件质量保证措施下载工地伤害及预防措施下载关于贯彻落实的具体措施 ，使尖峰电压不超过SIT的最大耐压。2、静电感应晶闸管大功率静电感应晶闸管SIThy(StaticInductionThyistor)一般采用隐埋栅结构，迄今为止，所开发的隐埋栅结构的大功率静电感应晶闸管主要是常通型器件，图3-40为具有常通特性的SIThy的基本结构以及工作原理说明图。该SITHy的p+n-n+二极管的n-层内，埋入了起门极作用的p+层，该p+层被n-包围,相邻两个p+层的间隔被称为沟道。在门极和阴极之间无负偏压时，按照p+n-n+二极管工作，如图3-40⑻所示，该SITHy处于导通状态。在门极和阴极之间加负偏压时，即图3-40(b)中合上开关，在p+n-p+晶体管区加上了主电源电压和门极电源电压之和的偏压在门极区，门极区附近的n-层内的空穴被吸引。此外在n+p+n-静电感应晶体管区域中的n-p+结上加上了反向偏压，因此，n层内的电子被扫向阴极。其结果在n-层和p+层的边界附近和沟道中形成了电荷较少的高电阻的空穴层，使其处于阻断状态。SIT、SITHy的静态伏安特性曲线如图3-41所示，他们的正向特性类似于真空三极管的特性曲线，在栅压为零时，这两种器件均处于导通状态，即器件的正向阻断电压为零；随着负栅压的增加，器件的正向阻断电压增加。因此设计驱动电路时，一般关断器件需要数十伏负栅压，器件导通亦可加5〜6V正栅压，以降低器件的通态压降。§3.6功率场效应晶体管1基本结构横向N沟导MOSFE如图3-42a所示，包括一片轻掺杂P型基底，其上扩散了两个高掺杂的N+区作为源极和漏极，在两者之间是受光刻工艺制约的沟道。这一结构导致沟道长度长、反向耐压低和导通电阻大等缺点。横向双扩散MOSFE功率晶体管(LDMO)，如图3-42b所示，所有端子仍在晶片顶部，由于顶部漏极结构所需的面积使硅平面利用率较低，这是该结构的一个主要缺点。V形槽MOSFET简称为VVMO,S如图3-42c所示。这种结构是在n+衬底上的n-外延层上，先后进行p型区两次选择扩散，然后利用优先蚀刻形成V形槽。由于这种结构第一次改变了MOSFE的电流方向，电流不再是沿表面水平方向流动，而是从n+源极出发，沿沟道流到n-漂移区，然后垂直的流到漏极。这种结构主要缺点是由于它的非平面结构，使晶片成本升高。VDMO采用具有密集源胞结构的VDMO技术，其N沟道源胞结构如图3-42d所示，这一结构与图b类似，只是将漏极移到了N-基底的下面，晶片的底部。栅极结构是多晶硅夹在两个氧化层之间，源极金属均匀覆盖于整个工作表面，这一结构保持了平面LDMOS勺优点，更有可能制造出低值和高耐压的产品。通常一个VDMO管是由许多源胞构成，一个功率MOSFE芯片的源胞密度可达每立方英寸140000个。2、N沟道增强型VDMO工作原理功率MOSFE有三个极：栅极(SILICONGATE)；源极S(SOURCE漏极(DRAIN栅极由多晶硅制成，它同基区之间隔着薄层，因此它同其他两个极间是绝缘的，只要层不被击穿，栅极与源极之间的阻抗是非常高的。这种N沟道增强型器件在使用时源极接电源负端，漏极接电源正端，N沟道增强型功率MOSFE的符号如图所示。为了解MOS管工作原理，首先看一下多晶硅G-—P半导体构成的MOS结构，在栅极和源极之间加正电压，当达到某一临界值（栅极阀值电压）时，靠近附近的P型表面层形成了与原来半导体导电性相反的层，即N反型层，这个反型层被称为沟道，N沟道将漏极和源极连接起来，形成了从漏极到源极的电流，电流从漏极垂直地流进硅片，经过器件的基区，水平地流过沟道区，然后垂直地流过源极，VDMO管就导通了。由上述分析可知，VDMOS管的动态响应是非常快的，它仅受MOS电容充放电速度的影响。3、VDMO主要电参数（1）开启电压：开启电压即扩散沟道区发生变形使沟道导通所必需的栅源电压。随着栅极电压的增加，导电沟道逐渐“增强”，即其电阻逐渐减小，电流逐渐增大。（2）漏极电流：当栅极加适当的极性和大小的电压时，沟道连接了源极和漏极的轻掺杂区，并且产生了漏极电流。当漏极电压较小时，漏极电流与漏极电压呈线性关系：其中：为载流子迁移率；CO为单位面积的栅极氧化电容；Z为沟道宽度；L为沟道长度。随着漏极电压的增加，漏极电流出现饱和与VGS平方成一定关系：（3）互导：VDMO的互导或增益定义为漏极电流对栅源电压的变化率：（4）静态漏源导通电阻RDS（on）:静态漏源导通电阻定义为漏极电流从漏极流到源极遇到的总电阻。如图3-44（a）所示，VDMO的导通电阻主要由四部分组成：式中：rCH为反型沟道区电阻；rACC为栅漏积累区电阻；JFET为结型场效应管夹断电阻；rD为轻掺杂区电阻（漏极电阻）；沟道电阻随着沟道长度增加而增加，累积区电阻随基底宽度增加而增加，夹断电阻随结电阻的增加而增加，三者都与沟道宽度和栅源电压成反比。漏极电阻rD与结电阻、基底宽度成正比，与沟道宽度成反比。这表明，对于高压大功率VDMO，S结厚且结电阻值很高，其静态漏源导通电阻主要由rD决定。低压器件结薄且结电阻值低，整个静态漏源电阻中rCH占很大部分。图3-44（b））示出了栅源电压与漏源导通电阻的关系曲线，图中两条曲线，变化较大者为低压器件，较小者为高压器件，由图可知，栅极电压增加到12V电压以上时，RDS（on）下降变得缓慢；低耐压器件变化较大，高耐压器件变化缓慢。MOS管的导通电阻具有正的温度系数，因此漏极电流就具有负的温度系数，这就是MOST易于并联的原因。（5）反向耐压：VDMO的反向耐压或击穿电压与GTR定义相同，这里的击穿指的是雪崩击穿。（6）VDMO管电容：在VDMO结构的功率MOSFE存在两种固有电容:与MOS吉构有关的电容和与PN结有关的电容。VDMO器件的寄生电容如图所示。栅源电容和栅漏电容是MOSt容，漏源电容是与PN结有关的电容。当器件导通时，栅漏电容突然增加，由两部分组成，一部分是栅极与源极之间的金属氧化物之间的电容，与工作电压无关，另一部分是栅极与沟道之间的电容，随着工作条件不同有很大的变化。VDMO的极间电容不是一个固定参数，它是漏源电压和栅源电压的函数，通常用输入电容间电容：、输出电容和转移电容定义VDMO的极图3-46给出了变化趋势，横坐标上标出变量(VGS和VDS测试条件(VGS=0和VDS=0)。由于输入电容随着变化，栅极驱动源阻抗和决定的RC时间常数在开关周期内是变化的，因此用栅极驱动源阻抗和输入电容来计算栅极电压上升时间只是一个粗略的估计。转移电容()又称为米勒电容，在器件工作过程中影响了开关时间。当MOSFE处于断态时，，等于电源电压，这意味着转移电容()上的电压被充电至漏极电源电压，当器件导通时，漏源电压相当小，为，而约为15V,因此转移电容()被充电至，如果认定漏极为正极，则该电压为负值，即转移电容上的电压在工作过程中极性发生变化，这个电压的大幅度摆动对栅极驱动源的电流输出和吸收能力提出了严格的要求。在导通过程中，栅极驱动源不仅要对进行充电，而且还要为提供转移电流。4、功率MOSFE栅极充电说明确定功率MOSFE输入阻抗的另一种方法是给出栅极充电曲线，这样一条曲线指出了导通的不同阶段必须供给栅极的电量。由于这些曲线形式简单、便于使用且信息量大，它们以及相应的栅极电量额定值正逐步取代输入电容额定值。图3-47是栅极电量测试电路，用恒流源对MOSFE的输入电容进行充电，恒定的电流保证了输入电容以恒定速率被充电，波形便同时给出了与栅极电量和时间的关系。图3-48是某一MOSFE导通期间栅源电压、漏源电压和漏极电流的示意波形。在这里栅极驱动电流为1mA漏极负载电流为15A。图3-48某MOSFE导通期间栅源电压、漏源电压和漏极电流的波形栅极电量图的各个转折点表明了导通过程中不同间隔的起点和终点。把Q1电量传送到栅极所需的时间是主要是导通延迟时间；到达Q2时漏源电压已降到VDS(on),导通过程结束。当电荷等于Q3时，栅极被充电至VDS(on)，此时不再需要电荷，这里VDS(on)=10V。在关断期间，电量由Q3降至Q2所需的时间为延迟时间，由Q2降至Q1时漏源电压上升至电源电压，放掉Q1使VGS回到零伏。显然导通时栅极驱动电源提供给栅极的电量和关断时栅极驱动电源吸收的能量大小相同。由公式i=q/t和i=Cdu/dt可以从栅极电量图看出其坡度或输入电容至少有三个值即MOSFE导通分三个阶段：第一阶段：当VGS从零伏上升时，Ciss较小，因而充电非常容易，MOSFE保持断态，VDS保持恒定且等于电源电压，ID等于零，直到VGS等于开启电压VGS(th)。从等于开启电压开始，到达VGS水平段开始时刻，MOSFE导通，ID线性上升，VDS各有下降，VGS上升速率略有下降，但变化不大。因此，VGS从零伏上升到达VGS水平段开始时刻可以认为驱动电路所提供的电荷主要向CGS充电，而CGD±的电压变化很小，输入电容Ciss基本是一个常数。第二阶段：输入电容似乎为无穷大，因为所加的电荷几乎不使VGS变化。在这一区域,VGS的增量约为零，因此没有电荷进入CGS所有电荷都进入了转移电容Crss（即CDG）如果认为，则在VGS的水平段，随着VDS电压接近VDS（on），VDS曲线的坡度有明显的变化，在水平段的前部电压变化较快（导通过程较快），表明有一个较小的转移电容Crss（即CDG）在水平段中部某点开始，电压变化较慢（导通过程变慢），表明有一个较大的转移电容Crss（即CDG）这两个值一个和图3-46曲线上正漏栅电压对应，另一个和负漏栅电压对应。图3-48相关联的漏栅电压曲线如图3-49所示，该图清楚的显示出就在VDG改变极性前，坡度已经改变，切换开关由于Crss的突然增加而减慢。图3-50显示增加漏极电流抬高了水平段的高度，这是由伏安特性所决定。图3-51是改变VDC的结果，这是因为VDD的变化改变了MOSFE的漏极电位，即改变了转移电容必须被充到的电位差，充电量必须增大，因此水平段变长。第三阶段：水平段结束后，VGS又开始上升，栅极被充电至VGS（on）,但没有第一阶段上升的快。这说明输入Ciss电容要比第一阶段大的多。MOSFE从这个阶段开始完全导通，漏栅电压为负值，即图3-46中负漏栅电压对应电容值。栅极充电参数的最直接应用是用来确定为完全导通某器件必须向栅极提供的电量。该电量可分三部分，每一部分对应开关每一阶段的需要。第一段主要确定了导通延迟期间所需电量，第二段说明了使VDS上升或下降所需的电量，第三段的电量与关断延迟有关。当栅极电压在导通期间停止上升时，栅极驱动源阻抗上的电压为（水平段），驱动源阻抗等于这一电压除以IG。VGC为驱动源输出电压。图3-52表明即使在导通和关断时栅极驱动电阻相同，关断也更加迅速。图中IG为流过栅极驱动电阻的电流。这是因为导通时栅极驱动源电阻上的电压为（水平段），而关断时栅极驱动源电阻上的电压为，此时VGG约等于零。5功率MOSFE开关过程分析开关电路如图3-53所示，假定嵌位二极管没有反向恢复时间，负载感抗足够大，在导通和关断时能过维持恒定的负载电流。）导通瞬态（Turn-onTransients）开通状态可以用四种电路模式说明，如图3-54所示，3-55给出了电压、电流波形。假定MOSFE在关断状态已经有足够的时间，负载电流通过嵌位二极管流动，初始条件是模式1:阶跃信号电压加在门极驱动电阻Rg上，由于驱动信号远大于MOSFE的门槛信号VT,即Vg>VT电容CGS和CGD经过Rg充电，在时间t1时刻，门极电压等于门槛电压，即vgs=VT，这一区间的电压表达式：只要电压vgs