通信工程类外文翻译、中英文翻译

通信工程类外文翻译、中英文翻译 宽带，稳定增益，FET输入的运算放大器 特征: 400MHz稳态增益带宽 低输入偏置电流:5pA 高输入电阻:1012Ω或1.0pF 极低的dG/dP :0.006%/0.009? 低扭曲:在5MHz为90dB 快速设置:17ns 0.01% 高输出电流:60mA 超速传动快速恢复 应运: 宽带光电二极管放大器 峰值检测 CCD输出缓冲器 ADC输入缓冲器 高速积分仪 检测和测量前端 宽带光电二极管转移阻抗放大器 一种包含宽带，稳态增益，电压反馈运算OPA655，当有FET输入时，能为ADC缓冲器和转移阻抗设备提供十分宽广的动态放大范围。 良好的脉冲设置和极低的调和扭曲将支持更高要求的ADC输入缓冲需要。 宽带稳态增益和FET输入在高速，低噪声积分器中允许特殊的操作。 由FET输入所提供的高输入阻抗和低偏置电流能被极低的输入电压噪声支持，在宽带光电二极管设备中达到极低的积分噪声。 给定的OPA655高达240MHZ的增益带宽产品可以提供高宽带转移阻抗。如下图所示，来自于47PF 的电容高达1兆欧的转移阻抗可以提供1MHZ，-3增益的带宽。 性能讨论: 使用FET输入阻抗的放大器具有同那些用biploar阻抗相似的功能外，还有一些重要的优点。在标准运算中，低输入偏置电流可以减少由于一个非常高或者未知源的阻抗所产生的直流电压错误。在绝大多数OPA655使用中，输出直流错误只是由于低于1mv输入激励电压所造成的。类似地，输入电流噪声几乎对输出电流噪声影响很小。对于低电流噪声和低于6nv/ 输入电压噪声的OPA655对于宽带阻抗的应用极为有益。 OPA655的高宽带增益和近乎线性的输出，可以通过5MHz对于2v的峰值电压摆动在100Ω处， 来控制调和扭曲低于-90dbc.在低频率或高负载阻抗时，这种显著地减少扭曲可以被观察到。 图1 放大器的内部原理 操作时需考虑的问题 对于PC板外形的仔细观察可以实现如典型性能曲线中所示的特殊操作。一般来讲，对于电源提供的低阻抗路径，和I/O信号端的寄生连接均需很好的操作。在非翻转输入周围可以使用一个防护装置，可以减少由于普通模式输入信号所产生的漏电流，。然而， 驱动翻转点处的防护装置，能增加不同的输入能力，很可能会导致宽带的增加及不稳定性。非翻转缓冲器的应用需一个极低的电感连接在输出和翻转输入之间，以减少频响的峰值。 OPA655名义上是为了执行所提供的正负5伏电压所设计的，它所提供的最大节点的电压应被限制在少于11V。自从一个提供独立偏置使用以来，几乎很少将提供电压的改变看作是交流操作的改变。 基本运算放大器的连接 图2到图4说明基本运放的连接电路也适用于OPA655。高输入阻抗和低闭环输出阻抗对于非翻转缓冲器的应用是有益的。记住那些对于一个输入直流路径仍然是必须的。甚至于用极低的FET输入偏置电流，开放的电压源将导致输入饱和。对于最好的频响，我们建议使用位于输出和翻转输入之间的直接短路径。由于输入偏置电流不必是先联的，匹配一个电阻的非翻转源阻抗在一个反馈网中是不被推荐使用的。 图2 非翻转稳态增益缓冲器 非翻转运放图将再次展示对于输入信号的高输入阻抗和低输出阻抗所驱动的信号增益。图中所示的100Ω的RF将提供了典型特性曲线中的频响。除了高频率非翻转运放，RF和R1的值将被限制到小于1.0K，运放的负载RF+R1相单于负载阻抗。 图3 非翻转运算放大器 图4中的翻转运放提供了一个宽频，输入阻抗可以控制的，低直流小误差运放。通过调整R1可以设定输入阻抗达到预定大小，于是在调整RF，使其达到预定增益。或者可以设定RF和R1达到预定值，再独立地控制输入阻抗使其等于电阻R1和 任意对地电阻为RT的复合。为了估计任意匹配时的带宽，首先应计算增益作为一个非翻转放大器。这个通常被称为噪声增益，或者简化为翻转反馈因素β。 图4 翻转运算放大器 以翻转运放为例，通过设定电压源为0，可以得出β的值。从而可以计算出比的值。 R1加上RT并RS就等于翻转输入对地的总电阻 带宽的结果近似地等于噪声增益除以运放产生的增益。 在实践中，低噪声增益( 5)将产生一个比我们所测得由于第二个命令杆的峰值更宽的带宽。例如来源于0Ω的源阻抗，翻转增益为-1，它产生一个非翻转增益为2，预计信号带宽为185MH。 典型应用 OPA655所产生的高增益和低噪声十分适合于宽带转移阻抗的应用。数据纸的首页显示了对来源于有47PF相对大的参数电容，所测量的结果为1MΩ的转移阻抗增益。对于宽频转移阻抗应用的关键是设定对通过反馈阻抗到达一个平滑，限制带宽，频响的补偿电容。图5显示了对于设定反馈补偿电容CF的解析电路，而图6显示了预感解析。 图5 转移阻抗解析电路 图6 转移阻抗的预感解析 OPA655翻转输入相对于地的总电容将设定为源电容CS作为解析目的。CS是CD，CCM和CDIFF之和。观察一下转移阻抗配置中的预知解析，在低频时噪声增益为1，但是当频率大于时由于在翻转点处所形成的电容值为0而增加。需重要指出的是运放的输入噪声电压增益也将相似地增加。为了得到最大带宽，CF通常被设定为在增长的噪声增益和下降的开环增益而形成高频端的交叉点。这个可以通过设定等于几何数来完成。这就意味着运放所产生的频响和宽带增益为0。若产生的增益带宽用HZ来 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 示，假定CF《CS，CF将被计算为: 它是为了设定噪声增益和开环增益相应在它们交叉点处的高频端。 如果对于噪声增益的准确地设定在与运放开环增益下降端的交叉点，这个电路(曲线)将在45度段产生一个很高的频率响应。为了减少宽频噪声和脉冲响应，将这个点应设定在比上 图放大解析频率稍少的地方较好。对于转移阻抗分布的又一个有条理的解析，产生了对于频率响应以达到最大平滑特性的以下结果。 利用OPA655的宽带增益可以产生用HZ表示的GBW，定义了一个变量: 接下来，需CF以产生一个最大平滑频响: 对于转移阻抗的-3增益的带宽结果为: 图7表示的是以达到最大平滑响应时的CF与RF的关系。图8表示的是为了达到图7所设定的 CF时所需同幅度的RF和CD的带宽。这些图标中还包含了相当于二极管电容的CD的参数为2.2PF的输入电容。对于补偿电容F低效可以通过断开反馈电阻，如首页运用电路可知。 图7 补偿电容和反馈电阻的关系曲线 图8 最大平滑带宽 不同种类的放大器的高速使用仪器 利用OPA655可以实现高速度的不同种类的放大器。在一个单独标准运放的不同配置图中，低输入偏置电流允许相对高的电阻值。二者择一地，如图9中所示，利用一个三运放使用仪器可以实现一个不同高输入阻抗的运放。 图9 高输入阻抗，宽频1NA 在这个例子中，OPA655提供了一个不同增益值: 和OPA651不同阶段输入为1的普通模式增益。OPA651，一种增益为2的，稳定，宽频电压反馈运放，抵制了普通模式，并且提供了与负载50欧的一半相匹配的不同增益。为了匹配这个负载如图10中所示，这个电路在1.5V/V的不同增益处实现了136Hz的带宽。调音电容CT用来匹配两路信号的高频增益，以改善高频CMRR。使用这些调整方式，通过100MHz以后CMRR〉400增益就可以实现。 图10 对于1NA 频响的测量 最佳性能: 直流准确性 OPA655对于低输入激励电压是激光整流的，限制了对于外部整流电路的要求。在很多的情况下，对于输出直流错误，FET低输入偏置电流不会起很大作用。例如，在最小增益为1，最大温度85?。对于反馈电阻大于312千欧只有其超过输入激励电压时，输入偏置电流将产生错误。只有那些相对输入电源较高或反馈电阻值较大的，他们 的输入偏置电流所产生的误差大多是由于输出直流错误。类似地，若两个输入偏置电流很小，但不是很匹配。通过源阻抗并与之匹配的输入偏置电流的取消是不被推荐的。 输入激励源的变化会使所能提供的电压产生改变。利用PSR的具体情况来计算这些。例如，所提供的电压发生0.5V的改变，经常表现为输入激励电压发生0.28mv的变化。 如典型性能曲线图中所示，反面的常模输入电压可以导致输入偏置电流增加。当电压源或反馈电阻较大，并且常模输入电压接近于-2.5v时，这些将对直流精度产生影响。对于二极管转移阻抗的设备在非翻转运放输入需一个偏置电压时，正的输入偏置是值得参考的。 频率响应补偿 OPA655本质上是利用来补偿单元增益使其稳定，这个单元用100欧负载。其相位极限为58度。这个单元增益的相位极限显示出一个频响中的微小尖点。为了减小这个尖点同时要求一个地电感短距离连接从输出到翻转输入端。单元增益这个稳定的宽频给予自己很好的集成和缓冲作用。 在高增益处，相位极限和平坦度将会改善。因为相位极小很少依赖于负载，在增益为+2处平坦度将会通过改变负载而变化。在典型性能曲线中，利用100欧的反馈和100欧的负载可见非常平坦的性能曲线。我们可以通过增加负载和反馈电阻使其上升或减少它们使其下降。在宽带方面我们记得一个-1的反转增益就等于一个+2的增益。例如，噪声增益等于2对于电压反馈运放外部补偿技术的发展是可以应用的。还比如，在非翻转结构中，通过在有反馈电阻的路径中放置一个电容，将可以减小增益到+1，在f 1/2?RFCF时。同样，在非翻转结构中，不用改变低频翻转增益，而在翻转点处放置一个RC对地的网，这个带宽将会受到限制。在高频处这些将起到增加噪声增益的作用，从而限制了翻转输入信号通过增益带宽产品的带宽。 在高增益处，这个电压反馈增益带宽产品将会限制可以达到的信号带宽。若FET输入不需要， 在高增益处的高宽带将是必须的，可考虑从当前的运放像OPA658中得到所需的 带宽。 驱动