AC-DC-DC电源技术方案

AC-DC-DC电源技术 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 ------------------------------------------------------------------------------------------------ AC-DC-DC电源技术方案 目录 直流电源设计方案 目录 目录 1.概述 ................................................... 1 2 系统的整体结构设计 ..................................... 3 3(三相六开关APFC电路设计 .............................. 23 4. 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 ..................... 28 5(高压直流二次电源DC,DC变换器设计 .................... 34 6. 器材选取 ............................................. 40 7. 电源系统散热分析 ..................................... 55 8. 参数设计仿真结果 ..................................... 58 概述 1.概述 1.1 目的和意义 目前，越来越多的电力电子设备投入到电网中，由于不可控整流 器在大功率电源设备中的广泛应用，其对电网造成的谐波污染日益严 重，使得电能生产、传输和利用的效率降低，并影响电网的安全运行。 为了保证电网的正常运行，现在采取的办法往往是限制接入电网的整 流设备的容量，这就限制了一些大功率直流电源的使用。电力电子装 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 置，尤其是各种直流变换装置向高频化、高功率密度化发展，其关键技术是软开关技术。因此，大功率开关电源的功率因数校正技术及 DC/DC变换器软开关技术是当前研究的热点。 1.2 开关电源技术发展现状 开关电源是采用功率半导体器件作为开关元件，通过控制开关元件的占空比进而调整输出电压的电源变换装置，开关电源的前置级将电网工频电压经整流滤波为直流电压，再经直流变换电路即开关电源后即处理后输出、整流、滤波。为了稳定输出电压，设计电压反馈电路对输出的电压进行采样，并把所采样的电压信号送到控制电路中，进行比较处理，调节输出的控制脉冲的占空比，最终使输出电压的纹波及电源的稳定满足设计指标。 开关电源通常包括EMI滤波模块、AC/DC变换模块、DC/DC变换模块、控制、驱动及保护模块、辅助电源模块等。传统的开关电源输入电流中谐波含量高,功率因数低,开关损耗大、电磁干扰严重等一系列问题阻碍了电源技术向着高效率、绿色化、实用化的方向发展。自20世纪80年代以来,随着有源功率因数校正技术和软开关技术的发展,上述问题得到了较好的解决，开关电源技术也步入了一个新的迅速发展的阶段。 1.3 本次设计的主要内容 本次设计一款符合《航天地面直流电源通用 规范 编程规范下载gsp规范下载钢格栅规范下载警徽规范下载建设厅规范下载 》要求的直流电源系统。其采用两级结构，前级AC/DC部分采用三相六开关APFC电路，后级采用移相全桥 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 概述 ZVS PWM变换电路。 前级采用三相APFC整流电路，保证系统在6KW功率下平稳工作，功率因素大于0.99，具有较强鲁棒性，具有过压、欠压指示，输出过压、限流等保护功能。后级采用全桥变换器，采用软开关技术，减小系统能量损耗，且保证输出电压在45V-100V连续可调，且电压稳定(峰峰值小于500mV，电压稳定度不大于1%),具有良好的屏蔽性能，屏蔽性能大于40dB，系统具有双模式(电压源模式，电流源模式)工作特点。具有友好的人机界面，提供外接显示屏，可实时显示输出电压、电流、输入侧功率因数等实时信息，方便用户调整系统参数，并预留CAN总线端口。整体尺寸不大于600mm*500mm*500mm,整体质量不大于50Kg，产品符合GJB 1412-92《航天地面直流电源通用规范》。 并根据相关要求依据设计所需采购工业级以上(含工业级)电源元件。 系统的整体结构设计 2 系统的整体结构设计 2.1 主要技术参数 ? 输入电压:三相交流 380V( ?10% ),50HZ ? 输出电压45V,100V可调 ? 输出电流:DC 100A ? 功率因数:>0.99 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ ? 电源效率:>90% ? 输出电压稳定度:不大于1% ? 输出电压纹波(峰-峰值):不大于500mV ? 过载能力:120% 额定值 ? 冷却方式:风冷或强制风冷 2.2 系统设计方案 为了兼顾电源性能与电路复杂度，电源采用两级结构，前级为APFC AC/DC变换模块，实现三相交流电到直流电的变换，该变换模块具备APFC功能，用以提高电路功率因数，减少电源对电网的谐波污染;后级 DC/DC 模块完成直流电压的变换与输出，采用软开关技术，使DC/DC变换电路中的开关管均工作在软开关状态，减少开关电源电路在高频时的开关损耗，提高电源效率。另外电路中还包含辅助电源电路、EMI电路、控制电路、驱动电路、保护电路等，电源的整体设计方案如图 2-1 所示。 系统的整体结构设计 图 2-1 开关电源整体设计方案 2.3 前级AC/DC APFC变换电路 2.3.1 APFC 主电路结构设计 按照开关电源接入电网方式的不同，APFC 电路可以分为单相APFC电路和三相APFC电路。 其中在小功率场合常采用单相APFC电路，其结构与控制方式相对简单，国内外的一些研究结构和科研公司均开发了一些专用的—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ APFC控制芯片，经过近些年的发展，技术臻于成熟;三相APFC电路适合于中大功率的场合，其中三相电压与电流之间的耦合问题是其存在的主要问题。探究简单可靠的三相APFC拓扑，将三相 APFC 电路实用化是现代研究的热点。本次设计开关电源采用三相380V交流输入，以下将对各种三相PFC电路进行比较与分析。 (1)三相单开关PFC电路 三相单开关 PFC 电路是三相 PFC 电路中结构和控制最为简单的电路，其可以看为单相 PFC整流电路在三相 PFC 整流电路中的拓展。如图 2-2 所示，在电路的拓扑中，只使用一个开关管，通过控制开关管的占空比来控制输入电流的大小，迫使输入电流跟随输入电压变化，从而使输入电流逼近于正弦波，且与输入电压同相，实现功率因数校正。三相单开关 Boost PFC 电路由于其电路设计简单，控制简便，可靠性较高，因此得到了广泛的应用。 系统的整体结构设计 D7 图 2-2 三相单开关 Boost 型 PFC 电路 (2)三相双开关 PFC 电路 三相双开关 PFC 电路图2-3所示，在 AC/DC 变换器的输入端使用三个电容并联，进而构造出一个中线，将直流侧的两只开关管串联在一起，并使两只串联开关管的中点与前端构造出的中线相连。恒频的控制开关管 S1 的 S2 的互补导通，使得电感电流峰值与输入电压成正比，输入侧交流电流波形也近似校正为正弦波，且与输入电压同—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 相，从而实现功率因数校正的目的。 这个电路的典型优点是:a)在电路的负载较大时，不需要辅助的谐振电路，两个开关管 S1、S2 均工作在软开关状态，在开关频率很高时，可以大大减少了开关损耗，提高了电路效率，降低电路散热的要求; b)这种双开关三相 PFC 电路具备拓扑结构简单、控制容易、成本低、容易实现等优点，因此其具备很强的研究价值及实用性。 D7 图 2-3 三相双开关PFC电路 (3)三相三开关 PFC 电路 有学者提出了三相三开关PFC电路如图2-4所示。 系统的整体结构设计 D7 图 2-4 三相三开关 PFC 电路 三相三开关PFC电路中，每相电源各自连接一个开关管，其储能电感的充电与放电的状态，由每相串联的开关进行控制，当开关导通时电流增加，关断时，电流下降。每相的工作原理与单相Boost型PFC电路相似，且电感电流连续，理论功率因数为1。此电路可采用三电平技术，在这种工作状态下，开关管与二极管等半导体器件的耐压要求与单相PFC电路的器件是一样的，其控制策略与三个单相Boost型PFC电路也相似。 该电路只有当输入交流电压过零时控制开关动作，控制每相电感电流的大小，达到三相电流的部分解耦目的。该电路具备的显著特点—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 是:a)电路工作在工频下，不需要高频的半导体器件，可以减少电路的成本与开关损耗;b)电路中不需中线，且电流中不含三次谐波，开关应力小; c)重载时功率因数校正的效果较好，轻载时较差。因此，三相三开关的PFC电路适合于对设备体积要求不高、负载变化范围不大的应用场合中。 (4)三相四开关PFC电路 三相四开关PFC电路如图2-5所示。该电路与三相双开关PFC电路是相近的，不同的是输入端的中线是由三个RL电路构造出的，且整流桥的下桥臂开关管是三个可控的开关，而在直流侧只用一个开关管与一个二极管并联成一个桥臂。相对于三相双开关电路，这种电路拓扑不存在直通的危险。 系统的整体结构设计 图2-5 三相四开关 PFC 电路 (5)三相六开关PFC电路 三相六开关PFC电路如图 2-6 所示。三相六开关PFC电路是一种三相全解耦的电路拓扑，其又称为三相PWM整流器。 图 2-6 三相六开关 PFC 电路 在三相电路中，共有三个电压与电流需要进行控制，三相六开关电路中，使用两个开关控制一相电流，将电流校正为与电压同相的正弦波，功率因数接近于 1。常用的控制策略有 d-q 坐标系控制，空间矢量控制等。三相六开关PFC电路进行功率因数校正的功率因数最高，但其开关器件较—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 多而且控制相当复杂。 通过对五种三相APFC电路拓扑结构的分析，可以得出下表2-1，三相单开关APFC 电路、三相双开关APFC 电路、三相三开关APFC 电路拓扑结构较为简单，控制容易实现，但功率因数校正后，输入电流中，谐波成分依然很大，三相四开关 APFC 电路与三相六开关 APFC 电路功率因数校正的效果比较好，可以达到单位功率因数。但所需开关器件众多，控制非常复杂，多采用数字芯片进行控制，实现的成本较高。 表2-1 三相APFC电路优缺点分析 系统的整体结构设计 因此为了考虑开关电源的性能，以及电源的大功率应用，本此设计拟采用三相六开关APFC电路，旨在提高电源的功率密度及效率。 系统的整体结构设计 2.3.2 APFC 控制技术确定 按照开关变换器导电模式的不同，可以将APFC电路分为连续导电模式(CCM)型与不连续导电模式(DCM)型。变换器工作在连续导电模式下，是指在电路开关管关断的时间间隔内，续流二极管上的电流不降为零。变换器工作在 DCM 是指变换器中的开关和二极管在一个开关周期中变换器中电感电流降为零，即开关管与二极管都不导通。下面将研究变换器工作在DCM模式和CCM模式下的几种控制策略。 (1)DCM控制模式 DCM控制模式又被称为电压跟踪法，其广泛的适用于单相或三—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 相单开关、双开关等电路中。 其显著的优点为:输入电流自动跟踪电压且功率管工作在零电流开通。由于电感电流会在开关管关断期间产生为零的时刻，因此其缺点为:a)由于电路工作在电感电流断续的模式下，因此输入电流与输出电流中含有的纹波较大，因此电路中的对滤波电路要求较高;b)电流中存在较高的峰值电流，因此开关器件需要承受较大的电流应力。DCM的控制可以采用恒频、变频、等面积等多种控制方式。恒频控制是指开关变换器中控制半导体开关的频率是恒定不变的，在此控制策略下，开关变换器的开关频率保持不变，即开关周期是不变的，而功率管的占空比D是变化的，正是因为如此，电源输入的平均电流并不正比于输入电压，因此输入电流会产生畸变，其工作电流的波形如图2-7所示。 图2-7 DCM恒频控制电流波形 变频控制是指开关的频率是不断发生变化的，即开关周期是不断发生变化的，而开关管的占空比始终保持不变。电源电压与输入平均电流成正比，因此可以得到单位功率因数。这种控制策略中，功率管的开启时间即占空比始终是恒定 系统的整体结构设计 的，电感电流始终处于临界导电模式，其工作电流波形如图 2-8 所示。 图 2-8 DCM 变频控制电流波形 (2)CCM 控制模式 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ CCM 模式是目前应用最多的控制方式之一，这种控制方式来源于 DC/DC 变换器的电流控制模式。将采样的输入电压信号与输出电压进行比较，得到的误差信号与各相电压作为乘法器的两个输入来控制电流控制器，而电流控制器控制 PWM 控制器输出的控制信号的占空比大小，从而使得输入电流按给定信号变化。 与 DCM 控制模式进行对比，CCM 控制模式中输入和输出电流中的纹波较小、THD和EMI小、滤波电路要求低等优点。CCM控制模式又可以分为间接电流控制和直接电流控制，这是根据是否直接选取电感电流作为控制电路的反馈量来进行划分的。 间接电流控制的方法为，输入电感的电流是间接的通过控制交流侧输入电压基波的幅值及其相位来实现的，又称为幅值相位控制。间接电流控制具有结构简单、无需采样电流等优点。但其稳态性很差，动态响应慢。 在直接电流控制策略中，检测整流器的输入电流是系统的反馈量和被控量。具有较高的动态响应、及较高的电流控制精度等优点。但是其需要检测输入电流，成本较高。具体的进行划分，直接电流控制又可以分为滞环电流控制、预测电流控制、无差拍控制、三角载波电流控制、平均电流控制、单周期控制、状态反馈控制、模糊控制等方式。 本次设计研究的开关电源其前置级AC/DC部分采用三相六开关 APFC 电路，工作在CCM模式下的，通过恒频控制三对互补开关开通与关断，使电感电流得峰值跟随各相输入电压变化，从而实现功率因—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 数校正的目的。 2.3.3 APFC数学模型 系统的整体结构设计 可用“双环分离法”简化三相 PFC 控制电路的设计:设计电流内环时，假定输出电源稳定;而设计外环时，又假设内环已跟踪上，从而可以分开设计内、外环。分离的前提是电流环的带宽比电压环宽得多。一般电压环带宽取工频的几分之一，这种假设是合理的。对内环而言，3个内环结构完全相同，其单相结构为一阶，设计相对容易;对外环而言，主电路是三相，其平均模型为三阶，电压环的设计仍比较复杂。PFC电路在框架下的平均模型早就有了，这种模型可用于内环设计，然而却不适合于外环设计，原因是模型含时变参数，一般要经过变换后才便于分析。控制上采用双闭环控制 电压环采用PI调节器 可以稳定调节直流输出电压 电流环采则用相位跟踪技术可以使整流器获得较高的功率因数，但一般要经过变换后才便于分析。在框架下通道相互耦合，即使采用解耦技术， 简化也不多。于是如何简化主电路模型成为电压外环设计的关键。 随着高速 DSP 芯片的商业化，电源的数字化已成为新的发展趋势，而数字化给三相高功率因数校正的控制带来了新的研究思路。数字控制是电源数字化实现的关键，也是设计难点。控制程序的编制和调试增加了电源设计的开发周期，这在三相高功率因数校正电路的设计中，尤为突出，因其控制量较多，需要采用电压电流的双闭环控制，来实现输出的稳定及输入的单位功率因数。建模和仿真可以加速电源—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 设计，本次设计电压型PWM整流器实现功率因数校正，并给出相应的建模思路。假设:?开关皆为理想开关;?交流电源为三相对称理想电压源;?忽略开关的死区时间。则 Usa?Emcos(?t) Usb?Emcos(?t?2?/3) (2-1) Usc?Emcos(?t?2?/3) (1) 在 ABC 静止坐标系下的高频数学模型 三相 Boost型 PWM 整流器电路拓扑如图2-9。图中 Usa，Usb 和 Usc 是电源电压，isa，isb和isc是输入电流，L是三相滤波电感，Cs是直流侧滤波电容，Udc是直流母线电压，R是直流侧等效负载电阻，Io是直流负载电流。由于三相电压型PWM整流器桥臂的上下开关管的控制信号互补，故定义开关 函数 excel方差函数excelsd函数已知函数     2 f x m x mx m      2 1 4 2拉格朗日函数pdf函数公式下载 : ?1——i相上下导通 Si=? (2-2) ?0——i相上下不导通 则变换器数学模型为: 系统的整体结构设计 X?AX?BU (2-3) ?U??UsaUsbUsc?Idc??X?[isaisbiscUdc]????Rs/Ls00S*?Sa????式中??Rs/Ls0S*?Sb? (2-4) ?A??0 ??00?Rs/LsS*?Sc????S/CS/CS/C0???bscs?as??TB?diag1/L1/L1/L1/C ???ssss?. 从式(2-3)可以看出:每相输入电流都是由三相开关函数共同—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 控制的，整流器是一个相互耦合的多阶非线性时变系统;不带中线的三相 PWM 整流器的电容中点电位与电网中点电位不相等，两电位差是高频脉动量，由三相开关函数共同决定。可见从高频角度看，PWM整流器三相之间是互相耦合的。图2-9可用于变频器、三相UPS、有源滤波器(APF)、静止无功补偿器(SVG)等，是应用最广的三相电压型PWM整流器。 +Udc - 图2-9 电压型PWM整流器电路拓扑 (2) αβ静止坐标系下的高频数学模型 上节建立了三相 PWM 整流器在abc静止坐标三相静止坐标系变换到两相静止坐标系的变换矩阵为: Tabc/??1?1/2?1/2??? (2-5) 0/22? 则 PWM 整流电路在两相静止坐标系下的数学模型表示为: X???A??X???B??U?? (2-6) . 系统的整体结构设计 ?X???[i?i?Vdc]T ?TU?[uu]????????Rs/Ls0?S?????A????0?R/L?Sss?????S?0?式中?(2-7) ?S?? ?T?B????1/Ls1/Ls1/C???isa???i??????i??Tabc/???isb???????isc??? 可见由式(2-7)实现了有关量的解耦。在两相αβ静止坐标系下输入电流i?、 i?只与各自的开关函数S?、S?有关。但变换后的两—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 相电压和电流仍然是正弦变化量。当整流器的开关频率远大于电网频率时，式(2-4)和式(2-7)中的开关函数都可用上桥臂在一个开关周期内的导通时间所占的百分比dk(k=a, b, c)代替，从而得到一个开关周期内的平均数学模型，即 PWM整流器的低频数学模型。平均数学模型忽略了整流器的开关过程，简化了整流器的模型。 控制电压和平均开关函数之间的关系 ur??S?u0 (2-8) ur??S?u0 由式(6)知整流器的输出电流为 i0?S?i??S?i? (2-9) 由式(2-6)和式(2-9)可得 PWM 整流器在两相αβ静止坐标系下的高频等效电路模型如图2-10所示。由式(2-9)知整流器的输出电流在两相αβ静止坐标系下是含有低频纹波的。 系统的整体结构设计 dc 图2-10高频等效电路模型 为了便于理解，可将三相整流器控制原理图简绘为如图2-11所示。 图2-11三相APFC整流器控制原理图 电压闭环控制系统框图如图2-12所示。图2-12中 G(s)是三相高功率因数整流器控制到输出的传递函数，是电压控制器。 图2-12系统闭环控制框图 2.4 后级 DC/DC软开关变换电路 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 开关电源后级DC/DC变换电路的目的是将前级AC/DC电路输出的直流电经过 系统的整体结构设计 降压以后输出，并且需要具备稳压的功能。如果一个电源输入与输出端需要隔离、或者需要相互隔离的多路输出、输入电压与输出电压的比例小于1或者变换器需要采用较高的工作频率，在以上的几种情况下，后级的DC/DC变换电路多采用间接直流变流电路，即DC/AC/DC变换电路，其电路的结构如图2-13所示: 图 2-13 DC/DC 变换电路结构图 常用的 DC/AC/DC 变换电路有正激电路、反激电路、半桥电路和全桥电路。 2.4.1 DC/DC 主电路结构设计 (1)正激变换电路 正激变换电路的拓扑结构如图2-14所示。 电路的工作过程为:开关S开通后，变压器的绕组W1两端的电压为上正下负，与其耦合的W2绕组两端的电压也为上正下负。因此，二极管VD1处于导通，VD2截止，电感L的电流逐渐增长;S关断以后，电感L通过VD2续流，VD1截止，L 的电流逐渐下降。S关断以后，变压器的励磁电流经过W3绕组与 VD3流回电源，使励磁电流降为零，使变压器的磁芯复位。 图 2-14 正激变换电路 在输出滤波电感电流连续的情况下，即S开通时电感L的电流不—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 为零，输出电压与输入电压的比为: UoN2ton? (2-10) UiN1T 如果输出电感电流不连续，输出电压将高于上式的计算值，并随负载减小而 系统的整体结构设计 升高，在空载的极限情况下: UoN2? (2-11) UiN1 (2)反激变换电路 在反激电路中，变压器起着储能元件的作用，可以看作是一对相互耦合的电感。其工作过程如下:S 开通后，VD 处于断态，绕组 W1 的电流线性增长，电感储能增加;S 关断后，绕组 W1的电流被切断，变压器中的磁场能量通过绕组 W2 和 VD 向输出端释放。反激变换电路如图2-15所示: 图 2-15 反激变换电路 如果开关S开通时，绕组W2的电流尚未下降到零，则电路工作在电流连续模态，其输出电压与输入电压的比值为: UoN2ton (2-12) ?UiN1toff 如果开关S开通时，绕组W2的电流已经下降到零，则电路工作在电流断续模态，其输出电压的实际值将高于上式的计算值，并随着负载减小而升高，在空载的极限情况下，输出电压趋于无穷，这将损坏电路中的元件，因此反激电路不应工作在负载开路的状态下。 (3)半桥变换电路 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 半桥变换电路如图2-16所示: 图 2-16 半桥变换电路 系统的整体结构设计 在半桥电路中，S1与S2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变变压器二次侧整流电压平均值，也就改变了输出电压UO。由于电容的隔直作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压 的直流分量具有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。 当滤波电感的电流连续时: UoN2ton? (2-13) UiN1T 当输出电感电流不连续时，输出电压UO将高于上式的计算值，并随着负载减小而升高，在空载的极限情况下: Uo1N2? (2-14) Ui2N1 为了避免上下开关管在换流的过程中发生短暂的同时导通显现而造成短路，损坏开关，每个开关管各自的占空比不能超过50%，并留有裕量。 (4)全桥变换电路 全桥变换电路的原理图如图2-17所示。 全桥电路中的逆变部分由四个开关组成，互为对角的两个开关同时导通，而同一侧半桥上下两个开关交替导通，将直流电压逆变成幅值为Ui的交流电压，加在变压器的一次侧。开关的占空比就可以改—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 变整流电压Ud的平均值，从而改变输出电压Uo的大小。 变压器原边串联隔直电容同样对一次侧电压中的直流分量有自动平衡作用，避免磁路饱和。 当滤波电感的电流连续时: UoN22ton? (2-15) UiN1T 系统的整体结构设计 图 2-17 全桥变换电路 当输出电感电流不连续时，输出电压UO将高于上式的计算值，并随着负载减小而升高，在空载的极限情况下: UoN2 ? (2-16) UiN1 为了避免同一桥臂的上下开关管在换流的过程中发生短暂的同时导通显现而造成短路，损坏开关，同一桥臂的两个开关管各自的占空比不能超过 50%，并留有裕量。 表2-2 DC/DC拓扑分析 系统的整体结构设计 在中小功率的场合，正激电路、反激电路、半桥电路因其结构简单、容易实现，应用非常普遍，而在大功率的场合，一般采用全桥电路。因此本设计后级 DC/DC 部分将采用全桥变换电路。 2.4.2 DC/DC 电路控制技术确定 全桥变换器实现的功率变换实际上是一个 DC/AC/DC 变换，其中 DC/AC 变换是由全桥的两个桥臂完成的，而AC/DC是由全波整流电—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 路完成的。DC/AC 变换是通过控制两个桥臂上对角线上的两个开关管S1与S4、S2与S3互补导通，从而在变压器的原边得到交流方波电压。为了达到这个目的，对桥臂上的四只开关管有以下四种不同的控制策略，以下将分别进行分析: (1)双极性控制方式 系统的整体结构设计 图 2-18 双极性控制方式 如图2-18所示，双极性控制方式是最传统的一种控制方式。在双极性控制方式中，对角的两只开关管S1、S4和S2、S3同时开通和关断，一对开关管的导通时间不超过半个周期，即导通角不超过180?，保留一定的死区时间。 (2)有限双极性控制方式 图 2-19 有限双极性控制方式 如图2-19所示，正半周期中，S1一直开通，S4只开通一段时间;在负半周期中，S3一直开通，S2只开通一段时间。S2、S4在S1、S3之前关断。 (3)不对称控制方式 图 2-20 不对称控制方式 如图2-20所示，不对称控制方式中，对角的两只开关管S1、S4和S2、S3 同时开通和关断，与方式1中不同的是，开关管的开通和关断是互补的。由于S1、S4的开通时间和S2、S3的开通时间是不同的，因此变压器两端的交流方 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 波电压是不对称的。 (4)移相控制方式 系统的整体结构设计 图 2-21 移相控制方式 超前于S2、S4，因此定义S1、S3为超前桥臂，S2、S4为滞后桥臂。 压器原端电压，从而达到调节相应的输出电压的目的。S1、S3的驱动信号分别如图2-21所示，在移相控制方式中，每个桥臂的两个开关管互补导通，并保留一定的死区时间，所谓移相角即两个桥臂的开关管导通相差的一个相位。两个有一个相位差的电压叠加后加在变压器原端，通过调节移相角的大小来调节变 图2-22 电源系统主拓扑结构图 系统的整体结构设计 采用移相控制方式中，不需要增加额外的辅助谐振电路，只需利用开关管寄生电容与变压器漏感之间的谐振，便可以使全桥的四个开关管工作在软开关状态，大大减少高频时开关电源的开关损耗，提高电源的效率。 结合以上的分析，本此设计所研究的开关电源后级DC/DC变换电路采用移相全桥ZVS PWM变换电路。其电源主系统拓扑图如图2-22所示 三相380V交流电经前端三相全控整流APFC功率因数校正后输出DC 500V，经后级全桥DC/DC电路实现降压功能。其功能框图如图—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 2-23所示。 -V 图2-23 电源系统功能框图 整流功率校正功能由主控制器DSP实现，DC/DC电路以及MOS管软开关通过专用移相控制专用芯片实现。显示电路通过DSP实现现场功率因数实时显示，以及输出工作状态功能。 输出电压 图2-24整流功率校正功能示意图 三相六开关APFC电路设计 3(三相六开关APFC电路设计 中大功率开关电源前置级AC/DC部分多采用三相不控整流加大容量滤波电容设计，如图3-1所示，只有交流电源电压高于直流侧滤波电容电压的时候,整流二极管才能导通，其余时刻，二极管关断，由电容向负载放电。但是对于中大功率开关电源因此，交流电流呈现出不连续的尖峰状，其中含有大量的高次谐波，对电网造成严重的谐波污染，且电流与电压不同相，造成系统功率因数降低。采用有源功率因数校正(Active Power Factor Correction)技术，将输入电流校正成与输入电压同相的正弦波，实现开关电源“绿色化”是电源接入电网的必要前提。 在三相电路中，共有三个电压与电流需要进行控制，三相六开关电路中，使用两个开关控制一相电流，将电流校正为与电压同相的正弦波，功率因数接近于 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 1。常用的控制策略有d-q坐标系控制，空间矢量控制等。三相六开关 PFC 电路进行功率因数校正的功率因数最高，但其开关器件较多而且控制相当复杂，设计难度较高。 图3-1 三相不可控整流电路 3.1 功率因数校正技术 3.1.1 功率因数的定义 由电工学的基本理论，功率因数(PF)的定义为有功功率(P)与视在功率(S)的比值，其公式表示为: PF?PU1I1cos?1I1cos?1????cos?1 (3-1) SU1IRIR 三相六开关APFC电路设计 式中: I1——输入电流基波的有效值，单位A。 I1、I2、IR为输入电I R——电网电流的有效值，IR流中各次谐波有效值，单位A。 U1——输入电压基波有效值，单位V。 cos?1——基波电压基波电流的位移因数。 由此可知，PF由输入电流的波形畸变因数?以及基波电压和基波电流的位移 cos?1则电源的能量利用率越高，因数cos?1共同决定的。电路中的无功功率越小， 电路元件的损耗越小;?越小，表示电源输入电流谐波分量越大，电流波形畸变率越高，对电网造成污染越严重，使系统功率因数降低，—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 严重时会造成电子设备损坏。 定义各次谐波有效值与基波有效值的比成为总谐波畸变(Total Harmonie Distortion，THD)，其表达式为: (3-2) THD?THD 用来衡量谐波对电网的污染程度。由式(3-2)可见，有效的抑制电路中的谐波分量即可达到增大?，提高PF的目的，从而减少了THD。常规的开关电源输入电路如图3-2所示: 图3-2 开关电源输入电路 三相六开关APFC电路设计 市电经过不可控整流后，应用一个较大的电容对整流后的电压进行滤波，这样可以使输出电压变的平滑，但在整流电压对大电容的充电过程中，输入电流成为不连续的尖脉冲，除含有基波外，还含有大量的谐波分量，THD值很高，PF很低，能量的利用率差，电源效率低，同时对电网产生了很大的谐波污染。这就是常规的电源电路功率因数低、谐波污染大的根源。此时的输入电压、输入电流波形如图3-3所示。 图3-3 未功率因数校正的电压电流波形 3.1.2 APFC 的基本工作原理 功率因数校正的主要方法有两种:一是无源PFC技术，即采用体积庞大的电感、电容滤波器来消除电路中的谐波电流，从而提高功率因数，它的主要缺点已经在第一章做了详细的阐述，所以现在一般不再使用。 二是有源功率因数校正电路，自上世纪90年代以来得到了广泛—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 的应用。它是在整流器与输出滤波器之间设计一个功率变换电路，将功率因数校正为 1。有源功率因数校正电路可以工作于高频开关状态，因此可以大大减少装备的体积。比无源功率因数校正电路效率高，而且能对变化的谐波进行迅速的动态跟踪补偿，有源功率因数校正电路的补偿特性不受负载影响，因此有源功率因数校正电路得到了迅猛的发展与广泛的应用。 有源功率因数校正的基本原理为通过控制电路强迫交流输入电流波形跟踪交流输入电压波形，从而将交流输入电流逼近于正弦波，并与交流输入电压同相，整个变换器电路在输入端等效为一个电阻，以两相单开关 Boost 型 PFC 电路为例如图3-4所示。 三相六开关APFC电路设计 U 图3-4 典型的有源功率因数校正电路 有源功率因数校正的缺点是电路比较复杂，控制电路设计比较繁复，成本较高，响应较慢等。但是随着新的半导体器件的产生和发展，特别是一些专门的控制芯片的诞生，使有源功率因数校正技术趋于成熟，因此有源功率因数校正得到了越来越广泛的应用。 3.2 三相六开关 APFC 电路工作原理 它是一种非线性控制技术，其突出特点是:无论是稳态还是暂态，它都能保持受控量的平均值恰好等于或正比于给定值，即能在一个开关周期内，有效抵制电源侧的扰动，既没有稳态误差，也没有暂态误差，这种控制技术可广泛应用于非线性系统的场合。该控制技术最初—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 应用于DC/DC变换器的控制中，现已逐步应用于开关功率放大器、有源电力滤波器、交错运行并联开关变换器、矩阵式交流稳压电源、单相功率因数校正器等领域。三相六开关PWM整流器，能实现能量的双向流动，它是把在PWM逆变电路中使用的PWM技术移植到整流电路中形成的。这种变换器通常采用双环控制，外环是电压调制环，内环是电流环，电流和电压特性都较好，但存在控制电路结构复杂、设计较为复杂。 具体三相PWM整流电路采用复合有源箝位ZVS三相功率因数校正变换器，应用三角载波控制策略，所有的主开关和辅助开关均为零电压开关，有效抑制桥臂开关管反并二极管的反向恢复电流，减少反向恢复损耗。具有开关器件电压应力较低，开关频率固定，输入波形质量好的特点。输入功率因数要求达到为99%，THD达到4%以下。 三相六开关APFC电路设计 图3-5 三相六开关APFC电路 上图是本次系统采用的三相六开关APFC主拓扑图，图3-6为PFC控制电路，其外环为电压环，内环为电流环。在控制直流侧电压的同时也起到功率因数校正的作用。通过电压传感器采集到电压信号，并与设定电压值之差作为调节量送入一个比例积分PI型电压误差放大器，其输出是一个直流量，当实际输出电压大于设定值时，输出直流量减小，当输出电压小于设定值时，输出直流量增加,以直流增量与相电流做之差为控制量驱动整流桥臂MOS管的驱动信号。 G1 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ Bsan san G2 Bator G3 图3-6 三相六开关APFC控制电路 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 4. 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 在早期的大功率电源(输出功率大于1KW)应用中，硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种，其特点是开关频率固定，开关管承受的电压与电流应力小，便于控制，特别是适合于低压大电流，以及输出电压与电流变化较大的场合。但受制于开关器件的损耗，无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。例如:一个5KW的电源，采用硬开关全桥，即使效率做到92%，那么依然还有400W的损耗，那么每提升一个点的效率，就可以减少50W的损耗，特别在多台并机以及长时间运行的系统中，其经济效益相当可观。 随后，人们在硬开关全桥的基础上，开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter)，利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching，简称ZVS)，来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提高电源的功率密度。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 移相全桥ZVS PWM变换器主电路如图4-1所示，其功率变换的核心为四个功率开关管VS1、VS2、VS3、VS4组成的两个桥臂，及主功率变压器T。 图 4-1 移相全桥 ZVS PWM 变换器主电路 上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下: Uin:输入的直流电源 VS1-VS4:4个主开关管，一般是MOSFET或IGBT。 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 T1,T2称为超前臂开关管，T3,T4称为滞后臂开关管 C1-C4:4个开关管的寄生电容或外加谐振电容 D1-D4:4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管 DR1,DR2:电源次级高频整流二极管 T:移相全桥电源变压器 Lp:变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和 Lf:移相全桥电源次级输出续流电感 Cf: 移相全桥电源次级输出电容 RL: 移相全桥电源次级负载 在一个开关周期内，利用四个开关管与主功率变压器的漏感之间的谐振，使两个桥臂的四个开关管依次零电压开通与关断，可以有效地降低变换电路的开关损耗与开关噪声，同时也有效减少了开关管在开关过程中对外界的高频干扰。同一桥臂的两个开关管互补导通180?，不同的两个桥臂的开关管导通时间相差一个相位，即所谓移—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 相角，通过调节此移相角的大小，可以调节输出电压的大小。 4.1 移相全桥ZVS PWM变换器 4.1.1 移相全桥ZVS PWM变换器的工作原理 以下将对移相全桥ZVS PWM变换器在一个周期内的开关过程进行分析，在此之前，先作如下假设: a)所有开关管、二极管等均为理想器件; b)所有电阻、电感、电容、变压器等均为理想器件; c)开关管寄生电容C1=C2=C3=C4相等; d) 输出电感Lf 远远大于变压器的漏感LP，即Lf>>LP。 (1)工作模态 1(t0?t1):t0时刻之前开关管VS1、VS4正常导通，如图4-2所示。直流电压Ui 直接加在变压器原边线圈上，因此原边电流线性上升。t0时刻开关管VS1关断，其并联的寄生电容C1上的电压为零且不能突变，因此VS1是零电压关断的，如图4-3所示。变压器漏感LP及滤波电感Lf折算到原边的值很大，因此原边电流近似保持不变,C1充电，电压缓慢上升，同时VS3并联的电 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 容C3放电，电压逐渐下降。 图 4-2 VS1、VS4 正常导通 图 4-3 VS1 关断 (2)工作模态2(t1?t2):t1时刻C1充电完毕，同时C3 放电完毕，VS3 的体二极管 D3 导通，此时，开关管 VS3 两端的电压近似为零，只要在此时间段触发开通 VS3，则其为零电压开通，如图 4-4 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 所示。 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 图 4-4 二极管 D3 导通 (3)工作模态3(t2?t3):t2时刻VS4关断，由于其并联的电容C4上电压不能突变，因此VS4为零电压关断的，如图4-5所示。VS4管断后，VS2的并联电容C2放电，电压逐渐下降，同时C4充电，电压逐渐上升。UAB 由零变为负，副边两个整流二极管 DR1、DR2 同时导通，变压器副边短接，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，UAB 直接加在变压器漏感LP上，ip急剧下降，LP与C2、C4谐振。 图 4-5 开关管 VS4 关断 (4)工作模态4(t3?t4):t3时刻，C2、C4完成充放电过程，即C2电压谐 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 振降为零，VS2的二极管D2导通，在这个时间段内触发开关管VS2，则可实现开关管的零电压开通，如图 4-6所示。原边电流继续线性下降，t4时刻，Ip下降至零。 图 4-6 二极管 D2 导通 (5)工作模态5(t4?t5):此时开关管 VS2、VS3 均正常导通，如图4-7所示。原边电流反向增大，由于原边电流非常小，不足以向副边的负载提供能量，因此副边的整流二极管 DR1、DR2仍同时导通。 图 4-7 开关管 VS2、VS3 正常导通 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ (6)工作模态6(t5?t6):t5时刻原边电流值达到副边折算到原边电流 移相全桥ZVS PWM变换器分析与设计 ?Ilf(t5)/K，整流二极管DR1关断，DR2导通，如图4-8所示。原边电流开始向副边负载提供能量。t6时刻，VS3关断,其关断过程与上述过程相似。 图 4-8 DR1 关断，DR2 导通 4.1.2 变换器实现ZVS的条件 通过前面的讨论，可以得出，全桥变换器的四个开关管在关断时，其并联电容电压不能突变，因此比较容易实现零电压关断;然而，如果实现开关管的零电压开通，则需在开关管开通之前使其并联电容上的能量释放至零，进而使得其体二极管导通，才能实现，因此开关管的零电压开通不易实现,因此要实现 ZVS 需要满足: 1E?CUi2?CTUi2 (4-1) 2 超前臂与滞后臂在实现 ZVS 时亦有所差别。超前臂开通与关断时，变压器副边的整流二极管正常工作，副边的滤波电感折算到变压器原边并与变压器的漏感相叠加，因此，原边电流变化不大，开关管并联电容上的能量释放较快,因此比较容易实现零电压开通;滞后臂开关管工作时，变压器副边的整流二极管处于同时导通的状态，副边短路，因此滤波电感不能折算到原边，只有原边的漏感维持原边电流，而此时原边电流已经很小，因此开关管并联电容上的能量释放较慢。因此滞后臂实现 ZVS 要比超前臂困难。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 高雅直流二次电源DC/DC变换器设计 5(高压直流二次电源DC,DC变换器设计 本章采用第四章提出的移相控制ZVS PWM DC,DC全桥变换器拓扑研制。 高压直流电源系统中二次电源直流变换器，其主要技术指标为: ?输入直流电压:150-250V可调 ?输出电压44V,100V可调 ?输出电压稳定度:不大于1% ?输出电压纹波(峰-峰值):不大于500mV ?输出直流电流:100A 5.1 主电路结构 主电路结构如图3-1所示，包括1)输入滤波电路;2)桥式逆变电路; 3)高频变压器、谐振电感、箝位二极管及隔直电容;4)输出整流、滤波电路等组成。 5.1.1 输入滤波电路 输入滤波电路由输入滤波电感和滤波电容组成。其中L101是输入滤波电感，对输入电流起到平滑作用。SCR和R108构成输入软启动，开机时，通过R108给滤波电容C100、C101充电，R108起到阻尼作用，防止滤波电感与滤波电容产生振荡，同时避免出现过大的浪涌电流。启动完成后，控制电路将会产生一个驱动信号触发SCR导通，将R108短路。 5.1.2 全桥逆变电路 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 全桥逆变电路由Q105,Q108组成。Q105--Q108均为CoolMOS，内部包含寄生结电容和反并二极管，它们能实现ZVS，其中Q105和Q108组成超前桥臂，Q106和Q107组成滞后桥臂，CBBl03,105是涤纶电容，用于吸收直流母线上的高频电压尖峰。通过全桥逆变电路，在A、B两端得到脉宽可调的高频交流方波电压。R100,R103是栅极驱动电阻，消除栅极电压振荡;R104,-(R107是栅极电阻，与栅极并联。 高雅直流二次电源DC/DC变换器设计 5.1.3 高频变压器、谐振电感、箝位二极管和隔直电容 高频变压器TRl00起到隔离和降压的作用，它有一个原边绕组、两个带中心抽头的副边绕组。谐振电感L104用来帮助实现功率开关管的ZVS，而隔直电容C104则是用来防止高频变压器直流磁化，筘位二极管D102，D103用于消除输出整流二极管上的电压振荡。 5.1.4 输出整流滤波电路 输出整流滤波电路用来将变压器副边的交流方波电压整流和滤波，得到28.5V的直流电压。其中，D104和D106是输出整流二极管，D105、C105和R109组成RCD吸收缓冲电路，用来吸收漏感引起的电压尖峰。L102是输出滤波电感，C106,C109，C114,C116是滤波电容，L108、L109与C110,C113构成去除共模杂音电路。 图5-1主电路结构图 5.2控制电路与驱动电路 5.2.1控制电路 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 本电源的控制电路采用UCC3895来实现，如图5-2所示，它具体分为如下几个部分:UCC3895外围电路设置，电压闭环、电流闭环环节，软起动。保护电路包括四个保护功能和一个报警功能。 高雅直流二次电源DC/DC变换器设计 1.UCC3895外围电路设置 D1 5-2 UCC3895外围电路 VDD取12V且CS脚与ADS脚直接相连;在CT脚与地之间接相应的电阻和电容可以设置相应的开关频率，DLY-AB和DLY-CD管脚与信号地之间接相应的阻容可分别设置超前桥臂开关管的死区时间和滞后桥臂开关管的死区时间。 2.电压电流闭环环节 输出电压反馈信号Vf经过一电压跟随器送到电压调节器的反相端，5V基准电压可通过电位器进行调节，作为电压给定信号输入电压调节器的正相端，以确保电源输出连续可调。以一个电阻和电容跨接在反相端和输出端作为补偿网络，构成比例积分(Pl)调节器。为了提高PI的稳定性，再并接了电容。电压调节器的输出送至3895内部误差放大器的同相端，该误差放大器接成电压跟随器形式，其输出信号与锯齿波比较，调节移相角，以保证输出电压稳定。 当电源系统作为电流源使用时输出电流经分流器转换为电压信号，再经过差动放大器放大，反相后送到电流调节器的反相端。5V基准电压经过电阻分压后，得到2.5V电压送到同相端，作为电流给—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 定信号。使用一个电阻和电容并联在比较器反相端构成PI调节器，为了抑制运放的温漂，在PI调节器上并接一个电阻。 3.软起动 开机时，9V电压通过R243给电容C129充电，充电时间由RC常数来确定。当C129电压充至9V后，比较器输出高电平，这时三极管Q109导通，给晶闸管提供驱动信号，使其触发导通，软起动电路如图5-3所示。 高雅直流二次电源DC/DC变换器设计 图5-3 软起动电路 4.保护电路 本电源设置了四个保护功能和一个报警功能:输入过压保护，输入欠压保护，输出过压保护和输出欠压告警。 (1)报警电压设定与检测 为了减少的辅助电源负载度，所以采用电位器进行报警电压值设定。将设定报警电压值输入迟滞比较器正相，反馈电压信号送入迟滞比较器反相，当反馈电压大于迟滞比较器下门限阀值时迟滞比较器输出低电平，保护电路如图5-4所示。 图5-4 报警电压设置与检测电路 (2)故障显示电路 采用CD4044芯片完成故障信号的LED显示功能。具体电路如下: 高雅直流二次电源DC/DC变换器设计 图5-5 故障信号显示电路 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ (3)故障信号锁存与解除 通过四输入单输出与门和CD4044锁存器实现故障信号的锁存，并将5V报警信号送入UCC3895的CS端口，关断UCC3895的所有输出。机箱外部可通过重启按钮实现故障信号的解除操作。具体电路如下: 图5-6 故障信号锁存与解除电路 5.2.1 MOS管驱动电路 按照UCC3895的芯片资料说明，以及参考其它的文献资料，其推挽输出电路可以产生100mA的输出电流，可以用来直接驱动 MOSFET。但是在实验电路的实验调试中发现，如果不通过驱动电路而直接驱动 MOSFET，存在控制电路与主电路的“地”不能进行隔离的问题。因此设置合理的驱动电路提高控制信号的驱动功率是必要的。另外，控制电路与主电路的“地”也需要进行必要的隔离。图5-6为使用三极管2N4401(NPN)、2N4403(PNP)及驱动变压器组成的互补式的 驱动电路，实现对控制信号的功率放大。驱动变压器的原边与副边线圈的匝数比高雅直流二次电源DC/DC变换器设计 为 1:1，将控制电路与主电路的“地”电磁隔离。 图5-7 超前桥臂驱动电路设计 器材选取 6. 器材选取 三相六开关 APFC 电路的主要参数为: —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 额定输入:三相交流电压 380V，50HZ 额定输出:直流电压500V?10% 开关频率:20KHZ 功率因数:0.99 DC/DC全桥变换器主要参数: 额定输入:直流电压500V?10% 额定输出:直流电压45V-100V/100A 可调，峰-峰值500mv 开关频率:100KHz 输出功率:6KW 以下将对变换器的主要参数进行计算与设计。 6.1 主控制器 本次设计电源系统使用TI公司的F2812 DSP作为主控制器，实现AC/DC电路APFC功能，并接收相关电路的信号，通过eCAN模块实现信息的显示功能。 器材选取 图6-1 主控制结构图 DSP2812是TI公司推出的功能强大的32位定点DSP，是TMS320LF2407A的升级版本，最大的特点是速度比TMS320LF2407A有了质的飞跃，从最高40M跃升到TMS320F2812的150M，处理数据位数也从16位定点跃升到32位定点。最大的亮点是其拥有EVA、EVB事件管理器和配套的12位16通道的AD数据采集，使其对电力控制得心应手。再加上丰富的外设接口，如CAN、SCI等，在开关电—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 源领域内被广泛使用。其主控制器结构图如图6-1所示。 表6-1 DSPI/O端口分配表 器材选取 DSP主程序流程图如下图所示 器材选取 图6-2 DSP程序流程图 6.2 快速熔断器选取 快速熔断器的保护主要为交流侧。由于本方案的应用电流大，熔体发热量大，为保护可靠起见，本方案按1.2倍超载电流选取熔断器额定电流。采用上海人民电器开关厂快速熔断器型号:RS32-40A/800V，该型熔断器配有视觉指示器。 该熔断器在额定电流40A(RMS)时发热损耗为11.3W，安装方式见图6-2所示，安装在铜排上，由于铜排采用强制风冷散热，熔体发热的部分热量通过传导方式散热，其外壳温度可得到有效控制，确保了运行寿命满足设计要求。(其外壳温度在实验验证阶段应该重点测量) 器材选取 图6-3 熔断器外形尺寸 6.3 EMI滤波器选择 电源线是干扰传入设备和传出设备的主要途径，通过电源线，电网的干扰可以传入设备，干扰设备的正常工作，同样设备产生的干扰也可能通过电源线传到电网上，干扰其他设备的正常工作。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 为了保证电源系统的稳定工作，在电路的输出端已通过L108、L109与 C100-C103构成去除共模杂音电路。在输入端采用三相EMI滤波器以实现抑制交流电网中的高频信号对设备的影响。 本次设计选用中北创新的三相EMI滤波器C3MB，其采用双级共模电路，加强了对共模干扰的抑制，对射频范围内的传导干扰具有良好的抑制能力;且具有多种输入/输出方式可供选择。采用双级共模电路，加强了对共模干扰的抑制，对射频 范围内的传导干扰具有良好的抑制能力。 图6-4 EMI滤波器外形尺寸 器材选取 6.4 输入电感的计算 以A相输入电感 LA为例，在第N个周期内，流过电感LA的电流的平均值为 LAavr，因此在这一个周期内，UA通过 LA提供的功率为: 1P(N)?U(N)*I(N)?UA(N)*ILA_peak(N) (6-1) iALA2 wi(N)?Pi(N)*(DT?tLA(N)) (6-2) U(N)U(N)*DT1?UA(N)*A*DT*(DT?A) 2LAUDC?UA(N) UDCU(N)222?D*T* 2LAUDC?UA(N) UA(N)*DT。 UDC?UA(N)式中tLA(N)? 设 N 为一个电源周期内开关脉冲的个数，则N?Ti/T?400。 因此，一个电源周期内，由UA提供的平均功率为: —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ NN?1?122 N?0Pi?wiE*D*fi?Ti2LA*f22?sin2?*NT (6-3) 假设电路中无损耗，则PO?Pi，从而得到: N?1LA?3E*D*fi 2PO*f22N?0?sin2?*NT (6-4) D为最大占空比，T为开关周期，其值为10?S，E为相电压峰值311V，fi为工频50Hz，输出功率6000W。代入计算可得LA?18uH，LA, LB, LC 取值相同。 器材选取 6.5 MOS管选取 (1)额定电压 考虑AC/DC电路电压输入AC380V，输出DC500V，保留相关裕量根据 工程 路基工程安全技术交底工程项目施工成本控制工程量增项单年度零星工程技术标正投影法基本原理 经验选择800V的开关管即可，DC/DC侧采用全桥变换电路，前面已知，整流滤波后的直流母线电压最大值为508V，若DC/DC电路工作于硬开关状态，功率开关管的额定电压要求大于直流电压的两倍。而电路工作在零电压软开关条件下，开关管的额定电压可降低一点可选800V; (2)额定电流 由于电源系统可工作在电流源状态，所以输出侧按最大输出电流100A计算，考虑2A的脉动电流，所以取IO(max)=102A，K=4，变压器原边电流最大值为102A/4=25.5A，这是开关管流过的最大电流，考虑一定的安全裕量所以选择50A左右的MOS管。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 经过相关计算选择选用IXFB 50N80Q2型号的MOS管，其参数如下: 表6-2 IXFB 50N80Q2主要参数 6.6 隔直电容设计 为了防止高频变压器的偏磁现象，常在变压器的原边串联一个电容用来滤掉变压器原边的直流分量， 因此称为隔直电容。 为了不影响输出电压， 隔直电容的充电电压一般小于输入电压的 5%，根据下式可以算出隔直电容的容值: Cb?iC25A?t?*5?S?5?F (6-5) ?uC500V*5% 由于电路中存在感性负载，考虑瞬时高压对电容的冲击所以设计选用800V 器材选取 耐压值，5?F的隔直电容。 6.7 输出电容的选取 APFC电路输出电容的选择主要考虑:输出电压及纹波大小、维持时间、电容允许流过的电流值、等效串联电阻、允许温升等因数。一般输出电容的计算有两种方法，即按照输出电压的纹波要求进行计算和按照维持时间进行计算，而且按照维持时间进行计算所得的电容值一般较大，所以，为了使输出电容具有充足的裕量，这里按照维持时间进行计算。假设维持时间的要求为半个工频周期即为 10ms,在此期间允许的最大电压跌落为50V，输出功率6000W，则电容的计算公式为: CO?2P2*6000*0.01O*?t??2526?F (6-6) —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 2222UO?UOmin500?450 考虑一定的裕量，C取3000?F，由于大容量的电解电容一般体积较大，且考虑ESR的存在，因此采用3只1000?F薄膜电容并联使用。 6.8 谐振电感设计 从前面的讨论可知，移相全桥ZVS PWM变换器的超前桥臂的开关管实现ZVS 较为容易，但如果电源接入一个可变负载，且在负载较小的情况下，如果原边漏感中储存的能量太小，则滞后桥臂实现ZVS比较困难，为了扩大ZVS实现的负载范围，通常采用的办法是在高频变压器的原边串联一个辅助的谐振电感。滞后桥臂实现ZVS的过程，实际上是开关管寄生电容与谐振电感与变压器漏感谐振的过程，在谐振达到峰值时，触发开关管导通。谐振电感太大会带来较大的占空比丢失，所以取最大占空比丢失为0.2，即: Dloss?t25 (6-7) TS/2 t25为全桥整流工作状态[t2?t5]时段，由于t23很短，所以可以忽略，而 器材选取 t35?Lr[I2?ILf(t5)/K] (6-8) Vin 假设输出滤波电感很大，其电流脉动较小，则LLf(t5)?I0,I2?I0/K, 那么有: Dloss?2Lr*2Io/K4LrIofs? (6-9) TVKVinsin 于是可得:Lr?10?H 6.9 死区时间设定 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 根据超前桥臂实现ZVS和滞后桥臂实现ZVS的相关要求，可知超前桥臂容易实现ZVS，只要满足条件使滞后桥臂ZVS，超前桥臂就一定能够实现ZVS。因此全桥变换器实现ZVS的关键在于滞后桥臂。滞后桥臂的ZVS在上章全桥变换器主要波形[t2?t3]，在t2时刻，关断Q4, ip由C2和C4两条路径提供，也就是说ip用来抽走C2上的电荷，同时又给C4充电。由于C2和C4的存在，Q4是零电压关断。因此这段时间里，实际上是Lr和C2、C4在谐振工作，ip和电容C2、C4的电压分别为: ip(t)?I2cos?1(t?t2) (6-10) vC4?Z1I2sin?1(t?t2) (6-11) vC2?Vin?Z1I2sin?1(t?t2) (6-12) 其中Z1 ?1? 在t3时刻，当C4的电压上升到Vin，D2自然导通，结束这一开关模态，则可推得开关模态的持续时间为: t23?1 ?1arcsinVin (6-13) Z1I2 由此可得后滞桥臂的死区时间为684ns，为考虑裕量所以取前滞桥臂死区时间为700ns，后滞桥臂死区时间为800ns。 器材选取 6.10 输出滤波电感设计 由于电源系统可工作为电流源状态所以应保证其电流脉动量较—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 小。 ????VOVOLf??1?? (6-14) 2*(2fs)*(1%*IO(max))?in(max)?VLf?VD????K? 设置电流脉动量为=2A、Vin(max)=500V，VO取最小输出电压45V、fs=100KHz、VD=1.5V、VLf=0.1V代入上式，可得Lf?35.7?H，实际取Lf?35?H。 6.11 输出滤波电容选择 Vin(max)=500V、VO取最小输出电压45V、fs=100KHz、VD=1.5V、VLf=0.1V代入上式，可得Cf?25.2?F。 Cf?VO 8Lf(2fs)2?Vopp????VO?1?? (6-15) in(max)??VLf?VD????K? 实际上输出电压的峰-峰值主要由电解电容的ESR决定，一般取ESR上的电压脉动为50mv，则ESR需小于50mv/2A=25m?。根据电解电容的特点，其容量与ESR的关系满足: C*ESR?60?10?6 (6-16) 将ESR=25m?代入上式，可得Cf?2400?F，实际取两个耐压值为120V,容量为1500?F的电容并联使用。 6.12 箝位二极管 为了抑制或消除输出整流管上的电压震荡通过在全桥变换器放置箝位二极管构成有源箝位电路，将箝位电容中存储的谐振电感中的多余能量回馈到负载中 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 器材选取 去。不仅减小了损耗，还有利于提高效率。 箝位二极管的电压应力为Vin，而输入电压的为500V，考虑到一定的余量，可以选用8OOV左右的二极管。当箝位二极管导通时，流过它的电流为谐振电感电流和原边电流的差值，这个电流是比较小的，最后选择IXYS公司的超快恢复二极管DSEllZ，其电压和电流额定值为:80OV/12A。 6.13 高频变压器设计 高频变压器是一种应用电磁感应原理，将电能从一个电路传输到另一个电路的电磁装置，是开关电源中的关键部件之一。变压器只能用于交流电的传输与变换，而不能进行直流传输，在交流电路中起电磁隔离、储能、变压、变流、变阻等作用。因此，在开关电源中，高频变压器是进行功率变换的主要部件。 开关电源中的变压器工作于高频脉冲状态，相对于工频变压器，高频变压器在设计与处理时，主要面对的问题有脉冲参数、趋肤效应、损耗等因数。 由于全桥变换器电感电流连续时表达式为: VO1?Dy* (6-17) VinK 整流端输出电压为500V，设定DC端最大输出电压100V，占空比选择最大值为0.85，则K=4.25，取K=4; 先选定NCD公司的EE42B磁芯，这里选择开关频率为100KHz，为了减小铁损，可确定最高工作磁密Bm=0.1T，那么副边匝数Ns可—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 由下式决定: Ns?VO (6-18) 4fsAeBm 式中Ae为磁芯的有效导磁截面积。 查 手册 华为质量管理手册 下载焊接手册下载团建手册下载团建手册下载ld手册下载 可知，EE42B的有效面积Ae?233mm2，将它和fs=100KHz、VO=100V、Bm=0.1T代入上式，可算出副边匝数Ns=10.72，取Ns=12，所以原边匝数Np=48。 6.14 输出整流二极管选择 器材选取 (1)额定电压 变压器副边是双半波整流电路，在加载整流二极管上的反向电压VDR?2Vin/K。对于本电路而言，整流管上承受的最大反压VDR=250V，在整流管开关时有一定的电压震荡，因此要考虑两倍裕量，可以选用500V的整流管。 (2)额定电流 在双半波整流电路中，在一个开关周期内，整流管的开关情况是:?当变压器副边有电压是，只有一个整流管导通;?当变压器副边电压为零时，两个整流管同时导通，可近似认为它们流过的电流相等，即均为负载电流的一半。为了简单起见，可以近似认为每只整流二极管导通半个开关周期，则电流有效值为: IDR整流管流过的最大电流: ?70.7(A) (6-19) 1iDR(max)?Io(max)??ILf?100?2?102(A) (6-20) 2 选用500V和120A的快恢复二极管。考虑采用的二极管要求的—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 耐压值比较高，并且要求有较高开关频率所以选用一个共阴极快恢复二极管模块 图 6-5 快恢复二极管模块 6.15 直流电压传感器 电源系统不仅需要检测交流侧电压信号，同时在AC/DC电路中需要直流侧的电压反馈以实现功率因数校正中的电压闭环控制功能。对于DC/DC电路，系统也需要检测直流侧电压，反馈给电源芯片实现全相桥软开关占空比调控。此处选用电压传感器LEM AV100-1000，LEM AV100-1000电压传感器原边电压测量范围可 器材选取 达1500V，且精度较高，响应时间小于25?S，广泛被应用于UPS和开关电源上。 表6-3 LEM AV100-1000电压传感器的参数表 ?电参数 (Ta,25?) 6.16 交流电压传感器选择 电源系统需要采集交流侧相电压，以检测实时功率因数，已知交流侧为三相380V，需要采集单相电压峰值为311V，使用电压传感器HNV025A。 HNV025A型电压传感器是利用磁补偿原理的一种霍尔电压传感器，能够测量直流、交流以及各种波形电压，具有很高的精度，在检测电压的同时起着隔离保护的作用。表6-3为HNV025A霍尔电压传感器的具体参数 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 器材选取 表6-3 HNV025A霍尔电压传感器的参数表 6.17 电流传感器 电源系统需要检测交流侧电流，以便计算电源功率因数。当电源作为电流源使用时，系统通过需要检测直流输出端的电流传感器，实现电流信号的反馈控制，考虑到电源系统最大电流值为100A，为了简化设计，采用一种电流传感器完成上述的电流采集。 选用LA100—P电流传感器，LA100—P可以在印刷线路板安装，使用方便，且具有出色的精度，良好的线性度，低温漂，最佳的反应时间，频带范围宽，无插入损失，抗干扰能力强等优点。 表6-5 HNV025A霍尔电压传感器的参数表 器材选取 电源系统散热分析 7. 电源系统散热分析 电源系统工作于高频状态为了保证系统的稳定性，需要安装相应的散热装置。电源中主要发热对象为MOS管，现对MOS管进行相应分析。 本次直流电源系统拟采用IXFB50N80Q2型号的MOS管，损耗计算对散热系统的设计及散热器的选择非常重要。模块工作时产生损耗会极大地影响设备的工作状态的功率模块工作时产生损耗会极大地影响设备的工作状态，一般损耗由MOS管和并联Diode两个共同产生，其两部分即导产生方式又可由通损耗与开关损耗两部分共同构成，—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 对于开关频率较低的工作状态开关损耗占总损耗的比重较低，一般忽略不计。而对于高频开关电路开关损耗所占的比重较大，所以必须考虑在内。 对于MOS管散热性能分析主要参照表7-1: 表7-1 MOS管发热注意事项 (1)MOS管通态损耗: 取25摄氏度时的通态压降，电流与温度关系表图7-1，可知栅源极电压10V时当MOS管流过电流为25A时，通态压降为4V，所以可得计算MOS管通态损耗 电源系统散热分析 Pcond_MOS?VDS*IP=4V*25A=100W (7-1) 取占空比0.5，可得Pcond_MOS=50W; 根据数据手册提供MOS管通态电阻R?为0.15?，所以代入下式可得: Pcond_MOS?IP2*R??252*0.15*0.5?46.85W (7-2) (1)和(2)式结果相近，取较大值最为MOS功耗进行后续计算。 (2)并联Diode的通态损耗: 根据数据手册知MOS管并联二极管通态压降为0.4V，所以取占空比0.5可得并联Diode的通态损耗为: Pcond_Diode?VDS*IP*0.5?5W MOS管工作于CCM方式时其开关损耗有两部分:导通和关断过—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 程中的损耗。如下图所示，根据数据手册可得MOS管tr=26ns，tf?13ns，所以可通过下式计算的MOS管开关损耗: T??VT??IE??d?Vds(max)?cross???ds(max)?Id?cross??0.5Vds(max)IdTcros s (7-3 )2??22??2 图7-2 CCM工作方式MOS管关断过程 取Vds(max)=500V，Id=25A计算可E?2.4375?10?4J，分别按照导通20Khz，和100KHz，计算AC/DC侧损耗和DC/DC侧开关损耗得: 电源系统散热分析 EAC/DC?2.4375?10?4?2?20?103?9.75J/s (7-4) EDC/DC?2.4375?10?4?2?100?103?48.75J/s (7-5) 图7-1 功率损耗计算结果 通过上述分析与计算可得表1 表7-2 功率损耗计算结果 由上表可知MOS管工作时会产生较大的发热量，所以需要配套相应的散热通风装置，本系统采用散热器加强制风冷的方式增强MOS管散热性能，散热器如下图所示 图7-3 MOS管散热器 参数设计仿真结果 8. 参数设计仿真结果 代入上章设计参数，通过PSCAD验证APFC的效果，如图8-1和—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 8-2分别为 图8-1、8-2为未进行APFC时三相输入电压与输入电流的仿真波形，以及负载端电压波形从图中可以看出，如果只使用三相不控整流电路，则输入电流与输入电压不同相，其波形呈尖峰状，其中含有大量的谐波分量，对电网造成严重的谐波污染，且系统的功率因数很低。 下图为进行功率因数校正以后，A相输入电压与输入电流的仿真波形，可以看出，通过有源功率因数校正，各相电流的波形被校正成为正弦波，且与对应的输入电压同相，提高了电路的功率因数。 参数设计仿真结果 通过采用双闭环CCM控制模式对交流侧电流与直流侧电压进行实时控制，其交流侧电流与负载侧电压如下图8-3和8-4所示。 如上图可以清晰发现APFC具有很好的功率因数校正作用，交流侧电流波形接近正弦，负载侧设定电压为500V，通过调控输出值在495V-505V之间，具有较小的误差，与较快的响应速度。 使用PSIM对ZVS过程进行仿真，可得下图: 参数设计仿真结果 图8-6 全桥变换器截取波形 截取其中一段进行分析，如上图所示在t1时Q1关闭，原边电流Ip转移到C1和C3上，一方面抽走C3上的电荷，另一方面又给C1充电，由于C1和C3的存在，所以Q1是零电压关断，应为谐振电感足够大电流Ip近似不变，类似一个电流源，t2时刻变压器两端ab电压降到零，D3导通，Q3两端的电压为零，所以t3时刻当Q3导通时，—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ Q3是零电压导通。直流侧输出电压波形为: 图8-7 电源系统输出电压波形 由上图可见输出电压保证在100V,峰峰值小于500mV，且满足相关设计要求。 附录 附录:部分元件清单 ——————————————————————————————————————