高频变压器设计原理

高频变压器 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 原理 摘要:阐述了高频开关电源热设计的一般原则，着重分析了开关电源散热器的热结构设计。 关键词:高频开关电源;热设计;散热器 1 引言 电子产品对工作温度一般均有严格的要求。电源设备内部过高的温升将会导致对温度敏感的半导体器件、电解电容等元器件的失效。当温度超过一定值时，失效率呈指数规律增加。有统计资料表明，电子元器件温度每升高2?，可靠性下降10,;温升50?时的寿命只有温升为25?时的1/6。所以电子设备均会遇到控制整个机箱及内部元器件温升的要求，这就是电子设备的热设计。而高频开关电源这一类拥有大功率发热器件的设备，温度更是影响其可靠性的最重要的因素，为此对整体的热设计有严格要求。完整的热设计包括两方面:如何控制热源的发热量;如何将热源产生的热量散出去。最终目的是如何将达到热平衡后的电子设备温度控制在允许范围以内。 2 发热控制设计 开关电源中主要的发热元器件为半导体开关管(如MOSFET、IGBT、GTR、SCR等)，大功率二极管(如超快恢复二极管、肖特基二极管等)，高频变压器、滤波电感等磁性元件以及假负载等。针对每一种发热元器件均有不同的控制发热量的方法。 2.1 减少功率开关的发热量 开关管是高频开关电源中发热量较大的器件之一，减少它的发热量，不仅可以提高开关管自身的可靠性，而且也可以降低整机温度，提高整机效率和平均无故障时间(MTBF)。开关管在正常工作时，呈开通、关断两种状态，所产生的损耗可细分成两种临界状态产生的损耗和导通状态产生的损耗。其中导通状态的损耗由开关管本身的通态电阻决定。可以通过选择低通态电阻的开关管来减少这种损耗。MOSFET的通态电阻较IGBT的大，但它的工作频率高，因此仍是开关电源设计的首选器件。现在IR公司新推出的IRL3713系列HEXFET(六角形场效应晶体管)功率MOSFET已将通态电阻做到3mΩ，从而使这些器件具有更低的传导损失、栅电荷和开关损耗。美国APT公司也有类似的产品。开通和关断两种临界状态的损耗也可通过选择开关速度更快、恢复时间更短的器件来减少。但更为重要的则是通过设计更优的控制方式和缓冲技术来减少损耗，这种方法在开关频率越高时越能体现出优势来。如各种软开关技术，能让开关管在零电压、零电流状态下开通或关断，从而大大减少了这两种状态产生的损耗。而一些生产厂家从成本上考虑仍采用硬开关技术，则可以通过各种类型的缓冲技术来减少开关管的损耗，提高其可靠性。 2.2 减少功率二极管的发热量 高频开关电源中，功率二极管的应用有多处，所选用的种类也不同。对于将输入50Hz交流电整流成直流电的功率二极管以及缓冲电路中的快恢复二极管，一般情况下均不会有更优的控制技术来减少损耗，只能通过选择高品质的器件，如采用导通压降更低的肖特基二极管或关断速度更快且软恢复的超快恢复二极管，来减少损耗，降低发热量。高频变压器二次侧的整流电路还可以采用同步整流方式，进一步减少整流压降损耗和发热量，但它们均会增加成本。所以生产厂家如何掌握性能与成本之间的平衡，达到性价比最高是个很值得研究的问 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 。 2.3 减少高频变压器与滤波电感等磁性元件的发热 高频开关电源中不可缺少地应用了各种磁性元件，如滤波器中的扼流圈、储能滤波电感，隔离型的电源还有高频变压器。它们在工作中会产生或多或少的铜损、铁损，这些损耗以发热的方式散发出来。尤其是电感和变压器，线圈中所流的高频电流由于趋肤效应的影响，会使铜损成倍增加，这样电感、变压器所产生的损耗成为不可忽视的一部分。因此在设计上要采用多股细漆包线并联缠绕，或采用宽而薄的铜片缠绕，以降低趋肤效应造成的影响。磁芯一般选用高品质铁氧体材质，如日本生产的TDK磁性材料。型号的选择上要留有一定的余量，防止出现磁饱和。 2.4 减少假负载的发热量 大功率开关电源为避免空载状态引起的电压升高，往往设有假负载——大功率电阻，带有源PFC单元的电源更是如此。开关电源工作时，假负载要通过少量电流，不但会降低开关电源的效率，而且其发热量也是影响整机热稳定性的因素。假负载在印制板(PCB)上的位置往往与输出滤波用的电解电容靠得很近，而电解电容对温度极为敏感。因此很有必要降低假负载的发热量。比较可行的办法是将假负载设计成阻抗可变方式。通过对开关电源输出电流的检测来控制假负载阻抗的大小，当电源处于正常负载时，假负载退出消耗电流状态;空载时，假负载消耗电流最大。这样既不会影响电源空载时的稳定性，也不会降低电源的效率和产生大量不必要的热量。 3 散热设计 3.1 散热的基本方式及其计算方法 散热有三种基本方式:热传导、对流换热和热辐射。 1)热传导 靠物体直接接触或物体内部各部分之间发生的传热即是热传导。其机理是不同温度的物体或物体不同温度的各部分之间、分子动能的相互传递。热传导与电流的概念非常类似，热量总是从温度高的 [W]，地方传导到温度低的地方，热传导过程中有热阻存在如同电流流动过程中有电阻一样。其热流量Φ=式中R为热阻，η为温度差。而热阻R=[K/W]，式中δ为导体厚度，λ为热导率，A为导体截面积。这tt 样，在开关电源设计中，可以由发热源的耗散功率，求出温升η=ΦR。由于实际应用中，热流量从热源出t 发到达散热器往往要经过几种不同材料的热导体，即存在不同热阻的串联，在计算时，总热阻为多个热阻的和。 2)对流换热 热量通过热传导的方式传给与它紧靠在一起的流体层，这层流体受热后，体积膨胀，密度变小，向上流动，周围的密度大的流体流过来填充，填充过来的流体吸热膨胀向上流动，如此循环，不断从发热元器件表面带走热量，这一过程称为对流换热。对流换热的计算一般采用牛顿所提出的公式:Φ=αA(θ1 2,θ)[W]，其中A为与流体接触的壁面面积[m]，α为对流换热系数，θ为壁面温度[K]，θ为流体平均温212度[K]。由此可见，热流量Φ与对流换热系数α，截面积A及固体表面与流体的温度差(θ,θ)的乘积成12正比。对流换热是一种复杂的热传递过程，它不仅决定于热的过程，而且决定于气体的动力学过程。简单地说，影响对流换热的因素有两个方面:(1)流体的物理性质，如密度、粘度、膨胀系数、热导率、比热等;(2)流体的流动情况，是自然对流还是强迫对流，是层流还是紊流。因为层流时，热传递主要依靠互不相干的流层之间导热;而紊流时，则在紧贴壁面的层流底层之外，流体产生漩涡加强了热传递作用。一般而言，在其它条件相同情况下，紊流的换热系数比层流的换热系数大好几倍，甚至更多。 3)热辐射 由于温差引起的电磁波传播称为热辐射。它的过程比热传导和对流换热复杂得多。它是将物体的一部分热能转换成电磁波的能量，通过能传递电磁波的介质如空气、真空等，向四周传播出去，当遇到其它物体时，则一部分被吸收再转化为热能，剩下的则被反射回来。各种物体所散发出来的红外线，即是热辐射的一种。在真空或空气中，物体辐射出去的辐射能力Φ，决定于物体的性质、表面状况(如颜色、 ,844粗糙度等)、表面积大小及表面温度等。Φ=εζA(T,T)其中ζ为波尔兹曼常数，值为5.67×10，A为b12b 2辐射表面积[m]，T为两物体表面的绝对温度[K],ε为表面黑度。物体表面颜色越深，越粗糙，辐射能力越强。 3.2 开关电源中各发热源的主要散热方式 开关电源中各发热源，如整流桥、功率开关管、快恢复二极管、磁性元件以及作为假负载的大功率电阻等，这些元器件所产生的热量必须设法散发出去，一般热设计所采用的散热方式主要是传导换热和对流换热。即所有发热元器件均先固定在散热器上，热量通过热传导方式传递给散热器，散热器上的热量再通过对流换热的方式由空气带出机箱。实际的散热情况为三种传热方式的综合，可以用牛顿公式来统一表达:Φ=KSη，其中S为散热表面积，K为表面散热系数。表面散热系数通常由试验确定，在一般的工程流体力学中有数据可查。它把传热的三种形式全部统一起来了。 通过Φ=KSη，我们可以在计算出耗散功率以后，根据允许温升η来确定散热表面积S，并由此而确定所要选用的散热器。这种计算对于提高开关电源的可靠性、功率密度、性价比等都有着重要意义。在相当多的情况下，生产厂家为了降低电源模块的成本，往往采用通用型的散热器，这些散热器的设计并不一定非常合适。对于特定的要求高可靠性的通信用高频开关电源来说，有针对性地设计专门的散热器就显得很重要。例如新西兰的一种用于通信电源系统的整流模块Intergy R2948(48V/60A)单模块输出功率2900W，它所采用的风冷散热为前进风，斜上出风方式，其散热器为专门设计。它最突出的特点是散热器上的散热片均呈一定的斜角，可将流过的空气导向斜上方，这种流向符合热空气由下往上流动的物理特性，这样在相同散热功率下，可以降低对空气流速的要求。同时，散热片为铸铝磨砂外型，表面粗糙度大，这种外形在底流速的空气中，更容易使层流转变成紊流，进而提高换热系数。综合这两种特性，可以大大提高散热器的散热效率，从而在相同功率输出和其它外界条件下，降低了对风扇转速的要求，如果再采取风扇随功率输出大小的无级调速，便可提高风扇的寿命。而对整流模块来说，风扇的MTBF是所有元器件中最低的，一直都是制约整流模块提高MTBF的瓶颈，所以采取各种 措施 《全国民用建筑工程设计技术措施》规划•建筑•景观全国民用建筑工程设计技术措施》规划•建筑•景观软件质量保证措施下载工地伤害及预防措施下载关于贯彻落实的具体措施 提高散热效率来延长风扇寿命就具有非常积极的意义。原华为电气公司，现在的艾默生网络能源公司的部分产品也有类似设计，说明这种设计方法正被越来越多的电源厂家采用。由于这种散热器需要定做，根据用户要求加工模具，故成本高一些，但对提高电源的可靠性还是相当有益的。 3变压器主要参数的计算 3.1变压器的计算功率 半桥式变换器的输出电路为桥式整流时，其开关电源变压器的计算功率为: Pt=UoIo(1，1/η)(1) 将Uo=2100V,Io=0.08A,η=80,代入式(1)，可得Pt=378W。 3.2变压器的设计输出能力 变压器的设计输出能力为: Ap=(Pt?104/4BmfKWKJ)1.16(2) 式中:工作频率f为30kHz，工作磁感应强度Bm取0.6T，磁心的窗口占空系数KW取0.2， 矩形磁心的电流密度(温升为50?时)KJ取468。经计算，变压器的设计输出能力 AP=0.511cm4。 3.4绕组计算 初级匝数:D取50,，Ton=D/f=0.5/(30×103)=16.67μs, 忽略开关管压降，Up1=Ui/2=150V。 N1=Up1Ton10,2/2BmAc=(150×16.67)10,2 /(2×0.6×1×1×0.7)=29.77匝 高频电源变压器磁芯的设计原理 摘要:开关电源正向高频化发展～作为主变压器使用的软磁铁氧体磁芯～从材料性能、尺寸形状等均应作相应改进。本文讨论了磁芯设计中应考虑的通过功率、性能因子、热阻系数等参数～并提出了降低材料高频损耗的微观设计方法。 1(引言 电子信息产业的迅速发展，对高频开关式电源不断提出新的要求。据报导，全球开关电源市场规模已超过100亿美元。通信、计算机和消费电子是开关电源的三大主力市场。庞大的开关电源市场主要由AC/DC和DC/DC开关电源两部分组成。据预测，AC/DC开关电源全球销售收入将从1999年的91亿美元增加到2004年的122亿美元，年平均增长率为5.9%。低功率的AC/DC(0,300W)将面向增长平衡的消费电子和计算机市场;大功率的AC/DC电源(750,1500W)将面向增长强劲的电信市场。DC/DC电源约占整个开关电源市场的30%，但计算机与通信技术的快速融合，带动了DC/DC模块式电源的迅速增长，预计今后几年，DC/DC电源模块增长速度将超过AC/DC电源，如有人估计，中国今后五年，DC/DC电源模块市场年增长将达15%，增长主要是在电信部门。开关式电源技术发展趋势是高密度、高效率、低噪声，以及表面贴装化。无论是AC/DC或 DC/DC电源，除了功率晶体管外，由软磁铁氧体磁芯制成的主变压器、扼流圈及其它电感器(如抗噪声滤波器)是极重要的元件，其磁性能和尺寸直接关系到电源的转换效率和功率密度等。在变压器设计中，主要包括绕组设计和磁芯设计。本文拟重点讨论涉及主要变压器磁芯设计中应考虑的通过功率、性能 因子、热阻等参数，并对降低磁芯总损耗提出了材料微观设计应考虑的方法。 2(电源变压器磁芯性能要求及材料分类 为了满足开关电源提高效率和减小尺寸重量的要求，需要一种高磁通密度和高频低损耗的变压器磁芯。虽然有高性能的非晶态软磁合金竞争，但从性能价格比考虑，软磁铁氧体材料仍是最佳的选择;特别在100kHz到1MHz的高频领域，新的低损耗的高频功率铁氧体材料，更有其独特的优势。为了最大程度地利用磁芯，对于较大功率运行条件下的软磁铁氧体材料，在高温工作范围(如80,100?)，应是有以下最主要的磁特性: (1)高的饱和磁通密度或高的原振幅磁导率。这样变压器磁芯在规定频率下允许有一个大的磁通偏移，其结果可减少匝数;这也有利于铁氧体的高频应用，因为截止频率正比于饱和磁化。 (2)在工作频率范围有低的磁芯总损耗。在给定温升条件下，低的磁芯损耗将允许有高的通过功率。 附带的要求则还有高的居里点，高的电阻率，良好的机械强度等。 新发布的“软磁铁氧体材料分类”行业 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 (等同IEC1332-1995)，将高磁通密度应用的功率铁氧体材料分为五类，见表1。每类铁氧体材料除了对振幅磁导率和功率损耗提出要求外，还提出了“性能因子”参数(该参数将在下面进一步叙述)。从PW1,PW5类别，其适用工作频率是逐步提高的，如PW1材料，适用频率为15,100kHz，主要应用于回扫变压器磁芯;PW2材料，适用频率为25,200kHz，主要应用于开关电源变压器磁芯;PW3材料，适用频率为100,300kHz;PW4材料适用频率为300kHz,1MHz;PW5材料适用频率为1,3MHz。现在国内已能生产相当于PW1,PW3材料，PW4材料只能小量试生产，PW5材料尚有待开发。 3(变压器可传输功率 众所周知，变压器的可传输出功率正比于工作频率f，最大可允许磁通Bmax，(或可允许磁能偏移ΔB)和磁路截面积Ae，并表示为: P=CfBAeWd (1) thmax 式中，C棗与开关电源电路工作型式有关的系数(如推挽式C=1;正向变换器C=0.71;反向变换器C=0.61)W棗绕组设计参数(包含电流密度S，占空因子f，绕组截面积A等)。 dcuN 表1 功率铁氧体材料分类 2) 4) 1) ff B功耗损耗 max 性能因子 3)5)类别 μμa i 3kHz kHz mT kW/m (B×f) mT×kHz PW1a 4500 ?300 100 15 300 >2500 2000 PW1b (300×15) ?200 PW2a 5000 ?300 200 20 200 >2500 2000 PW2b (200×25) ?150 PW3a 10000 ?300 300 100 100 >3000 2000 PW3b (100×100) ?150 PW4a 1500 ?300 1000 300 50 >2000 1500 PW4b (50×300) ?150 PW5a 2500 ?300 3000 1000 25 >1000 800 PW5b (25×1000) ?150 注:1)fmax是该类材料适用的最高频率。 2)B是该类材料适用的磁通密度。 3)μ100?的振幅磁导率，B和f见表1。 4)功率损耗在100?测量，B和f见表1。 a 5)是25?初始磁导率。 这里，我们重点讨论(fBAe)参数(暂不讨论绕组设计参数W)。增大磁芯尺寸(增maxd 大Ae)可提高变压器通过功率，但当前开关电源的目标是在给定通过功率下要减小尺寸和重量。假定固定温升，对一个给定尺寸的磁芯，通过功率近似正比于频率。图1示出变压器可传输功率P与频率f的关系。提高开关频率除了要应用快速晶体管以外，还受其它电th 路影响所限制，如电压和电流的快速改变，在开关电路中产生扩大的谐波谱线，造成无线电频率干扰，电源的辐射。对变压器磁芯来说，提高工作频率则要求改进高频磁芯损耗。图1中N67材料(西门子公司)比N27材料有更低的磁芯损耗，允许更大的磁通密度偏移ΔB，因而变压器可传输更大的功率。磁芯总损耗P与工作频率f及工作磁通B的关系由L 下式表示: mn PKfBVe(W) (2) L= 这里，n是steinmetz指数，对功率铁氧体来说，典型值是2.5。指数m=1,1.3，当磁损耗单纯地由磁滞损耗引起时，m=1; 当f=10,100kHz时，m=1.3, 当f>100kHz时，m将随频率增高而增长，见图2，这个额外损耗是由于涡流损耗或剩余损耗引起的。很明显， 对于高频运行的铁氧体材料，要努力减小m值。 4(工作磁通密度 变压器工作磁通密度(可允许磁通密度偏移)受两方面限制:首先要受磁芯损耗引起的可允许温升Δθ的限制;另一方面，也受铁氧体材料饱和磁通密度值的限制。 Fe 对单端正向型变换器，工作磁通密度ΔB=Bm-Br;对推挽式变换器，工作磁通密度ΔB=2Bm。 根据公式(2)，当工作磁通密度提高时，磁芯损耗将以2.5次方比例上升，从而造成变压器温升，因此设计的工作磁通密度首先受磁芯温升值限制，其关系式为: ΔB=C (3) B 这里，常数C与指数n是与磁芯材料有关的系数;Ve为有效体积;R为热阻。 Bth 当计算出的磁通密度值较高时，ΔB还受磁芯材料可允许磁通密度偏移 ΔBadm(此值与材料高温下Bs值相对应)所限制。 在这里，必须注意对不等截面磁芯(如E型磁芯)，在最小横截面A处有较高的磁min通密度。为避免磁芯饱和，还必须按下式计算: ΔB=ΔBadm? (4) 由等式(3)(4)所得到的最小磁感应偏移值，即为可允许的变压器工作磁通密度值。 5(材料性能因子 铁氧体磁芯制成的变压器，其通过功率直接正比于工作频率f和最大可允许磁通密度Bmax的乘积(见公式1)。很明显，对传输相同功率来说，高的(fBmax)乘积允许小的磁芯体积;反之，相同磁芯尺寸的变压器，采用高(fBmax)乘积的铁氧体材料，可传输更大的功率。我们将此乘积称为“性能因子”，这是与铁氧体材料有关的参数，良好的高频功率铁氧体显示出高的(fBmax)值。图3示出德国西门子公司几种铁氧体材料性能因子(PF)3与频率关系，功率损耗密度定为300mW/cm(100?)，可用来度量可能的通过功率。可以看到，经改进过的H49i材料在900kHz时达到最大的(fBmax)乘积为37000HT，比原来生2产的H49材料有更高的值，而N59材料则可使用到f=1MHz以上频率。 改进“性能因子”可从降低材料高频损耗着手，已发现性能因子最大值的频率与材料2晶粒尺寸d、交流电阻率ρ有关，考虑到涡流损耗与d/ρ之间的关系，两者结果是相一致的，见图4。 6(热阻 为了得到最佳的功率传输，变压器温升通常分割为二个相等的部分:磁芯损耗引起的温升Δθ和铜损引起的温升Δθ。关于磁芯总损耗与温升的关系如图5所示。对相同FeCu 尺寸的磁芯(RM14磁芯)，采用不同的铁氧体材料(热阻系数不同)，其温升值是不同的，其中N67材料有比其它材料更低的热阻。于是，磁芯温升与磁芯总损耗的关系可用下式表示: Δθ=R?R (5) FethFe 式中，R即为热阻，定义为每瓦特总消散时规定热点处的温升(k/W)。铁氧体材料th 的热传导系数，磁芯尺寸及开关对热阻有影响，并可用下述经验公式来表示: R=) (6) th 式中，S:磁芯表面积;d:磁芯尺寸;α:表面热传导系数;λ:磁芯内部热传导系数。 由上式可见，对电源变压器用的铁氧体材料，必须具有低的功率损耗和高的热传导系数。实际测量表明，图5所示的N67材料显示高的热导性。从微观结构考虑，高的烧结密度，均匀的晶粒结构，以及晶界里有足够的Ca浓度，将是有高的热导性。从磁芯尺寸形状考虑，较大磁芯尺寸给出低的热阻，其中ETD磁芯具有优良的热阻特性，见图6;另外无中心孔的RM磁芯(RM14A)显示出比有中心孔磁芯(RM14B)更低的热阻。 对高频电源变压器磁芯，磁芯设计时应尽量增加暴露表面，如扩大背部和外翼，或制成宽而薄的形状(如低矮形RM磁芯，PQ型磁芯等)，，均可降低热阻提高通过功率。 7(磁芯总损耗 软磁铁氧体磁芯总损耗通常细分为三种类型:磁滞损耗P、涡流损耗Pe和剩余损耗h Pr。每种损耗贡献的频率范围是不同的，磁滞损耗正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成线性关系，即 P=f?BdH (7) h 这里，?BdH等于最大磁通B下测得的直流磁滞回线的等值能。对于工作在频率100khz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的。为获得低损耗，要选择铁氧体成分具有最小矫顽力Hc和最小各向异性常数K，理想情况是各向异性补偿点(即K?0)位于变压器工作温度(约80,100?)。另外，此成分应有低的磁致伸缩常数λ， 工艺 钢结构制作工艺流程车尿素生产工艺流程自动玻璃钢生产工艺2工艺纪律检查制度q345焊接工艺规程 上要避免内-1外应力和夹杂物。采用大而均匀晶粒是有利的，因为Hc?D(D是晶粒尺寸)。 22关于涡流损耗Pe可用下式表示: Pe=CefB/ρ (8) 这里，Ce是尺寸常数，ρ是在测量频率f时的电阻率。 2 随着开关电源小型化和工作频率的提高，由于Pe?f，因而降低涡流损耗对高频电源 变压器更为重要。随着频率提高，涡流损耗在总损耗中所占比例逐步增大，当工作频率达200,500kHz时，涡流损耗常常已占支配地位。从图7所示R2KB1材料磁芯总损耗(包括磁滞和涡流损耗)与频率关系实测曲线，可得到证明。减小涡流损耗主要是提高多晶铁氧体的电阻率。从材料微观结构考虑，应用均匀的小晶粒，以及同电阻的晶界和晶粒;因为小晶粒具有最大晶界表面而增大电阻率，而附加CaO+SiO，或者NbO、ZrO和TaO匀对增225225高电阻率有益。 最近发现，当电源变压器磁芯工作达MHz频段时，剩余损耗已占支配地位，采用细晶粒铁氧体已成功地缩小了此损耗的贡献。对MnZn铁氧体来说，在MHz频率出现铁磁谐振，形成了铁氧体的损耗。最近有人提出，当铁氧体的磁导率μi随晶粒尺寸减小而降低时，Snoek定律仍是有效的，也就是说，细晶粒材料显示出高的谐振频率，因此可用于更高频率。另外，对晶粒尺寸减小到纳米级的铁氧体材料研究表明，在此频段还应考虑晶粒内畴壁损耗。 图1 ETD磁性可传输功率Pth与频率关图2 磁损与频率关系 系 (Siemens)-N67......N27 图3 材料性能因子与频率关系2/ρ图4 性能因子最大值频率与d(Siemens) 之间关系 3(100?C,功耗300mW/cm) 热平衡时总损耗PL(W) 图5 不同铁氧体材料的RM14磁芯温图6 不同磁芯形状、尺寸、重量 升与功率损耗关系(Siemens) (环境与变压器热阻关系 温度23?C) 小功率充电器的设计 摘要:介绍一种用于手机和电动自行车的自动充电器电路。它省去了复杂的IC电路及其外围电路，同样可以完成对蓄电池进行自动充电的功能。 关键词:蓄电池;自动充电器;单端反激;变换器 中图分类号:TN86 文献标识码:B 文章编号:0219,2713(2002)3,0084,04 为了使手机、电动自行车等所使用的充电器实现自动充电的功能，大都采用各种各样的专用IC充电器集成电路和各种采样电路。本文介绍一种既能省去复杂的IC电路及其外围电路，又能够实现自动充电功能的电路。 1、工作原理 图1中C1、V1,V4、C2组成滤波整流电路，变压器T为高频变压器，V5、R2、C11组成功率开关管V7的保护电路，NF为供给IC电源的绕组。单端输出IC为UC3842，其8脚输出5V基准电压，2脚为反相输入，1脚为放大器输出，4脚为振荡电容C9、电阻R7输入端，5脚为接地端，3脚为过流保护端，6脚为调宽单脉冲输出端，7脚为电源输入端。R6、C7组成负反馈，IC启动瞬间由R1供给启动电压，电路启动后由NF产生电势经V6、C4、C5整流滤波后供给IC工作电压。R12为过流保护取样电阻，V8、C3组成反激整流滤波输出电路。R13为内负载，V9,V12及R14,R19组成发光管显示电路。图1中V5、V6选用FR107，V8选用FR154，V7选用K792。 现对变换环节作如下介绍: 从图1中可知，当V7导通时，整流电压加在变压器T初级绕组Np上的电能变成磁能储存在变压器中，在 V7导通结束时，Np绕组中电流达到最大值Ipmax: Ipmax=(E/Lp)ton (1)---------------式中:E——整流电压; Lp——变压器初级绕组电感; ton——V7导通时间。 在V7关闭瞬间，变压器次级绕组放电电流为最大值Ismax，若忽略各种损耗应为: Ismax=nIpmax=n(E/Lp)ton (2) 式中:n——变压器变比，n=Np/Ns，Np、Ns为变压器初、次级绕组匝数。 高频变压器在V7导通期间初级绕组储存能量与V7关闭期间次级绕组释放能量应相等: n(E/Lp)ton=(Uo/Ls)toff-------------------式中:Ls——变压器次级绕组电感; Uo——输出电压; toff——V7关闭时间。 因为Lp=n2Ls， 则:(E/nLs)ton=(Uo/Ls)toff Eton=nUotoff Uo=(ton/ntoff)E (3) 上式说明输出电压Uo与ton成正比，与匝比n及toff成反比。 变压器在导通期间储存的能量WLp为: WLp=(1/2)LpI2pmax (4) 变压器Lp愈大储能愈多。 变压器储存的能量能否在toff期间释放完，不仅与变压器的工作频率f有关，而且与次级绕组电感量Ls有 关，更与负载的大小有关。 储能释放时间常数τ和V7关闭时间toff之间的差异形成变换器三种工作状态，下面分开介绍: 1)toff=τ这种状态为临界状态，各参数波形如图2所示。 图2 toff=τ的 波 形 图 图2中ub为Vp的控制电压波形;up为变压器初级Np电势波形;φ为变压器磁通变化波形;uces为V7集电极电压波形;ip、is为初、次级电流波形。 2)toff>;τ各参数波形如图3所示。从图3中可以看出磁通复位时V7关闭还持续一段时间，ip呈线性上升，is线性下降。 图3 toff >;τ的 波 形 图 变压器储存的能量等于电路输出能量。 (1/2)LpI2pmaxf=Uo2/RL Uo2=(1/2)LpI2pmaxRLf 将Ipmax=(E/Lp)ton代入上式，则 式中:RL——电路负载电阻; T=1/f——变压器工作周期。 式(5)中E、ton、T、Lp为定值，所以输出电压Uo随负载电阻RL的大小而变化，若忽略整流器件压降， 则输出电压最大值应为: Uomax=(1/n)Up=(1/n)E (6) V7承受的反压应为: Ucc=E，Up=E，nUo (7) 3)toff<;τ 各参数波形如图4所示。从图4中可以看出磁通在toff期间不能复位，ip也不是从0开始线性增加，is 下降不到0，这种工作状态输出电压Uo应满足如下关系: Eton=(Np/Ns)Uot Uo=(ton/toff)(Ns/Np)E τ 的 波 形 图 图4 toff <; 上式说明在Lp较大的情况下，Uo只决定于变压器匝数、导通截止脉宽和电源电压E，而与负载电阻 RL无关。 上述三种工作状态中，第二种工作状态输出电压Uo随负载电阻大小而变化，我们正好利用这个特点，满足充电器的充电特性。 从电路中可知，电路的负载电阻RL实际上是被充电电池的等效内阻，当电池电量放空时，等效内阻RL很小，随着充电量增大，其等效内阻升高，而电路输出电压Uo就是充电电压，其变化是随RL增大而升高，所以有如图5所示的充电特性曲线。从图5可以看出充电电流是随着RL增大而下降。io=uo/RL 充电电压uo、充电电流io都是随RL而变化，RL的变化曲线是电池的充电特性决定的，所以用单端反激电路作成的充电器其充电电压、电流有很好的跟随性。 图5 充 电 特 性 曲 线 当电池充满后，RL也就大到一定限度，充电电压也就进入饱和状态，充电电流自动进入浮充状态。 这样便大大简化了自动充电的控制电路。与相同性能的其它充电器电路相比，成本大大降低，可靠性大大提高。 2 、电路设计计算 为了简便，现只介绍单端反激变换电路中变压器的设计及主要元器件的选用方法。 2.1 高频变压器的设计 变压器是变换器的主要部件，其设计内容主要是磁芯选定，绕组匝数和导线直径的选定。 1)变压器主要参数计算公式 输出功率Po=UoIo 输入功率PI=Po/η 占空比D=ton/T 变压器效率η=Po/PI 负载电阻RL=Uo/Io 变压器输入电流最大值Ipmax=2Uo2/DηEminRL 变压器输入电流有效值Ipeff=DIp 变压器工作频率f的确定: f高虽然体积、重量可减小，但V7开关损耗增大，f低则变压器体积变大重量加大，综合考虑，一般选f= 50kHz左右。 2)磁芯尺寸选取 因电路为单端反激电路，所以励磁电流是单方向的，变压器磁芯中产生的磁通只沿着磁滞回线在第一象限 上下移动，如图6所示。 [a] 励磁电流 (b) 磁滞回线 图6 励磁电流及磁滞回线 按图6中的磁路工作状态，对磁芯尺寸计算公式推导如下: 据电磁感应定律 e=,Np(dφ/dt) e=E,Uces 若忽略V7饱和压降Uces，则 Npdφ=Edt ; ; NpΔφ=Eton Δφ=ΔBSC Np=(E×104ton×10,6/Δ BSC)=Eton/100ΔBSC (8) E=100NpΔBSC/ton (9) 式中:104——磁通密度单位换算系数; 10,6——导通时间单位换算系数; SC——磁芯截面积，单位cm2; Δ B——一般取0.7Bs(饱和磁密)，单位T; ton——单位μs。 所选磁芯窗口面积So应能绕下初、次级绕组，所以有如下公式关系: 为了便于公式推导，设Ip=Is=I，Np=Ns则: ; ; 式中:Ko——铜线占空系数，一般取 Ko=0.2,0.5; KC——磁芯占空系数，铁氧体取KC=1; j——导线中电流密度，一般取j=2,3A/mm2; 10,2——导线截面积尺寸单位换算系数。 变压器设计容量 PT=EI (11) 将式(9)、式(10)代入式(11) PT=(100NpΔBSC/ton)(100KoKCSoj/2Np) =ΔBSCSoKoKCj×104/2ton SoSC=2PTton×10,4/ΔBKoKCj(cm4) 变压器初、次级功率关系为: Ps=ηPT Po=Ps,PD 式中:Ps——变压器次级输出功率; PD——输出端二极管等损耗功率。 若忽略PD，则: Po=ηPT SoSC=2Poton/ηΔBjKoKC(cm4) (12) 据式(12)计算So、SC，选取磁芯尺寸、规格。 3)绕组匝数的计算 Np=100Eton/ΔBSC (13) 为了满足电路要求，式中E、ton应取最大值，单端反激电路变压器原边绕组兼有电感作用。其电感所需量 由下式计算: Lp=Eton/Ip(μ H) (14) 式中:ton单位用μs 用下式核算Np绕组匝数能否满足电感量要求: L′p=(0.4πN2pSC×10,8)/(Lδ，LC/μC) (μH) (15) 式中:μC——磁芯材料有效导磁率; LC——磁芯磁路平均长度(cm); Lδ——磁芯中空气隙长度(cm)。 若Lp?L′p，则加大Np，以达到电感量要求。 变压器匝比的选取: 若不考虑次级整流压降及变压器内损等因素的影响，则 n=Ep/Eo、Ns=nNp/D 同理可计算 NF=(Ns/Uo)Up 4)导线直径选取计算 若取j=2.5A/mm2则: d=0.7 (mm) (16) 据式(16)计算出各绕组导线直径并选取规格值，验算磁芯窗口面积能否绕下各绕组，若绕不下，则重复 上述有关设计计算。 5)验算次级绕组放电常数，τs应小于toff τs=Ls/RL=(L′p/n2)/RL=L′p/(n2RL) toff=T/2，T=1/f，所以toff=1/(2f) toff>;τs为验算原则。若不能满足则重复上面有关计算。 2.2 各主要元器件的选用 1)功率开关管的选用 根据式(7)，开关管耐压应?E，nUo，一般取(2.5,4)Emax。 开关功率管的电流由下式计算确定: Ipmax=2U2o/ηDER1min 2)电容C2、C3的选定 C2电压应大于1.1××220V; C3电压根据输出电压而定。 C2、C3电容量的选用原则是: C2Rp=(4,5)T50; C3RL=(4,5)T。 式中:T50——频率为50Hz时对应的工作周期; Rp、C2——放电等效电阻、电容; T——变压器工作频率对应的周期。 由此可以推算电容量。 3 、电路调试 1)变换器工作频率调整 调IC4脚的R7和C9可达到调整工作频率的目的。 2)功率开关管导通时间ton的调整 调R3和R5可达到调整ton的目的。 3)过流保护工作点的调整 调R12可达到调整过流保护工作点的目的。 4、 结语 用单端反激变换电路制作全自动充电器是笔者对单端反激变换电路探讨实践的总结。用此电路已经设计制作了100W以内的全自动充电器30多台，使用效果良好，并通过厂家技术鉴定。应用本文所介绍的技术可省去复杂的控制电路和IC，不仅降低了成本，而且大大提高了可靠性，综合效益显著。