第 32 卷第 3 期 电 子 与 信 息 学 报 Vol.32No.3
2010 年 3 月 Journal of Electronics & Information Technology Mar.2010
多用户MIMO网络的 OFDM放大转发双向中继策略
赵 睿①② 邹应全① 李春国① 杨绿溪①
①(东南大学信息科学与工程学院 南京 210096)
②(华侨大学信息科学与工程学院 泉州 362021)
摘 要:在多用户 MIMO 通信网络中,该文提出一种新的放大转发双向中继策略,在第 1 时隙的多址传输中采用
OFDMA,在第 2 时隙的广播传输中采用 OFDM/SDMA,通过利用频率分集和空间分集提高了系统性能。针对双
向中继传输的特点,采用两种方法在每个子载波上
设计
领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计
了中继波束形成矩阵,即信漏噪比(SLNR)准则和块对角化
迫零(BDZF)准则。利用割集理论推导了该双向中继网络的容量域上界。仿真结论表明,所提出的双向中继策略在
系统和速率性能上优于其他 3 种中继策略,并能逼近所推导的容量域上界。
关键词:OFDM;SDMA;放大转发双向中继;波束形成
中图分类号:TN92 文献标识码:A 文章编号:1009-5896(2010)03-0617-06
DOI:10.3724/SP.J.1146.2009.00335
OFDM Amplify-and-Forward Two-Way Relaying
for Multiuser MIMO Networks
Zhao Rui①② ①Zou Ying-quan ①Li Chun-guo ①Yang Lu-xi
①(School of Information Science and Engineering, Southeast University, Nanjing 210096, China)
②(College of Imformation Science and Engineering, Huaqiao University, Quanzhou 362021, China)
Abstract: In multiuser MIMO communication networks, a new amplify-and-forward two-way relaying scheme is
proposed employing OFDMA for the multiple access transmission in the first time slot and OFDM/SDMA for the
broadcast transmission in the second time slot to improve the performance of the system through utilizing
frequency diversity and spatial diversity. Considering the characteristic of two-way relaying, the relay beamforming
matrixes are designed according to two methods respectively, i.e., signal to leakage and noise ratio (SLNR) and
block diagonalization based zero-forcing (BDZF), on per subcarrier basis. The upper bound on the capacity region
of this two-way relay network is also derived by using cut-set theory. Simulation results show that the proposed
scheme outperforms three other two-way relaying schemes in terms of sum rate and can approach the upper bound
of capacity region.
Key words: OFDM; SDMA; Amplify-and-forward two-way relay; Beamforming
1 引言
将中继引入无线通信网络,可带来容量增益和
覆盖面扩展等优势。近来,通过利用网络编码,双
向中继协议可获得比单向中继协议更高的频谱效
率,已获得越来越多的关注[1]。双向中继通信的一个
简单模型为两节点通过中间的一个半双工中继互换
信息,两节点间无直达链路,中继通过对解码信号
采用XOR操作[2]或通过对接收信号采用合并放大操
作[1],并在下一时隙广播至两节点,两节点再分别利
2009-03-16 收到,2009-07-27 改回
国家 973
计划
项目进度计划表范例计划下载计划下载计划下载课程教学计划下载
项目(2007CB310603),国家自然科学基金(60672093,
60496310),国家 863 计划项目(2007AA01Z262)和江苏省自然科学
基金(BK2005061)资助课题
通信作者:赵睿 rzhao.seu@gmail.com
用自信息进行自干扰消除来获取所需信息。
对于多个双向中继的信道,文献[3]给出了容量
域上界和可获得最优 DMT 的中继策略。众所周知,
在无线通信系统中的发射端和接收端使用多根天线
可以极大地提高频谱效率[4]。多天线技术也可应用在
双向中继网络中,文献[5]在中继端设计了基于凸优
化方法的最优波束形成矩阵和基于匹配滤波和迫零
方法的次优波束形成矩阵,可以逼近系统容量域。
本文考虑一种多用户 MIMO 通信网络,两个节
点借助一个中间的双向中继与另外两个节点成对互
换信息,每个节点都配置多天线。此网络模型可应
用在未来无线 Ad hoc 网络中;也可应用在基站集中
管理控制下的用户↔中继↔用户直接进行数据交
换的传输模式中,具有时延小、高效灵活和降低基
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618 电 子 与 信 息 学 报 第 32 卷
站处理复杂度的优势。由于 OFDMA 技术能有效削
弱多径衰落的影响并能提升数据传输速率,已被
3GPP LTE 作为主要的传输方式之一,于是本文在
第 1 时隙的多址传输过程中采用 OFDMA 的方式实
现多个数据流的同时传输,在第 2 时隙的广播传输
过程中,为充分利用空间分集,AF(Amplify-and-
Forward)中继在每个子载波上采用结合波束形成技
术的 OFDM/SDMA 作为广播传输方式。为下文表
述方便,整个两时隙传输过程可简称为 OFDM/
SDMA 双向中继策略。本文基于两种方法设计了中
继波束形成矩阵,可分别适用于不同的中继端发送
天线数,这两种方法分别为信漏噪比(SLNR)[6]法和
块对角化迫零(BDZF)[7]法。目前还没有关于多用户
MIMO 双向中继信道的容量域上界的结论,本文利
用割集定理推导了该双向中继信道的容量域上界。
仿真结论显示,与其他中继策略相比,本文所提策
略可极大地提升系统和速率并能逼近系统容量域上
界。
2 系统模型
两个节点( 1, 2a a )借助一个双向中继节点( r )与
另外两个节点 ( 1, 2b b )交换信息,节点 ak 和 bk
( 1k = 或 2)是一对想要相互通信的伙伴。所有节点
都配置多根天线,即 1a 和 2a 都有 aN 根天线, 1b 和
2b 都有 bN 根天线,中继有 rN 根天线。整个通信过
程在两个时隙完成,如图 1 所示。
图 1 多用户 MIMO 双向中继通信网络
在第 1 时隙,所有 4 个节点使用 OFDMA 方式
同时往中继发送信号。该系统的全频带被划分为N
个子载波,每个子载波都经历平衰落窄带信道。假
定循环前缀的长度大于离散时间基带信道脉冲响应
的长度,并能实现完全同步。N 个子载波被分为两
个子信道,为简化分析过程,假定每个子信道由 2N
个子载波随机组成,不考虑子载波的最优分配。同
一对中的两个节点至中继的链路占用相同的子信
道。因而,两对之间为频域正交,能互不干扰地独
立发送信号,且中继可区分不同对的信号,并将相
同子信道上的信号进行合并。
节点 1a 和 2a 满足和功率约束 aP ,节点 1b 和 2b
满足和功率约束 bP ,假设和功率在两节点上均匀分
配。节点ak 的发送信号为 akx ,节点bk 的发送信号
为 bkx 。在 OFDM 系统中,发送端的数据符号首先
经过串并变换调制到多个子载波上,然后每个数据
流再复用到多根天线上发送出去。 1ax 和 1bx 都在子
载波1, , /2N" 上传输, 2ax 和 2bx 都在子载波 /2 1,N +
,N" 上传输。中继将在相同子载波上来自两个节点
的信号进行合并,则在子载波n 上来自第k ( 1,2k = )
对节点的合并后的信号为
1, 1, 1, 1, 1, 1, , 1, , /2n n a n n b n r n n N= + + =r H x G x n " (1)
2, 2, 2, 2, 2, 2, , /2 1, ,n n a n n b n r n n N N= + + = +r H x G x n "
(2)
其中 ,k nH 和 ,k nG 分别为第n 个子载波上节点 ka 和 kb
至中继的频域信道; 1, rNrk n ×∈n ^ 为每个子载波上的
加性白高斯噪声(AWGN),协方差为 H, ,{ }rk n rk n =n nE
(1/ )
rNN I 。发送数据向量使用高斯码本, ,ak n ∈x
1mN ×^ 为ak 在第n 个子载波上的发送信号,发送功
率在每个子载波上平均分配,则 H, ,{ }ak n ak n =x xE
[ /( )]
ma m NP N N I ;同理, 1, mNbk n ×∈x ^ 为 kb 在第n 个
子载波上的发送信号,满足 H, ,{ } [ /bk n bk n bP=x xE
( )]
mm NN N I 。其中, min{ , }m a bN N N= 。不同节点
的发送码本相互独立,即: H, ,{ } 0ip n jq n =x xE ( i j≠ 或
p q≠ )。因此, ,k nr 的协方差为 H, , ,{ }k n k n k n= =Q r rE
H
, ,
a
k n k n
m
P
N N
H H H, ,
1
r
b
k n k n N
m
P
N N N
+ +G G I 。
在第 2 时隙,中继使用 OFDM/SDMA 方式广
播信号。中继将来自不同子载波的 1,nr 和 2,nr �进行合
并然后在同一子载波上发送出去,例如, 1,1r 和
2, /2 1N +r 合并, 1,2r 和 2, /2 2N +r 合并等。中继在每个子载
波上通过选择恰当的波束形成矩阵 1,nT 和 2,nT 分别
与 1,nr 和 2,nr �相乘后再相加起来发送出去,从而将两
路信号发往两个不同的方向。于是,在子载波n 上,
中继的发送信号为
1, 1, 2, 2, , 1, , /2,
/2 1, ,
n n n n n n n n N
n N N
β β= + =
= +
t T r T r � "
� " (3)
其中 nt 应满足功率限制 H{ } ( /( )) rn n r r NP N N≤t t IE ,
进 而 得 到 功 率 归 一 化 因 子 nβ =
( ) ( )( )H H1, 1, 1, 2, 2, 2,tr trr n n n n n nP N N⋅ + ⋅T T Q T T Q 。为充
分利用剩余的 N/2 个子载波,nt 也在第( /2)n N+ 个
子载波上发送,所以每个合成信号同时在两个子载
波上传输。
在子载波n 上,节点ak ( 1,2k = )的接收信号为
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第 3 期 赵 睿等:多用户 MIMO 网络的 OFDM 放大转发双向中继策略 619
期望信息
自干扰信息
BC BC
, , , , , , ,
BC BC
, , , , , , ,
BC
, , , ,
1,
ak n k n n ak n n k n k n k n bk n
n k n k n k n ak n n k n k n rk n
K
n k n i n i n ak n
i i k
β
β β
β
= ≠
= + =
+ +
+ +∑
y H t n H T G x
H T H x H T n
H T r n
��������� ��������
��������� ��������
(4)
其中,当 1k = 时, BC T, 1,k n n=H H ,因为对某一子载
波而言该系统工作在时分双工模式(TDD),由信道
互易性可知,广播信道为多址信道的转置;当 2k =
时, jBC 2,, nk n =H H 。 ,ak nn 为 AWGN,协方差为
H
, ,{ }ak n ak nn nE (1/ ) aNN= I , 1,2k = 。
在双向中继系统中,一个显著的特征为每个终
端都可以利用自信息消除自干扰,将有用信息从接
收信号中提取出来。因此每个节点都应该获知各自
至中继的信道状态信息(CSI)和其反向链路的 CSI,
同时也应获知同一对中另一节点至中继的 CSI。中
继端为设计波束形成矩阵应获知网络的全部信道信
息。该 OFDM/SDMA 双向中继策略的信号传输过
程见图 2。
下面分析其系统和速率。由式(4)可知,在子载
波n 上,r ak→ 链路的可达速率为
( )
2 H
2 , ,,
1H
, ,
1
log det
a
b
N n ak n ak nrak n
m
ak n ak n
P
R I
N N N
β
−
⎛⎜= +⎜⎜⎜⎝
⎞⎟⋅ ⎟⎟⎠
D D
E E
JJJK
(5)
其 中 BC, , , ,ak n k n k n k n=D H T G , BC, , , ,ak n n k n k n rk nβ=E H T n
BC
, , , ,
1,
K
n k n i n i n ak n
i i k
β
= ≠
+ +∑H T r n 。
在子载波 /2n N+ 上 r ak→ 链路的速率可表达
成跟上式类似的形式,记作 , /2rak n NR +JJJK 。
于是,在所有子载波上r ak→ 链路的和速率为
( )
/2
, , /2
1
N
rak rak n rak n N
n
R R R +
=
= +∑JJJG JJJG JJJG (6)
在所有子载波上r bk→ 链路的和速率表达式与
上式类似,记作 rbkRJJJG。
最终,整个双向中继系统的可达和速率为
( )
2
sum
1
1
2 rak rbkk
R R R
=
= +∑ JJJG JJJG (7)
3 其他的中继传输策略
为了做性能比较,针对这种网络结构,本文提
出以下 3 种中继策略:
(1)4 时隙单向中继策略:整个传输过程在 4 时
隙完成,依次为:a r→ ,r b→ ,b r→ 和r a→ 。
在多址传输过程中,在接收端使用连续干扰消除;
在广播传输过程中,为不同接收端选择码字时在发
射端(中继)使用脏纸编码。这两种方法都是能最大
化容量的方法。
(2)3 时隙双向中继策略:这种策略受到文献[8]
的启发,整个传输过程在 3 时隙完成。在第 1 时隙,
1a 和 1b 向中继传输 1ax 和 1bx ,同时 2a 和 2b 侦听到
这两个信号并将其存储下来。在第 2 时隙, 2a 和 2b
向中继传输 2ax 和 2bx ,同时 1a 和 1b 侦听到这两个信
号并将其存储下来。在第 3 时隙,中继将接收信号
合并然后广播,每个节点都可以通过存储信息和自
信息消除干扰,恢复出有用信号。
图 2 本文提出的 OFDM/SDMA 双向中继策略模块结构图
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620 电 子 与 信 息 学 报 第 32 卷
(3)OFDMA 双向中继策略:整个传输过程在两
时隙完成。在广播链路和多址链路都使用 OFDMA。
中继将接收到的信号合并后在各自的子载波上再广
播出去。
4 中继波束形成矩阵的设计
为降低不同对信号间的干扰,本文提出两种中
继波束形成设计方法,分别适用于不同的中继天线
数。
4.1 方法 1: 信漏噪比(SLNR)
目标是在每个子载波上优化中继波束形成矩阵
, 1{ }
K
k n k=T ( 2K = ),使得一对节点的期望接收信号的
功率与该信号对其他节点对造成的干扰(泄漏)和噪
声的功率之和的比值最大化。在子载波 n 上,第
k ( 1,2k = )对节点的期望信号功率为两个节点的期
望接收信号功率之和,即
{ }2 2BC BC, , , , , , ,dk n k n k n k n k n k n k nP = +H T r G T rE (8)
在子载波n 上,第k ( 1,2k = )对节点的干扰(泄
漏)信号功率为其他节点对接收到的欲发往第 k 对
节点的信号的功率之和,即
( )2 2BC BC, , , , . , ,
1,
K
lk n i n k n k n i n k n k n
i i k
P
= ≠
⎧ ⎫⎪ ⎪⎪ ⎪= +⎨ ⎬⎪ ⎪⎪ ⎪⎩ ⎭
∑ H T r G T rE (9)
在子载波n 上,第 k ( 1,2k = )对节点的噪声信
号功率为两节点的噪声功率之和,即
{ } { }H H, , , , , a bk n ak n ak n bk n bk n N NN N
+= + =n n n nE E (10)
因此,如何设计使 SLNR 最大的 ,k nT 就是求解
以下优化问题:
( )
( )
,
,
, ,
, ,
H
, , , ,
H
, , , ,
argmaxSLNR
tr
, 1,2
tr
k n
dk n
k n k n
lk n k n
k n k n k n k n
k n k n k n k n
P
P N
k
= =
+
= =
T
T
T R T Q
T S T Q
(11)
其 中 ( ) ( )H HBC BC BC BC, , , , ,k n k n k n k n k n= +R H H G G , ,k n =S
( ) ( )( )H HBC BC BC BC, , , ,
,1,
r
K
a b
i n i n i n i n N
uk ni i k
N N
NP= ≠
++ +∑ H H G G I ,
每对节点的功率限制为 H, , , ,tr( )k n k n k n uk nP=T T Q 。
为简化表达,以下省去下标n 。由于
( ) ( )( ) ( )
( )
HH
H T
tr vec vec
k
k k k k k k k k
k k k k
=
= ⊗
T RTQ T RTQ
t Q R t
A
����� ����
(12)
其中 ( )veck kt T� ,是 1r rN N × 列向量。类似地,可
获得
( ) ( )H H Ttr
k
k k k k k k k k= ⊗T RTQ t Q S t
B
����� ����
(13)
那么优化问题就成为
H
Hargmax SLNR , 1,2
k
k k k
k k
k k k
k= = =
t
t A tt
t B t
(14)
其中
H
HSLNR
k k k
k
k k k
= t A t
t B t
为矩阵束 ( ),k kA B 的广义
Rayleigh-Ritz 比。要使该比值最大化, kt 应为矩阵
1
k k
−B A 的最大特征向量,即 max eigenvectork =t
( )1k k−B A 。
4.2 方法 2: 块对角化迫零(BDZF)
目标是使用 BDZF 法优化中继波束形成矩阵
, 1{ }
K
k n k=T ( 2K = )。BDZF 法的原理是,将所有非目
标用户的信号放置在目标用户信道的零空间上发
送,从而消除多用户干扰,即: BC BC, , , ,,l n k n l n k n=H T G T0
( ) k l= ≠0 。将 ,k nM 定义为
( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( ) ( ) ( )
T T T TBC BC BC BC
, 1, 1, 1, 1,
TT T T TBC BC BC BC
1, 1, , ,
k n n n k n k n
k n k n K n K n
− −
+ +
⎡= ⎢⎣
⎤⎥⎦
M H G H G
H G H G
"
"
迫零限制就是 , , 0k n k n =M T 。为保证 ,k nT 有非零解,
,k nM 应行满秩,即 ,rank( )r k nN > M 。所以仅当 rN
( ){ },max rank k nk> M ( 1, ,k K= " )时,才能使用
BDZF,当用户数较少时发送天线数较容易满足要
求,所以对于本文的两节点对系统而言,BDZF 是
实用的。 ,k nM 的奇异值分解(SVD)为 , ,k n k n=M U
( ) ( )1 0 H
, , ,[ ]k n k n k n∑ V V ,其中 ( )0,k nV 是对应于零奇异值的右
奇异向量,并构成了 ,k nM 的零空间。于是 ,k n =T
( )0
,k nV 。
5 多用户双向中继信道的容量域上界
本节通过对多址割和广播割使用最大流最小割
定理推导固定信道增益下高斯 MIMO 多用户双向
中继信道的容量域上界。网络模型为:K ( 2K ≥ )
个节点借助一个双向中继与另外K 个节点交换信
息,每个节点都配备多根天线。在第1时隙,1 ,a aK"
和 1, ,b bK" 同时发送信息至中继,对应于两个多址
链路,通信示意图见图 3。在第 2 时隙,中继广播
信息至 1, ,a aK" 和 1, ,b bK" ,对应于两个广播链路,
通信示意图见图 4。下面分别通过多址割和广播割
来推导多用户双向中继信道的容量域上界。
图 3 双向中继信道的多址割 图 4 双向中继信道的广播割
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第 3 期 赵 睿等:多用户 MIMO 网络的 OFDM 放大转发双向中继策略 621
5.1 多址割
根据割集定理,通过多址割将 1, , Ka a" 与网络
的其他部分分离开,可得到这一多址信道最大速率
的上界:
( )MAC 1 1 1
1 , , ; , , , , , ,
2ab a aK b bK b bK
R I≤ x x r y y t x x" " "
(15)
类似地,通过将 1, ,b bK" 与网络的其他部分分
离,可得到
( )MAC 1 1 1
1 , , ; , , , , , ,
2ba b bK a aK a aK
R I≤ x x r y y t x x" " "
(16)
其中1/2是由于整个发送过程在两个时隙完成。根据
互信息的定义[9],可得
( )
( )
( )
1 1 1
1 1
1 1 1
, , ; , , , , , ,
= , , ; , , ,
, , ; , , , , , ,
a aK b bK b bK
a aK b bK
a aK b bK b bK
I
I
I+
x x r y y t x x
x x r t x x
x x y y r t x x
" " "
" "
" " " (17)
互信息可表示成熵的形式:
( )
( )
( ) ( )
1 1 1
1 1 1
1 1 1
( )
1 1
1
( )
1
, , ; , , , ( , , |
, , , ) , , , , , ,
, , , , , , ,
, , ( | , ,
, , , )
a aK b bK a aK
b bK a aK b bK
b bK a aK b bK
Ka
i ai r b bK r a
i
b
aK b bK i ai
i
I h
h
h h
h h
h
=
=
=
−
= −
⎛ ⎞⎟⎜ ⎟= + −⎜ ⎟⎜ ⎟⎜⎝ ⎠
=
∑
x x r t x x x x
t x x x x r t x x
r x x r x x x x
H x n x x n x
x x x H x
" " "
" " "
" " "
" "
" ( )
( )( )( )
1
( )
2
1
H
2
1
log ( ) det cov
log ( ) det cov
log det
r
r
r
K
r r
Kc
N
i ai r
i
N
r
K
a
i i N
ai
h
e
e
P
KN
π
π
=
=
⎛ ⎞⎟⎜ ⎟+ −⎜ ⎟⎜ ⎟⎜⎝ ⎠
⎛ ⎞⎛ ⎞⎛ ⎞ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎟⎜ ⎟⎜≤ +⎜ ⎟⎟⎟⎜ ⎜ ⎜ ⎟⎟⎟⎜⎜ ⎟⎜ ⎟⎜ ⎝ ⎠⎝ ⎠⎝ ⎠
−
⎛ ⎞⎛ ⎞⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎟⎜= +⎜ ⎟⎟⎜ ⎜ ⎟⎟⎜ ⎟⎜ ⎝ ⎠⎝ ⎠
∑
∑
∑
n n
H x n
n
H H I
其中
(a)因为 ( )
1
K
i ai i bi r
i
r
=
= + +∑ H x G x n ,且中继已
知 iH 和 iG ( )1, ,i K= " 的完全信道信息;
(b)因为 1, ,a aKx x" 、 1, ,b bKx x" 和 rn 两两相互独
立;
(c)因为循环对称复高斯分布可使熵最大化(文
献[4]中的引理 2)。
( )
( )
( )
( ) ( )
1 1 1
1 1
1 1 1
( )
1 1
, , ; , , , , , ,
, , , , , ,
, , , , , , , , ,
, , , , 0
a aK b bK b bK
b bK b bK
b bK a aK b bK
d
b bK b bK
I
h
h
h t h
=
−
= − =
x x y y r t x x
y y r t x x
y y x x r t x x
y y y y t
" " "
" "
" " "
" "
(d)因为 Tbi i bi= +y G t n ,且r 是 t 的函数,给定
t 时, 1, ,b bKy y" 与 1, ,a aKx x" 和 1, ,b bKx x" 相互独立。
因此
MAC H
2 1
1
1 log det
2 r
K
a
ab i i N
ai
P
R R
KN=
⎛ ⎞⎛ ⎞⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎟⎜≤ + =⎜ ⎟⎟⎜ ⎜ ⎟⎟⎜ ⎟⎜ ⎝ ⎠⎝ ⎠∑ H H I (18)
类似地,可得到 MACbaR 的上界为
MAC H
2 2
1
1 log det
2 r
K
b
ba i i N
bi
P
R R
KN=
⎛ ⎞⎛ ⎞⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎟⎜≤ + =⎜ ⎟⎟⎜ ⎜ ⎟⎟⎜ ⎟⎜ ⎝ ⎠⎝ ⎠∑ GG I (19)
5.2 广播割
根据割集定理,通过一个广播割将 1, ,a aK" 和
中继与 1, ,b bK" 相分离,通过另一个广播割将
1, ,b bK" 和中继与 1, ,a aK" 相分离,并经过类似于
多址割的互信息推导(限于篇幅,省略具体推导过
程),最大速率上界可表达为
BC H
2 3
1
log det
2
r
ab
r
P
R R
N
⎛ ⎞⎛ ⎞⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎟⎜≤ + =⎜ ⎟⎟⎜ ⎜ ⎟⎟⎜ ⎟⎜ ⎝ ⎠⎝ ⎠I GG (20)
BC H
2 4
1
log det
2
r
ba
r
P
R R
N
⎛ ⎞⎛ ⎞⎟⎜ ⎟⎜ ⎟⎟⎜≤ + =⎜ ⎟⎟⎜ ⎜ ⎟⎟⎜ ⎟⎜ ⎝ ⎠⎝ ⎠I HH (21)
其中 T1 2[ ]K=G G G G" , T1 2[ ]KH = H H H" 。
在中继信道上传输的信息流的速率受限于广播
割或多址割的瓶颈[9],因此多用户双向中继信道的和
速率为
( ) ( )MAC BC MAC BCsum min , min ,ab ab ba baR R R R R= + (22)
和速率的上界为
( ) ( )sum upper 1 3 2 4min , min ,R R R R R R≤ = + (23)
6 仿真分析
本节通过仿真给出所提出的 OFDM/SDMA 双
向中继策略的性能分析。考虑节点对数为 2 的多用
户双向中继通信网络,天线数 2a bN N= = , 1a ,
2a , 1b , 2b 和中继都使用相同的发送功率,即 aP =
b rP P P= = 。因为假设所有节点和中继端的噪声在
全频带上具有单位方差,可定义 SNR P= 。该
OFDM 系统的子载波数为 128N = ,每个节点和中
继间的信道由 6L = 径的 HIPERLAN/2 信道模型
产生,信道系数建模为独立复高斯零均值随机变量,
具有指数功率延迟分布,即 ( ) 2{| | } ,lkh l eλ −= ⋅E
0, ,5l = " ,其中常数λ满足 2{ } 1k =hE 。本文分别
针对两种中继天线数的情况比较了所提中继策略与
其他中继策略的和速率性能,当 2rN = 时,此时
,rank( )r k nN ≤ M ,采用 SLNR 方法设计中继波束形
成矩阵,见图 5;当 6rN = 时,此时 maxr kN >
( ),{rank( )} 1,2k n k =M ,采用 BDZF 方法设计中继
波束形成矩阵,见图 6。为保证比较的公平性,本
文在所有中继策略中都未考虑功率和子载波分配算
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622 电 子 与 信 息 学 报 第 32 卷
法以及收发机的联合处理,这也是所提中继策略与
容量上界仍有较大差距的原因。
由图 5 可见,OFDM/SDMA(SLNR)双向中继
策略的平均和速率至少是 4 时隙单向中继的两倍,
而且在大多数 SNR 的情况下比 OFDMA 双向中继
策略高出 3 bps/Hz 的增益,这是因为所采用的
SDMA 技术通过充分利用空间分集显著提高了频谱
效率。OFDMA 双向中继策略的平均和速率在大多
数 SNR 情况下高于 3 时隙和 4 时隙的中继策略,这
一方面是由于 OFDMA 策略采用两时隙传输,节省
了传输时间,另一方面是由于频谱正交完全消除了
多用户干扰,值得指出的是,当考虑误码率性能时,
OFDMA 策略应该比本文所提
方案
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的性能好,由于
本文方案只能部分消除多用户干扰。
图 5 所提 OFDM/SDMA(SLNR)双向中继策略 图 6 所提 OFDM/SDMA(BDZF)双向中继
与其他策略的平均和速率的比较 ( 2rN = ) 策略与其他策略的平均和速率的比较( 6rN = )
由图 6 可见,OFDM/SDMA(BDZF)双向中继
策略的平均和速率高于 SLNR 和其他中继策略,因
为 BDZF 策略能完全消除其邻对的信号干扰。由于
中继端的多天线带来了阵列增益,使得容量上界随
着 SNR 迅速增加,BDZF 策略仍然能够随着 SNR
迅速逼近容量上界。比较图 5 和图 6 可见,随着中
继天线数的增加,所有中继策略的平均和速率都有
所增加,说明中继端多天线能提升系统速率。
7 结论
本文研究了多用户双向中继网络的容量逼近策
略和容量域上界。提出了一种新的双向中继策略,
整个传输过程在两个时隙完成,分别采用两种不同
的多址接入方式:在多址传输中用 OFDMA 方式,
在广播传输中用 OFDM/SDMA 方式。根据两种方
法在每个子载波上设计了中继波束形成矩阵,仿真
结论显示,所提出的双向中继策略都能逼近所推导
的多用户双向中继容量域上界,与其他中继策略相
比有明显的和速率增益。值得一提的是,如果节点
对数大于 2,首先将节点对两对一组进行配对分组,
组间采用 OFDMA 的方式传输,组内仍然可以采用
本文所提 OFDM/SDMA 方式传输,从而获得较好
的传输性能。
参 考 文 献
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赵 睿: 男,1980年生,博士生,研究方向为无线通信信号处理、
多用户MIMO通信和基于中继的协作通信.
邹应全: 男,博士生,1976年生,研究方向为无线通信信号处理、
多点协作和中继无线通信系统.
李春国: 男,1983 年生,博士生,研究方向为 MIMO 通信信号
处理、多用户信号处理和中继无线通信系统优化设计.
杨绿溪: 男,1964 年生,教授,博士生导师,研究方向为下一代
移动通信中的信号处理.
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