模数转换器基础入门

1 运算放大器稳定性 第 8 部分（共 15 部分）：电容性负载稳定性：噪声增益及 CF 作者：Tim Green 德州仪器 Burr-Brown 产品部线性应用 工程 路基工程安全技术交底工程项目施工成本控制工程量增项单年度零星工程技术标正投影法基本原理 经理 本系列的第六部分是新《电气工程》杂志 (Electrical Engineering) 中“保持容性负载稳定的六种 方法 快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载 ”栏目的开 篇。这 6 种方法分别是 RBISO B、高增益及 CF、噪声增益、噪声增益及 CF、输出引脚补偿以及具有双通道反馈的 R BISOB。第 6 部分介绍了 RBISO B、高增益及 CF 和噪声增益前三种方法。第 7 部分重新研究了用于双极性射极跟随器与 CMOS PRO运算放大器的小信号 AC 输出阻抗 ZBO B。现在，我们将在第 8 部分即本部分通过对噪声增益及 CF 的研 究侧重探讨如何实现电容性负载的稳定性。 我们将采用稳定性分析工具套件（其中包括 ZBO B分析、Aol 修正曲线创建、一阶分析与合成、Tina SPICE 环路稳定 性仿真、Tina SPICE 瞬态仿真以及 Tina SPICE Vout/Vin 传递函数分析等）中大家都非常熟悉的工具来进行研究。 在过去长达 24 年中，我们在真实环境下以及实际电路中进行了大量的测试，充分验证采用噪声增益及 CF方法能 够取得预期的效果。不过，由于资源限制，本文专门介绍的每条电路并未进行实际构建，仅用于读者练习或在个 人应用（如：分析、合成、仿真、构建与测试）中使用。 噪声增益与及 CF 补偿分为两种不同的情况：反相噪声增益及 CF 和非反相噪声增益及 CF。顾名思义，两者的区 别在于运算放大器电路配置是反相配置还是非反相配置。 用于噪声增益及 CF 电容性负载稳定性分析的运算放大器 我们进行噪声增益及 CF 电容性负载分析时所选择的运算放大器是 CMOS RRIO 运算放大器，其规格如图 8.1 所 示。OPA348 是具有轨至轨输入（超出每个电源 0.2V 以上）和轨至轨输出（当 Iout = 27uA 时，Vsat = 25mV）的 低静态电流 (65uA) 运算放大器，专为单电源供电的系统而精心优化的。OPA348 在最高饱和电压等于 1V 时还可 提供 5mA 的输出电流。由于它是 CMOS RRO 运算放大器，因此我们需要了解其开环输出阻抗，以便为环路稳定 性合成创建 Aol 修正曲线。 图 8.1：典型的 CMOS RRIO 运算放大器 OPA348 1MHz, 45uA, CMOS, RRIO Operational Amplifier Input Specs AC Specs Offset Voltage 5mV max Open Loop Gain, RL = 100k 108dB typ Offset Drift 4uV/C Open Loop Gain, RL = 5k 98dB typ Input Voltage Range (V-)-0.2V to (V+)+0.2V Gain Bandwidth Product 1 MHz Common-Mode Rejection Ratio 82dB typ Slew Rate 0.5V/us Input Bias Current 10pA max Overload Recovery Time 1.6us Total Harmonic Distortion + Noise 0.0023%, f=1kHz Noise Setling Time, 0.01% Input Voltage Noise 10uVpp, f=0.1Hz to 10Hz Input Voltage Noise Density 35nV/rt-Hz @1kHz Supply Specs Input Current Noise Density 4fA/rt-Hz Specified Voltage Range 2.5V to 5.5V Quiescent Current 65uA max Output Specs Over Temperature 75uA max Vsat @ Iout = 27uA 25mV max Vsat @ Iout = 540uA 125mV max Temperature & Package Vsat @ Iout = 5mA 1V max Operating Range -40C to +125C Iout Short Circuit 10mA Package options SOT23-5, SO-8, SC70-5 2 反相噪声增益及 CF 噪声增益及 CF 补偿常用于涉及到低压电源的应用中，即要求在 ½ 电源电压时产生参考电压（如图 8.2 所示）。 为了良好响应此类参考电压输出端的 AC 负载瞬态，电容器通常直接布置在运算放大器的输出端。这种“斗式充 电装置”可以为高频瞬态负载提供及时保护，同时运算放大器能够准确地对电容器进行再充电并使整体 DC 电压 保持在可编程的电平上。反相噪声增益及 CF 分析将采用图中所示的电路，其中运算放大器由两端分别接 -5V 和地 来供电。输入信号是带 -1/2 增益的 +5V 电压，可产生 -2.5V 的参考输出电压。我们将设计承载 -5mA 负载电流的 500 欧姆负载。 图 8.2：在 1/2 电源电压时产生负参考电压 为了预测电容性负载会对 Aol 曲线产生哪些影响，我们首先要查明假定通过 DC 负载的电流为 -5mA时 ZBO B的情 况。我们将采用“第 7 部分（共 15 部分）：RBO B何时转变为 ZBO B？”中介绍的用于研究 CMOS RRO ZBO B的方法与模 型。在图 8.3 中，L1 为 1 太拉亨利 (Tera-Henry) 电感，RI 用于设定 U1 输出锻的负载电流。直流情况下，L1 短 路，而对于所有相关的交流频率，L1 开路。通过利用一个 1Apk AC 电流发生器（其经过频率扫描）驱动 U1 输 出，VOA 可以直接转变为 ZBO B。 图 8.3：ZBO B测试电路 ½ Supply Negative Reference + - + U1 OPA348 RF 4.99k VOA CL 1u VEE 5 RI 10k VCC 5 RL 500 A+ IOUT -4.99mA -2.5V + - + U1 OPA348 VEE 5 RI 500 VEE/2 2.5 A+ IOUT L1 1T VOA Itest DC = 0A AC = 1Apk -2.5V -5mA DC Analysis for DC Operating Point AC Analysis for ZO vs. Frequency 3 图 8.4 显示了采用 Tina SPICE分析工具分析的 AC 结果。我们可以看出，对于既定的 DC负载（-5mA）来说，ZBO B 包含一个 42.43 欧姆的 RBO B分量 ，在 fz=1.76kHz 时为相位为 0。 图 8.4：ZBOB Tina SPICE图 如图 8.5 所示，我们建立了 CMOS RRO 模型。利用 Ro 与 fz 的测量值，我们可以快速计算出 CO 并建立 DC 负载 电流为 -5mA 时的 OPA348 Zo 模型。 图 8.5：OPA348 ZBO B模型 T Ro = 42.43 ohms fz = 1.76kHz Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M Zo (o hm s) 10 100 1k 10k 100k Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M Ph as e [d eg ] -180.00 -90.00 0.00 fz = 1.76kHz Ro = 42.43 ohms Zo : VOA A:(155.45k; 42.43) B:(1.76k; 60.25) Phase : VOA A:(155.45k; -654.85m) B:(1.76k; -45.21) a b Output is two GM (current gain) Stages Output is Current Source GMO (ideal current source has infinite impedance) Output Impedance (ZO) is dominated by RO at High Frequencies ZO will look capacitive at Low and Medium Frequencies + --IN +IN GMOGM2 RO VOUT CO + - + - Aol fz = 1 2* *RO*CO RO = 42.3Ω fz = 1.76kHz CO = 1 2* *RO*fz CO = 1 2* *42.43*1.76K CO = 2.13uF 4 然后采用叠加法创建在电容性负载 CL 的影响下所形成的 Aol修正曲线。我们开始只考虑由于CL 影响所产生的 Aol 修正曲线（忽略 RL 的影响），如图 8.6 所示。利用 ZBO B模型，我们可以计算由于 ZBO B和 CL 的影响而在 Aol 修 正曲线中形成的极点 fp2。 图 8.6：CL 影响下的 Aol 修正曲线 如图 8.7 所示，我们将单独研究 RL 和 ZBO B对 Aol 曲线的影响。FHP 是 Aol 修正曲线中的预测极点。 图 8.7：RL 影响下的 Aol 修正曲线 为了利用叠加计算的结果绘制 Aol 修正曲线，我们需要获得 OPA348 的空载 Aol 曲线。该曲线可从制造商的产品 说明书中获得，也可通过 OAP348 的 Tina SPICE 宏模型测量得到（在本例中便是如此，因为该宏模型与相关产品 说明书完全相符）。图 8.8 显示了空载 Aol 测试电路。请注意我们如何在不加载运算放大器输出的情况下利用阻 值较大的电阻器创建 DC 工作点使之与我们的应用相匹配。如果在输出端存在饱和 DC 条件下（正或负饱和）对 运算放大器进行 SPICE 分析，则会得到错误的 Aol 曲线，因为运算放大器宏模型中采用的 MOSFET 模型并不在线 性工作区域之内。 fp2 = 1 2* *Ceq*RO where: Ceq = CO * CL CO + CL remember: 1) capacitors in series are like resistors in parallel 2) XC = 1/sC 3) XCeq = 1/sCO +1/sCL 4) Ceq = 1/XCeq + --IN +IN GMOGM2 RO VOUT CO + - + - Aol CL 1uF 2.13uF 42.3 Ceq = 2.13uF*1uF = 0.68uF 2.13uF+1uF fp2 = 1 = 5.53kH 2* *0.68uF*42.3 + --IN +IN GMOGM2 RO 42.3 VOUT CO 2.13uF + - + - Aol RL 500 Low Frequency Aol affected by RL Due to CO & RL High Pass Function Assume RL >10*RO fHP = 1 2* *CO *RL fHP = 1 = 149.44Hz 2* *2.13uF *500 5 图 8.8：空载 Aol 测试电路 图 8.9 显示 OPA348 空载 Aol 曲线的 Tina SPICE 结果。 图 8.9：空载 Aol 曲线 现在我们可以在图 8.10 中综合各个叠加分析结果，最终形成预测的 Aol 修正曲线。我们在空载 Aol 曲线中绘出了 ZBO B、CL 和 RL 的影响。由于空载 Aol 曲线经过了 ZBO B模型处理，因此得到了 “简化”或“倍增” 。而线性数学中 的倍增只是伯德图 (Bode) 的添加。从我们的预测 Aol 修正曲线可以看出，DC 到 f BHPB（149Hz）之间的增益保持不 变，约 80dB，随后以 -20dB／10 倍频程的速度下降，直至fp2（5.53kHz），然后变为 -40dB／10 倍频程的速率下 降。 图 8.10：预测的 Aol 修正模型 + - + U1 OPA348 RF 499k VOA V1 5 RI 1M VCC 5 L1 1G CT 1G + Vtest VT VFB AC 1Vpk Aol = VOA / VFB -1.27mV -2.5V -2.5V T Aol Aol Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M G ai n (d B ) -40.00 -20.00 0.00 20.00 40.00 60.00 80.00 100.00 120.00 Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M Ph as e [d eg ] -90.00 -45.00 0.00 45.00 90.00 Aol Aol Gain : Aol A:(2.86M; -12.33) B:(961.4k; -12.93m) Phase : Aol A:(2.86M; 45.08) B:(961.4k; 70.05) a b T Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M G ai n (d B ) -40.00 -20.00 0.00 20.00 40.00 60.00 80.00 100.00 120.00 fp2fHP OPA348 Unload Aol Modified Aol RL & CL Effects on Aol using Rule-of-Thumb Calculations 6 在对比实际的 Aol 修正曲线和预测的 Aol 修正曲线之前，我们先从滤波器的角度看一看叠加法的差距所在。图 8.11 显示了存在 RL 和 CL 的网络电路。利用图 8.12 中的结果（其中包括叠加法大致分析的结果以及来自 SPICE 的实际频率响应）进行 AC Tina SPICE 分析。请注意，fp2 的频率预测接近实际情况，而 f BHP B的频率预测则与实际 存在偏差，但利用 CO 与 RL 可以计算出 f BHP B值。如果在图中加入 CL，我们预测这将导致在较低频率上出现 f BHPB， 因为 CL 随着频率变化将会降低 RL 的网络阻抗。如果 CL 1/2 decade away from Modified Aol Curve Keep fpn < 1 decade away from fpf Keep fzn < 1 decade away from fpn STABLE T Time (s) 0.00 200.00u 400.00u VG1 -100.0000m -50.0000m 0.0000 50.0000m 100.0000m VOA -2.5611 -2.5272 -2.4932 -2.4593 -2.4253 -2.3914 11 为绘制理想的 1/β 曲线，我们将采用噪声增益与 CF （与 RF 并联的反馈电容器）相结合的方法，如图 8.21 所示。 请注意，可以将它视为一个通过 Cn 累加 0V（接地）以及通过 RI 累加 VCC 的加法放大器。在达到与 CF 并联的 RF 所产生的极点之前，有效 AC 传递函数就形成了我们所期望的平坦的 VOA/VCC，如图 8.20 所示。 图 8.21：典型 CMOS RRIO 运算放大器 图 8.22 说明了反相噪声增益及 CF 的详细补偿计算。该计算过程分为三个部分，从而可以简化相关分析。首先， 计算出 Cn 与 CF 均设为开路情况下的 1/β DC 值。然后在将 CF 设为开路，Cn 设为短路情况下计算出噪声增益补 偿的高频部分。通过噪声增益补偿可以创建并且轻松计算出 fpn。最后，通过将 Cn 设为短路并计算 CF 与 RF 产 生的极点即可算出 CF 补偿。在各种情况下都选择最接近 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 分量的值。如果电阻全部按比例提高，则可以采用 较低的电容。但是，较高的电阻会使电路产生较高的整体噪声。上述设计因素的权衡取决于相关应用。 图 8.22：详细的补偿计算过程 + - + U1 OPA348 RF 4.99k VOA CL 1u VEE 5 RI 10k VCC 5 RL 500 Rn 332Cn 1u CF 6.8n -2.496V RF 4.99k VOA CL 1u RI 10k RL 500 VFB CF 6.8n Cn 1u Rn 332 CF Compensation: Assume Cn = Short fpf = 6kHz fpf = 1 2π*RF*CF 6kHz = 1 Æ CF = 6.786nF 2 π*4.99k*CF Use CF = 6.8nF (standard Value) Noise Gain Compensation: Assume CF = Open 1/β Hi-f = RF / Rn, Cn = Short 1/β Hi-f = 23.5db Æ 14.96 RF = 4.99k Æ 333.556 Use RF = 332 (standard value) fpn = 470Hz fpn = 1 2 π*Rn*Cn 470Hz = 1 Æ Cn = 1.02uF 2 π*332*Cn Use Cn = 1uF (standard value) 1/β DC: Assume Cn = open Assume CF = open β = VFB/VOA 1/β = VOA/VFB VFB = VOA * RI RF + RI Set VOA = 1 VFB = 1 * 10k = 0.667 4.99k + 10k 1/β DC = 1/0.667 = 1.499 Æ 3.5dB Note: Larger values for RF & RI will reduce values of C & CF but will increase resistor noise contribution to VO 12 图 8.23 显示了完整的反相噪声增益及 CF 电路。根据这个电路图，我们能绘制出 Aol 修正曲线、环路增益以及 1/β。 我们发现，最简便的方法是先进行 AC 仿真并绘制出 Aol 修正曲线与 1/β，然后针对环路增益与相位进行第 二次仿真。 图 8.23：具有稳定性补偿的 Tina AC 电路 根据完整的电路图，我们可绘制出图 8.24 所示的 1/β 与 Aol 修正曲线。与一阶分析（图 8.20）对比可发现两者较 为接近 (close comparison)，而且我们可以明显看出稳定性合成产生了预期结果。 图 8.24：Aol 修正曲线与 1/β Tina 曲线图（具有稳定性补偿） + - + U1 OPA348 RF 4.99k VOA CL 1u VEE 5 RI 10k VCC 5 RL 500 L1 1G C1 1G + Vtest VT VFB CF 6.8n Cn 1u Rn 332 AC 1Vpk Modif ied Aol = VOA / VFB Loop Gain = VOA / VT 1/Beta = VT / VFB -673.94uV -2.5V -2.5V T 1/β Modified Aol Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M G ai n (d B ) -60.00 -40.00 -20.00 0.00 20.00 40.00 60.00 80.00 1/β Modified Aol 13 图 8.25 中的环路增益幅度与相位图 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 明预测环路相位裕度大于 45 度，对于低于 fcl 的频率，环路相位永远不会低 于 45 度，这不但能够保证稳定的电路，而且可以确保出色的瞬态响应。 图 8.25：环路增益 Tina 图（具有稳定性补偿） 为了确认我们的整个闭环带宽、V BOUT B/V BIN B 、特别是 VOA/VG1，我们将采用图 8.26 所示的电路。 图 8.26：V BOUTB/V BIN B AC 传递函数电路（具有稳定性补偿） T Loop Gain Magnitude Loop Gain Phase Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M G ai n (d B ) -60.00 -40.00 -20.00 0.00 20.00 40.00 60.00 80.00 Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M P ha se [d eg ] -90.00 -45.00 0.00 45.00 90.00 135.00 180.00 Loop Gain Phase Loop Gain Magnitude fcl a b + - + U1 OPA348 RF 4.99k VOA CL 1u VEE 5 RI 10k VCC 5 RL 500+ VG1 Rn 332Cn 1u CF 6.8n AC 1Vp 14 图 8.27 所示的 Tina 仿真结果表明，我们的闭环 AC 响应符合一阶预测（参见图 8.20）。达到 fcl 之前在 fp 处保持 -20dB／10 倍频程的斜率，达到 fcl 后 fp 的下降速率则转变为-60dB／10 倍频程，此后将跟随 Aol 修正曲线一直下 降。 图 8.27：V BOUTB/V BIN B AC 传递函数（具有稳定性补偿） 另外，采用图 8.28 所示的 Tina SPICE 电路，我们看一下补偿电路的瞬态响应。我们期望出现临界阻尼响应。 图 8.28：Tina 瞬态电路（具有稳定性补偿） T VOUT/VIN VOUT/VIN Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M G ai n (d B ) -120.00 -100.00 -80.00 -60.00 -40.00 -20.00 0.00 Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M P ha se [d eg ] -90.00 -45.00 0.00 45.00 90.00 135.00 180.00 60dB/decade 20dB/decade VOUT/VIN VOUT/VIN + - + U1 OPA348 RF 4.99k VOA CL 1u VEE 5 RI 10k VCC 5 RL 500+ VG1 Rn 332Cn 1u CF 6.8n +/-100mVp 1kHz -2.496V 15 事实上，如图 8.29 所示，进行了稳定性与相位裕度检查的 AC 图及瞬态响应之间存在直接关联。我们可以看到可 预测且表现良好的瞬态响应，显示出约为 60 度的相位裕度。 图 8.29：瞬态分析（具有稳定性补偿） 非反相噪声增益及 CF 对于非反相噪声增益及 CF 电路而言，我们选择通用的“电源分离器”。这种拓扑常用于单电源系统中，以产生 图 8.30 所示的中值参考电压。由于采用与反相噪声增益及 CF 电路中相同的运算放大器（OPA348）、RL（500 欧 姆）以及 CL (1uF)，因此，我们可以采用与之相同的补偿方法。我们通过研究发现，非反相噪声增益及 CF 电路 中的 DC 1/β 为 1 或 0dB，而不是 3.5dB。不过，为了使噪声增益达到预期效果，我们需要确保 VP 在 XBCn B匹配 Rn 的频率时或 fpn 所处位置处于较低阻抗。同样，我们根据 10 年多来的经验设定 Vp Xac < 10Rn。我们选择 CB1 = 15uF 的标准值。另外，采用与 CB1 并联的 0.1uF CB2 确保良好的高频旁路也是不错的设计。在这里我们应当同样 注意的是，较高的电阻会产生较低的电容以及较高的噪声。 图 8.30：单电源分离器 T Time (s) 0.00 1.00m 2.00m VG1 -100.00m -50.00m 0.00 50.00m 100.00m VOA -2.55 -2.52 -2.50 -2.47 -2.44 VP & CB1, CB2: For Noise Gain Compensation to be Dominant VP must be an AC Low Impedance for f > fpn fpn = 470Hz At fpn (470Hz) set VP AC Impedance (Xac) < Rn/10 VP Xac @ fpn = 332/10 = 33.2 VP Xac @ fpn = 1 2 π*fpc*CB1 33.2 = 1 Æ CB1 = 14.4 µF minimum 2 π*332*CB1 Choose CB1 = 15 µF Tantalum for Low Frequency bypass of VP Add CB2 = 0.1µF Ceramic for High frequency bypass of VP + - + U1 OPA348 RF 4.99k VOA CL 1u RL 500 VFB CF 6.8n Cn 1u Rn 332 VCC 5R1 10k R2 10k CB2 100nCB1 15u VP 2.5V 2.4995V 2.4995V Note: Larger values for RF & RI will reduce values of Cn, CF, and CB1 but will increase resistor noise contribution to VOA Supply Splitter 16 图 8.31 说明了具有稳定性补偿的完整电路。通过此拓扑，我们可以采用 Tina SPICE AC 分析法检查其稳定性。 图 8.31：具有稳定性补偿的 Tina AC 电路 图 8.32 显示了 Aol 修正与 1/β曲线，可以看出该图形与反相噪声增益及 CF 图大同小异（参见图 8.24），这不足 为奇。 图 8.32：Aol 修正与 1/β Tina 曲线图 + - + U1 OPA348 RF 4.99k VOA CL 1u RL 500 L1 1T C1 1T + Vtest VT VFB CF 6.8n Cn 1u Rn 332 VCC 5R1 10k R2 10k CB2 100nCB1 15u VP AC 1Vpk Modif ied Aol = VOA / (VFB-VP) Loop Gain = VOA / VT 1/Beta = VT / (VFB-VP) T 1/β Modified Aol Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M G ai n (d B ) -60.00 -40.00 -20.00 0.00 20.00 40.00 60.00 80.00 1/β Modified Aol 17 图 8.33 为环路增益幅度与相位图，其同样与反相噪声增益及 CF 相似（参见图 8.25）。 图 8.33：环路增益 Tina 图 我们可以利用图 8.34 所示电路研究在 Cn 为短路且噪声增益开始起主导作用的情况下，是哪些因素使 VP 处于高 阻抗。 图 8.34：不带 CB1 与 CB2 的电路 如图 8.35 所示，带与不带 CB1 与 CB2 的电路，其 1/β 计算有所不同。请注意，β 是运算放大器输出电压与输入 端反馈电压之比。许多情况下运算放大器电路中的反馈电压仅为负输入，而且其比率显而易见。此情况下，我们 只要算出运算放大器正/负输入间的差分电压。因此，此时β= (VFB – VP) / VOA，而 VOA=1 时的 1/β 为 1/ （VFB-VP）或者是运算放大器的差分输入电压。由于 Cn 与 Cf 都为开路，因此 DC 1/β = 1。在 Cn 短路，Cf 开 T Loop Gain Magnitude Loop Gain Phase Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M G ai n (d B) -60.00 -40.00 -20.00 0.00 20.00 40.00 60.00 80.00 Frequency (Hz) 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M P ha se [d eg ] -90.00 -45.00 0.00 45.00 90.00 135.00 180.00 Loop Gain Phase Loop Gain Magnitude a b + - + U1 OPA348 RF 4.99k VOA CL 1u RL 500 L1 1T C1 1T + Vtest VT VFB CF 6.8n Cn 1u Rn 332 VCC 5R1 10k R2 10k VP AC 1Vpk Modif ied Aol = VOA / (VFB-VP) Loop Gain = VOA / VT 1/Beta = VT / (VFB-VP) 2.5V 2.4995V 2.4995V 2.4995V 18 路情况下，我们可以得到由 RF、Rn 以及 R2//R1 组成的电阻分压器。在 CF 与 Cn 同时短路情况下，我们仍然可以 得到电阻分压器，只不过此时只有 Rn 与 R2//R1 组成。 图 8.35：环路增益 Tina 图 图 8.36 显示了不带 CB1 与 CB2 的电路的分析结果。根据不带 CB1 与 CB2 的一阶标准，我们可以得到 40dB／10 倍频程的闭合速度。而带 CB1 与 CB2 我们可以达到预期稳定性。 图 8.36：带／不带 CB1 与 CB2 的电路的 AC 分析 RF 4.99k VOA CL 1u RL 500 VFB CF 6.8n Cn 1u Rn 332 R1 10k R2 10k VP Beta = (VFB-VP) / VOA 1/Beta = VOA / (VFB-VP) Noise Gain Compensation: Set VOA = 1 Low Frequency: CF = Open Cn = Open β= VOA * (Hi-Z) RF + (Hi-Z) β = 1 * (Hi-Z) = 1 Æ 1/β = 1Æ 0dB (Hi-Z) High Frequency: CF = Open Cn = Short β = VOA * Rn RF + Rn + R1//R2 β = 1 * 332 = 0.0322 Æ 1/β = 31.06 Æ 29.84dB 4.99k + 332 + 4.99k CF Compensation: Set VOA = 1 High Frequency: CF = Short Cn = Short β = VOA * Rn Rn + R1//R2 β = 1 * 332 = 0.06238 Æ 1/β = 16