CMOSCMOS射频集成电路设计射频集成电路设计
2006年11月24日
唐长文 助理研究员
zwtang@fudan.edu.cn
http://me.fudan.edu.cn/faculty/personweb/tangzhangwen/RFIC/RFIC.htm
复旦大学 专用集成电路与系统国家重点实验室
版权© 2005-2006, 版权所有,不得侵犯
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采用开关阶跃电容的电感电容压控振荡器采用开关阶跃电容的电感电容压控振荡器
z调谐特性的理论分析
背景介绍
单端调谐的压控振荡器
差分调谐的压控振荡器
z电路设计和实现
开关阶跃电容
差分调谐电感电容压控振荡器
测试验证
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背景介绍背景介绍
z电感电容压控振荡器
片上螺旋电感和片上可变电容谐振
性能指标:相位噪声、功耗、调谐范围
设计和实现是一件很容易的事情
z然而,许多简单问题并没有得到完全解决
可变电容是如何实现对振荡器频率进行控制的?
谐波平衡近似分析的
方法
快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载
数值计算的方法
精简的有效电容
计算公式
六西格玛计算公式下载结构力学静力计算公式下载重复性计算公式下载六西格玛计算公式下载年假计算公式
压控振荡器的调谐特性的内在物理本质是什么?
阶跃可变电容是如何实现高线性的调谐特性的
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片上可变电容的种类片上可变电容的种类
z硅CMOS工艺中的四种可变电容
PN结、
标准
excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载
MOS管电容、I-MOS管电容、A-MOS管电容
N+ P+ N+
N-Well
P-Sub
G
Vctrl
P+ P+ N+
N-Well
P-Sub
G
Vctrl
P+ P+ N+
N-Well
P-Sub
Vctrl
N+ N+
N-Well
P-Sub
G
Vctrl
G VDD
(a) P+/N-well junction (b) D=S=B MOS
(d) Accumulation MOS(c) Inversion MOS
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反偏反偏PNPN结的结的CC--VV曲线曲线
φ
= ⎛ ⎞−⎜ ⎟⎜ ⎟⎝ ⎠
0( )
1
j
m
j
C
C V
V
z m为结电容梯度因子
线性缓变结,m = 1/3;
突变结,m = 1/2;
超突变结,m = 1/2~6 。
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MOSMOS管可变电容的管可变电容的CC--VV曲线曲线((I)I)
z标准MOS管电容:非单调性,很少使用
D=S=B MOS管
Vgs@Vctrl=1.65V
S=D=B PMOS Varactor
反型区 累积区
耗尽区
Vg
Vctrl
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MOSMOS管可变电容的管可变电容的CC--VV曲线曲线((II)II)
z Inversion-MOS管电容:阶跃特性
Vgs@Vctrl=1.65V
Inversion PMOS Varactor
反型区
耗尽区
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MOSMOS管可变电容的管可变电容的CC--VV曲线曲线((III)III)
z Accumulation-MOS管电容:阶跃特性
Nwell中的NMOS管
Vgs@Vctrl=1.65V
Accumulation NMOS Varactor
累积区
耗尽区
Vg
Vctrl
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PNPN结电容与结电容与MOSMOS管电容的比较管电容的比较
z C-V曲线完全不同
PN结电容的C-V曲线是连续缓变的
MOS管电容是阶跃突变的,电压可控范围很小
z 偏置问题
PN结必须始终处于反偏状态,限制了调谐电压范围
MOS管不存在偏置问题,调谐电压范围与振荡电压幅度有关
z 等效电容是一个振荡周期内平均电容值
早期,压控振荡器都是采用PN结可变电容
对MOS管电容的C-V曲线特性的不断认识,MOS管电容慢慢被接受
z 缓变的A-MOS管电容比陡变I-MOS管电容性能更好是错误的
I-MOS管电容与A-MOS管电容一样,可以实现高线性调谐特性
A-MOS管做在深阱里,噪声性能好一些
P型I-MOS管也做在深阱里,噪声性能也很好
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单端调谐的压控振荡器单端调谐的压控振荡器
≥⎧= ⎨ <⎩
max os
ss
min os
C V V
C (V)
C V V
z 可变电容近似为一个
阶跃函数
z 有效控制电压
Vos为偏移电压
= +eff ctrl osV V V
VDD
Vctrl
Mn1 Mn2
Mp1 Mp2
VSS
Mn3
Vdc
Cvn Cvn
Css(V)
Vdc
(a)
(b)
V
Css(V)
Cmax
Cmin
0 Vos
(c)
V
L I
Mn4
Vctrl
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谐振电压波形谐振电压波形((I)I)
Vdc
Case (2)
Case (4)
Case(3)
Case (1)
Veff=3.5V (Case 2)
Veff=3.0V(Case 4)
Veff=2.0V (Case 1)
Veff=2.5V (Case 3)
T2T1
T
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谐振电压波形谐振电压波形((II)II)
z 谐振电压波形由两个正弦波形拼接而成,其转折点
电压为有效控制电压Veff。
z 根据有效控制电压Veff的大小可以将整个压控范围划
分为四种情况:
1) Veff≤Vdc-Amin,最大电容Cmax,最小幅值Amin,最小振荡频率
2) Veff≥Vdc+Amax,最小电容Cmin,最大幅值Amax,最大振荡频率
3) Vdc-Amin
>⎨⎜ ⎟ ⎜ ⎟ω⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎪⎪⎛ ⎞ ⎛ ⎞−⎪ + = θ ≥⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎪ ω⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎩
2 2
dc
effn
mid1 mid1 mid1 mid1
2 2
2dc
1 effn effp
max max min max
2 2
2dc
2 effp
mid2 mid2 mid2 mid2
V V I 1 V V
A C A
V V I V V V
A C A
V V I V V
A C A
θ1 ≤ θ ≤mid1 max 1A A 1
θ2 ≤ θ ≤2 max mid21 A A
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振荡周期的计算振荡周期的计算((I)I)
z 在有效控制电压Veffn交接点处片上电感的电压和电流
分别是Veffn和Ieffn,由第一个椭圆方程可以得到:
代入第二个椭圆方程得
⎛ ⎞−= ±ω − ⎜ ⎟⎝ ⎠
2
dc effn
effn mid1 mid1 mid1
mid1
V VI C A 1
A
⎛ ⎞⎛ ⎞ ⎛ ⎞ ⎛ ⎞− ω −⎜ ⎟θ = + −⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟ω⎝ ⎠ ⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎝ ⎠
2 2 2
2 dc effn mid1 mid1 mid1 dc effn
1
max max min max mid1
V V C A V V1
A C A A
⎛ ⎞ ⎛ ⎞− −θ = − +⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎝ ⎠ ⎝ ⎠
2 2
dc effn dc effn
1
mid1 max
V V V V1
A A
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振荡周期的计算振荡周期的计算((II)II)
z 在有效控制电压Veffp交接点处片上电感的电压和电流
分别是Veffp和Ieffp,由第二个椭圆方程可以得到:
代入第三个椭圆方程得
−⎛ ⎞= ±ω θ − ⎜ ⎟⎝ ⎠
2
dc effp2
effp max min max 1
max
V V
I C A
A
⎛ ⎞− −⎛ ⎞ ⎛ ⎞ ⎛ ⎞ω ⎜ ⎟θ = + θ −⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟ω⎝ ⎠ ⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎝ ⎠
2 2 2
dc effp dc effp2 2max min max
2 1
mid2 mid2 mid2 mid2 max
V V V VC A
A C A A
⎛ ⎞− −⎛ ⎞ ⎛ ⎞⎜ ⎟θ = θ − +⎜ ⎟ ⎜ ⎟⎜ ⎟θ⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎝ ⎠
2 2
dc effp dc effp2
2 1
1 max mid2
V V V V
1
A A
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振荡周期的计算振荡周期的计算((III)III)
z 振荡周期为三个椭圆上的时间之和 = + +1 2 3T T T T
− ⎛ ⎞−π + ⎜ ⎟⎝ ⎠= π
1 dc effn
mid1
1 mid1
V Vsin
2 A
T T
− −−⎛ ⎞ ⎛ ⎞−−⎜ ⎟ ⎜ ⎟θ θ⎝ ⎠ ⎝ ⎠= π
dc effp1 1 dc effn
1 max 1 max
2 min
V V V Vsin sin
A A
T T
− −⎛ ⎞π − ⎜ ⎟θ⎝ ⎠= π
dc effp1
2 mid2
3 mid2
V V
sin
2 A
T T
− ⎛ ⎞−π + ⎜ ⎟⎝ ⎠= + + = π
1 dc effn
mid1
1 2 3 mid1
V Vsin
2 A
T T T T T
− − −− −⎛ ⎞ ⎛ ⎞ ⎛ ⎞− π− −⎜ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ ⎟θ θ θ⎝ ⎠ ⎝ ⎠ ⎝ ⎠+ +π π
dc effp dc effp1 1 1dc effn
1 max 1 max 2 mid2
min mid2
V V V VV Vsin sin sin
A A 2 A
T T
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差分调谐的频率-电压调谐曲线三维图差分调谐的频率-电压调谐曲线三维图
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差分调谐的频率-电压调谐曲线差分调谐的频率-电压调谐曲线
L=10nH; Vdc=2.5V
Fmax=1.591GHz; Fmin=0.795GHz
Cmin,n=0.5pF; Cmax,n=2.0pF
Cmin,p=0.5pF; Cmax,p=2.0pF
Amin=0.5V Amax=1.0V
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开关电容开关电容
z 电容差 ∆ SCC
∆ = − +
a d
SC a
a d
C CC C
C C
a d
a d
C C
C C+
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II--MOSMOS管可变电容管可变电容
z 电容差 −∆ I MOSC
− − −∆ = −I MOS I MOS,Max I MOS,MinC C C
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开关阶跃电容开关阶跃电容((I)I)
z 开关阶跃电容的C-V特性
−
−
⎧ + − <⎪ +− = ⎨⎪ + − ≥⎩
a d
I MOS,Min X ctrl thn
a dX ctrl
I MOS,Max a X ctrl thn
C CC V V V
C CC(V V )
C C V V V
,min
a d
I MOS
a d
C CC
C C−
+ +
a d
a d
C C
C C+
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开关阶跃电容开关阶跃电容((II)II)
z 电容差
z 开关阶跃电容的电容调谐范围是开关电容和I-MOS管
可变电容两者之和。
∆ SSCC
− − −∆ = − + − = ∆ + ∆+
a d
SSC I MOS,Max I MOS,Min a I MOS SC
a d
C CC C C C C C
C C
a d
a d
C C
C C+
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开关阶跃电容开关阶跃电容((III)III)
z 两种差分结构
直接型结构:振荡电压波形控制同侧的可变电容的电容值
交叉型结构:振荡电压波形控制异侧的可变电容的电容值
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I-MOS varactor
(without Ca)
Switched step
capacitor
5.533pF
5.221pF
5.245pF
5.078pF
4.933pF
I-MOS varactor
(with Ca)
0.312pF 0.455pF
0.288pF
−∆ I MOSC ∆ SSCC
调谐电容差的比较调谐电容差的比较
I-MOS管可变电容
开关阶跃电容
z 开关阶跃电容的调谐电容差是I-MOS管可变电容调谐
电容差的1.46倍
0.288=aC pF : 96 / 0.6µ µMOS m m 2=fixedC pF
Y
Vctrl
Ca Ca
Ms1 Ms2
X
Y
Vctrl
Ca Ca
MI-MOS
X
MI-MOS
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片上叠层螺旋电感片上叠层螺旋电感
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差分调谐压控振荡器差分调谐压控振荡器
VDD
Vctrln
Vctrlp
Mn1 Mn2
Mp1 Mp2
VSS
Y
Cp1
Mn3 Mn4
X
Mp5Mp6
1000/4 1000/4
C7
27pF
L2
28nH
180/0.24180/0.24
240/0.5 240/0.5
Cp2
Mp3 Mp4
C1 C2
Cn1 Cn2
C4
C3
C51.125pF
C61.125pF
60/0.24
Mp7
60/0.24
Mp8
RFnRFp
L 9.44nH
L1
28nH
Cp1=Cp2=288pF
C1=C2=1.701pF
Cn1=Cn2=288pF
Mp3,Mp4:96/0.6
Mn3,Mn4:96/0.6
z 正向阶跃的开关阶跃电容
NMOS: Mn3-Mn4
MIM: Cn1-Cn2
z 负向阶跃的开关阶跃电容
PMOS: Mp3-Mp4
MIM: Cp1-Cp2
z 开关NMOS管Mn3-Mn4和
PMOS管Mp3-Mp4采用零
阈值MOS管
降低偏移电压
提高共模抑制比
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差分调谐压控振荡器芯片照片差分调谐压控振荡器芯片照片
z CMOS 0.25μm
1P5M
z 面积:
0.82mm×0.84mm
z COB封装
Chip-on-Board
z 工作电压:2.6V
z 工作电流:3.3mA
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单端频率-电压调谐曲线的测试结果单端频率-电压调谐曲线的测试结果
L=4.72nH; Vdc=0.886V
Fmax=1.021GHz; Fmin=0.979GHz
Cmin=5.154pF; Cmax=5.600pF
Amin=0.796V Amax=0.830V
L=4.72nH; Vdc=1.212V
Fmax=1.018GHz; Fmin=0.980GHz
Cmin=5.176pF; Cmax=5.589pF
Amin=0.810V Amax=0.841V
L=4.72nH; Vdc=1.227V
Fmax=1.066GHz; Fmin=1.023GHz
Cmin=4.723pF; Cmax=5.130pF
Amin=0.838V Amax=0.874V
L=4.72nH; Vdc=0.904V
Fmax=1.066GHz; Fmin=1.019GHz
Cmin=4.723pF; Cmax=5.168pF
Amin=0.851V Amax=0.890V
max minC C C 0.445pF∆ = − = max minC C C 0.446pF∆ = − =
max minC C C 0.413pF∆ = − = max minC C C 0.407pF∆ = − =
Vctrlp=0V Vctrlp=2.6V
Vctrln=0V Vctrln=2.6V
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差分频率-电压调谐曲线的测试结果差分频率-电压调谐曲线的测试结果
L=4.72nH; Vdc=0.892V
Fmax=1.066GHz; Fmin=0.979GHz
Cmin=4.726pF; Cmax=5.604pF
Amin=0.848V Amax=0.923V
max minC C C 0.878pF∆ = − =
共模电压:(Vctrlp+Vctrln)/2=1.1V
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共模频率-电压调谐曲线的测试结果共模频率-电压调谐曲线的测试结果
Vctrlp=Vctrln,ΔF=13.5MHz, Kvmax=33MHz, 共模抑制比15.7dB
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相位噪声的测试结果相位噪声的测试结果
Large Noise from
Power Supply
Power Supply Noise
was suppressed
1.000GHz, single-ended tuned
1.013GHz,
differentially tuned
z 1/f3区域相位噪声降低7dB
z 电源上的噪声得到很大程度的抑制
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结论结论
z 分析了单端和差分调谐的压控振荡器的振荡周期
z 阐述了阶跃可变电容能够实现线性压控的物理机理
和本质
z 任何具有阶跃C-V曲线的可变电容都可以实现线性调
谐曲线的压控振荡器
z 新型开关阶跃电容的调谐电容是传统反型MOS管可
变电容的1.46倍
z 差分调谐结构使得1/f3区域相位噪声降低7dB,且有
效抑制了电源噪声的上变频过程。
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参考文献参考文献
z 博士论文
唐长文,“电感电容压控振荡器”,第四章,2004年5月,复旦大学博士论文
z 杂志文章
唐长文,何捷,闵昊. 一种采用开关阶跃电容的压控振荡器(上):调谐特性的
理论分析. 半导体学报. 2005年第10期
唐长文,何捷,闵昊. 一种采用开关阶跃电容的压控振荡器(下):电路设计和
实现. 半导体学报. 2005年第11期
上述两篇文章的参考文献
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