高性能光伏逆变器的研制_总结报告

编号 苏州大学第十三批大学生课外学术 科研基金项目研究总结报告 项目名称 高性能光伏逆变器的研制 申 请 人 江靖楠 联系方式 15106203662 所在院部 城市轨道交通学院 苏州大学学生科技协会 二○一一年九月制 项目背景 1.1选 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 的依据和意义 1.1.1选题依据 太阳能光伏发电技术作为太阳能利用中最具意义的技术，成为世界各国竞相研究应用的热点。最近10年以每年平均30%的速度递增，最近3年更是以每年50%以上的速度高速增长。太阳能光伏发电已经成为可再生能源领域中继风力发电之后产业化发展最快、最大的产业。因此，对高性能光伏逆变器的研究具有重大的理论意义和广阔的市场前景。 1) 我国光伏产业现状 目前国内光伏并网逆变器市场规模较小，国内生产逆变器的厂商众多，但专门用于光伏发电系统的逆变器制造商并不多，但是不少国内企业已经在逆变器行业已经研究多年，已经具备一定的规模和竞争力，但在逆变器技术质量、规模上与国外企业仍具有较大差距。 2) 国内光伏逆变技术研究水平 从技术方面来看，国内企业在转换效率、结构工艺、智能化程度、稳定性等方面与国外先进水平仍有一定差距，主要表现在光伏发电的配套技术还不成熟。如：并网逆变/控制产品还没有实现自主研发商业化生产，产品可靠性低、主要依赖进口；独立系统中的蓄电池技术还不过关，寿命低。目前我国在小功率逆变器技术上与国外处于同一水平，在大功率并网逆变器上，大功率并网逆变器仍需进一步发展，并且国内所定的发展目标偏低。因此，尽管鼓励光伏发展的相关政策已经出台，但很多都无具体的可操作性。 1.1.2选题意义 1)创新程度 本课题旨在研究高性能的光伏逆变器，以现有技术为基础，追求将直流电到交流电的高性能逆变，注重其转化的效率。通过对主电路和控制装置的优化，进一步研究其逆变技术，为提高光伏逆变器的转化效率提供更有效地理论依据。 2)理论意义 我国光伏发电系统主要是直流系统，即将太阳电池发出的电能给蓄电池充电，而蓄电池直接给负载供电，如我国西北地区使用较多的太阳能户用照明系统以及远离电网的微波站供电系统均为直流系统。使用高性能光伏逆变器则可将直流变交流，满足大多数用电器的电源需求，真正将太阳能进行有效的利用。 3)现实意义 光伏逆变器不仅具有直交流变换功能，还具有最大限度地发挥太阳电池性能的功能和系统故障保护功能。光伏并网逆变器电源系统，可为电网延伸困难的地区通信、交通、路灯照明等提供电力，同时高性能的光伏逆变器可减少能源的损耗，更有利于对此类地区能源状况的改善。 1.2国内外有关本选题研究的动态 1.2.1国外研究现状 从市场层面来看，国外光伏企业起步早、技术成熟，规模大，在市场上占据了主导地位； 从技术方面来看，国外企业在转换效率、结构工艺、智能化程度、稳定性等方面处于先进水平。 1.2.2国内研究现状 目前国内光伏并网逆变器市场规模较小，国内生产逆变器的厂商众多，但专门用于光伏发电系统的逆变器制造商并不多，但是不少国内企业已经在逆变器行业已经研究多年，已经具备一定的规模和竞争力。国内企业在转换效率、结构工艺、智能化程度、稳定性等方面与国外先进水平仍有一定差距，主要表现在光伏发电的配套技术还不成熟。如：并网逆变/控制产品还没有实现自主研发商业化生产，产品可靠性低、主要依赖进口；独立系统中的蓄电池技术还不过关，寿命低。本项目已对高性能光伏逆变器研制进行了初步理论基础的研究学习，主要包括： 1、太阳能光伏阵列的 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 与仿真 2、光伏逆变器的研究：单向电流型并网系统逆变输出级信号及矢量分析、单向光伏并网逆变器的主电路控制方式、控制方式及SIMULINK仿真 3、逆变器部分样机的制作部分内容：主电路功率器件的选择、直流侧电容容量的计算、缓冲电路的设计 研究思路 基本内容 本项目经过前期的资料搜集和学习研究，现取得主要阶段性研究成果具体如下： 3.1明确课题方向 光伏逆变器在把太阳能光伏阵列变为交流电网的过程中扮演者转换者的角色，需要一定的安全性、可靠性，还要注重其逆变效率。从宏观意义上来说，光伏逆变器需要具有以下几点特征： 能将太阳能光伏阵列转换成高质量的适用于电网的正弦交流电（220V,50Hz）； 保证系统的安全性和抗干扰性； 实现对最大功率点的跟踪可以提高太阳能电池的利用效率，从而提高逆变器的效率。 本课题以其高效性为主要研究方向，从其基本原理入手，利用Matlab仿真来验证其可行性，逐步深入。 3.2方案比较，确定方案 3.2.1方案分类[1] 从输入直流侧电源性质来看，可将逆变器分为： 电流型逆变器，其原理图如图3-1所示。其特点为直流侧需要串联大电感进行电能的存储，但是同时会影响到系统的动态响应性能，因此不常采用此方案。 3-1电流型逆变器 电压型逆变器，其原理图如图3-2所示。由于在其直流侧放置大电容储能后，对系统的动态响应等参数影响较小，故采用此方法。 3-2 电压型型逆变器 从输出交流侧性质来看，可将逆变器分为： 电压源型，因为上述提到输入端采用电压型，若输出端也采用电压型，则两个电压源并联，这样会出现很多难以控制的问题，如：输出电压和幅值难以确定和精确控制，这都不利于实现预期效果，所以不采用； 电流源型，在输入端采用电压型的前提下，便组成了交流电流源和电压源的并联，相比于两个电压源并联而言，此系统可用控制技术实现输出并网电流与电网电压相位同步，使输出功率因数为1。 按输出绝缘形式分： 工频变压器绝缘方式，如图3-3所示。其特点是，具有抗雷击和消除尖波性能较好，变换只有一级，效率高，虽然主变压器和滤波电感体积较大，但是，可采用低频材料制造，因此成本并不高。由于电路中半导体器件少，可适应恶劣条件【1】。 图3-3工频变压器绝缘方式 高频变压器绝缘方式，这种电路较为复杂，电磁干扰严重，不利于市电家用电气。 无变压器方式，如图3-4所示成本低，效率高。 图3-4无变压器方式 图中的逆变器为SPWM工频逆变器，适用于大功率器件。 3.2.2确定方案 综上所述，本项目采用的是电压源电流控制模式下的单向并网系统，这种拓扑结构的光伏并网系统需要将直流侧电容充电至电网电压峰值，使直流侧电压不低于电网电压的峰值，否则续流二极管将以传统整流方式运行[2]。 3.2.3单向电流型并网系统逆变输出级信号及矢量分析 原理图如图3-5所示： 图3-5单向电流型并网系统等效电路图 采用此逆变电路的控制目的是将太阳能光伏阵列产生的电能，转换成高效的220V，50Hz的稳定正弦交流电，且与电网电压同频、同相，同时注重其工作效率，即使其工作在最大功率点附近，使能源得到最大限度的利用。下图3-6是上图的矢量图： 图3-6 逆变电路的电压矢量关系 由上图可知，通过调节输出电压Uab,可以控制电网电压的相位及幅值，当Unet一定时，可调节Uab沿UL方向的分量，从而改变jωLIL的幅值，即实现对IL幅值的改变，来调节光伏阵列输出功率。从图中不难看出，UL滞后IL90°，而UL已经滞后Unet90°，那么，由此可得IL滞后Unet180°，即实现了功率因数为-1的无污染的并网输出。 3.2.4单向光伏并网逆变器的主电路控制方式 单相桥式逆变电路的控制方式分为：单极式、优先单极式、双极式。主要区别为对V1,V4和V2,V3的开关组合不同和开关频率不同。在电路通态损耗上，单极式通态损耗最小，其他两种较大。在电路开关损耗方面，有限单极式和单极式交双极式而言较小。故综合各方面因素，最终采用有限单极式控制模式。 图3-7单相光伏并网逆变器拓扑结构 上图中V1，V2，V3，V4为IGBT开关管，D1，D2，D3，D4为反相续流二极管，C为直流侧滤波电容，即平波电容，在逆变器正常工作时，电容C和光伏阵列一起为电网提供能量。L是交流侧电感，使输出电流稳定，起滤波作用，滤除开关作用引起的高频电流成分。 下面介绍该单相光伏逆变器的工作状态： V1,V4导通，太阳能光伏阵列和直流侧C共同对交流侧L充电储能，直到V4关断，该模式结束。 图3-8模式一 V1，D3导通，直流侧电容继续充电。由于交流侧L的存在，交流测电流方向不能突变，故D3导通续流，交流侧电流逐渐减小。 图3-9模式二 V2，V3导通，太阳能光伏阵列和直流侧C共同对交流侧L充电储能，是交流侧电流增大。 图3-10模式三 V2，D4导通，直流侧C继续储能，由于交流侧L的存在，是交流侧电流不能突变，故D4导通续流。 图3-11模式四 3.2.5控制方式及SIMULINK仿真 仿真模型如上图所示。 3.3太阳能光伏电池的仿真研究 3.3.1光伏电池 光伏电池的基本原理 光伏电池是由太阳光射入半导体时产生光电效应的原理来发电的，它的基本特性类似于二极管，可由简单的PN结来解释。 N型半导体和P型半导体结合后构成PN结，由于N区和P区交界处的电子和空穴的浓度差别，当带有能量的光子射入半导体时，光与半导体材料相互作用产生电子和空穴，与原有的电子和空穴一起，电子吸收光能，向N型半导体扩散，使N型半导体带负电，而空穴向P型半导体移动，使之带正电。因此，PN结之间便产生了电动势。这时，在N型半导体和P型半导体的电极处分别焊上导线，导线两端就有了电势差，相当于一个电源。若在这时接上负载，外电路就会有电流通过，也就构成了一个电池元件。 光伏电池的等效电路 上图为光伏电路的等效电路图，其工作原理为：在光照稳定的情况下，光照电流IL的大小不随光伏电池的工作状态而变化，因此可以将它看作是一个恒定电流源。若在其两端接入负载，则IL流过负载，负载两端产生端电压V。端电压V反作用于光伏电池的PN结上，产生与IL反向的电流Id。此外，由于实际中电流在流过太阳能电池板等线路时也有能量损耗，故引入串联电阻RS，串联电阻阻值越大，消耗的能量就越多，光伏电池的效率就越低。实际应用中，我们一般取串联电阻的阻值比较小，在10-3欧到几欧之间。另外，由于制造工艺的原因，光伏电池在生产过程中的细小偏差会导致其在应用时有漏电流的产生，因此需要引进电阻Rsh来与之等效。Rsh的取值一般在 以上。 推导过程 由等效电路图可以得出光伏电池特性的一般公式： （1） 式中：I为光伏电池的输出电流;q是单位电荷,其值为1.6×10-19C;IL为PN结电流;T为绝对温度(K);I0为反向饱和电流;V为输出电压;k是玻耳兹曼常数,其值为1.38×10-23J/K;A为二极管理想常数,其值常在1～2之间变化。通常情况下式(1)中的 项远远小于光伏电池输出电流,因此该项可以忽略。[3] 由于一个光伏电池可以提供的电流是很小的，远不能满足实际生产生活的需要，因此我们需要将很多个光伏电池通过串并联组合起来，从而得到期望的直流电流。据此可简化光伏电池的输出特性方程： （2） 式中： np、ns分别为光伏阵列中光伏电池的并联和串联的个数。 3.3.2光伏电池的simulink仿真模型[4] Simulink仿真模块的外观如上图所示。 3.4逆变部分样机的制作 逆变系统的主体电路设计方案如图3-12所示，系统电路基于IPM智能功率模块，光伏阵列输出直流电压流经电桥逆变成为交流电流，并通过滤波后送入交流电网。电路由DSP电源驱动，4路控制信号通过驱动隔离电路送到由IPM智能模块组成的逆变电桥中，分别控制每个IPM模块的开关。同时网压监测信号、并网电流信号、IPM故障信号等送入DSP进行反馈，以实时监控系统状态并进行保护。经查阅各方资料，设计阵列输出直流电源范围为320V~450V，输出额定电流为14A，功率为3KW。 图3-12 电路设计方案 电路用Matlab工具箱Simulink仿真，如图3-13： 图3-13 仿真模型 其中阻抗电感值约为1H，逆变电流图形如图3-14： 图3-14 逆变电流图形 3.4.1主电路功率部件的选择 随着科学技术的发展,电力电子半导体器件在现代电力电子技术中占据着重要的地位, 它正向高频化、功率化、智能化和模块化方向发展。20世纪80年代以来，信息电子技术与电力电子技术在各自发展的基础上相结合产生了一代高频化、全控型、采用集成电路制造工艺的电力电子器件。电力晶体管(GTO)、门极可关断晶闸管(GTO)、电力场效应晶体管(PowerMOSFET)和绝缘栅双极晶体管(IGBT) 是全控型开关器件的主要代表。其中，电压控制型器件电力MOSFET和IGBT开关速度快，所需驱动功率小，正逐渐广泛应用于多种不同的场合。 单相全桥逆变器中有四个功率开关门器件，如果分别为每个器件设计驱动和保护电路，将大大增加系统的设计难度和时间。同时，额外的电路更将占用封装内空间，使得系统体积和重量增加，这些都将不同方面增加了产品的制作成本。 IPM（Intelligent Power Module智能功率模块），是一种理想的电力电子器件，一般由高速、低功耗的IGBT芯片和优化的栅极驱动电路及多种保护电路集成在间一模块内。IPM技术是在半导体芯片IGBT 的问世和不断升级的基础上才得到迅速发展的, 目前, 国外IGBT芯片已发展到第四代、第五代，开关速度不断提高, 饱和压降不断降低, 因而IPM模块的技术性能也随之提高。与普通的IGBT相比，IPM将多元的IGBT与其栅极驱动电路、短路保护、过流保护、过温保护、欠压锁定电路等集成封装于一体。它具有更低的饱和压降、更丰富的内置功能和更高的速度, 其内置二极管采用新型芯片, 改善了反向恢复特性。即在抑制电磁干扰噪声时, 可以采用较少的恢复电荷和较快的恢复特性。因此, 系统设计者可以在诸如电路优化设计、提高可靠性、降低成本和缩小尺寸等方面节省大量时间。考虑到以上优点，实验中我们选用IPM智能模块。 3.4.2 直流侧电器容量的计算 目前的光伏并网系统的拓扑机构的种类有很多，特别是在大功率逆变系统中，不可调度式系统的直流侧往往需要并联一个平波电容，其容量要求很大。主要作用是滤波和储能。前文已提到，太阳能光伏整列的工作电压必须超过电网的峰值电压，这是使电网输出电流为正弦波的前提条件。所以，对直流侧平波电容的选择是整个拓扑结构建立的关键之所在。其容量大小与太阳能电池的容量，工作电压和工作电流的脉动系数，以及电网频率都有密切关系。 本项目采用单极性控制模式的单相光伏并网系统的拓扑结构。 图3-15 单相光伏并网系统的拓扑结构 1）工作模式分析 在网侧电压正半周的一个开关周期内，主电路的工作模块有两种: 模式一，太阳能电池输出电能，电感储能 如图3-15所示，当T2、T3导通时，电流经A点、V2、V3流入O点，此时 ，电感中的电路变化规律为： 电感中存储的能量增加： 其中 为IGBT导通瞬间的电流初始值。 模式二，电感L储能，向电网输送电能，太阳能光伏阵列给直流侧电容C充电 当V3关断，由于有电感L的存在，电流不能突变而继续向电网馈电，此时 =0。 综上所述，只要开关频率足够高，通过控制模式一与模式二的时间比，就可以控制 。实际上此并网装置实际上是降压式变换器:电流 断续，电流 连续；要使变换器正常工作，太阳能电池阵列所输出的直流电压必须大于电网的峰值电压。 2）电流 的分析和计算 根据正弦波脉宽调制原理， 的第J个导向脉波的导通时间为 J=1,2,3……….2N 上式中 为功率器件的开关周期，即 ； 是调制系数，值为 。 由于功率器件的整流作用，电流 的基波频卒 等于电网的频事 的两倍，即 =2 3）单相光伏并网装置的平波电容的选择 由于在大多数情况下日照强度的变化速率较慢，若太阳能处于稳定状态供给能量，且太阳能电池工作在最大功率点上，可把太阳能电池看做稳定的直流恒流源。逆变器的直流侧的电流成为间断的脉冲由功率器件的换向作用产生。平波电容C的充放电作用，是直流侧电压基本维持恒定值。 是一个频率为电网频率两倍的周期函数，即： k为正整数 设 ，此式中 为 的一个周期内的平均值， 为 的交变分量。根据平均值计算公式: 上式表明了，单相光伏并网系统的太阳电池的电流和向电网馈送的应强波电流之间的函数关系。其遵守能量守恒定律，即太阳电池输出功率必定等于向电网的馈送功率。 所以有： 两公式完全相符，可见前面的分析正确。 计算第J个载波周期内 的平均值 为： 当 ， 时， 大于零，平波电容C的放电电量为 ： 上式同样可以用积分的概念计算： ，其中 为配电网的角频率。 设平波电容值为C，可计算电容端电压的变化为 : 若要求 ， 为允许的太阳能电压波动系数，则： ，即 ，从而可得: ，其中 为太阳能电池的输出功率。 本实验光伏并网发电系统的设计容量若设为为3KW，根据我国的供电电网电压为220V，频率为50Hz，假设允许的光伏阵列工作电压波动K为10%，取太阳能电池阵列的工作电压为400V，调制比 =0.85 ，则： 3.4.3缓冲电路设计 由于IPM在高频开关过程和功率回路寄生电感等叠加产生的di/dt， dv/dt和瞬时功耗会给器件以较大的冲击，所以设置缓冲电路，对保护器件安全运行是非常重要的。 如图3-16所示几种基本吸收电路。其中第二种应用最为广泛。交叉连结的RCD吸收电路能够将部分能量反馈到直流端，这种电路适用于大容量的器件。本实验中选取交叉连锚的RCD吸收电路。 图3-16 缓冲电路模型 3.4.4滤波电路的设计 PWM单相全桥逆变器可以输出近似于正弦波的电压及电流，但是由于我们在对正弦信号进行调制时使用载波，会产生和载波相关的谐波分量，而这些谐波分量的频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一，因此我们需要对PWM波形进行谐波分析。 1)单相全桥单极性SPWM谐波分析 首先对半桥双极性SPWM的波形进行分析，然后将其类比应用于全桥，得到全桥单极性SPWM波形分析结论，再对两者进行比较。 假设调制波： 载波： （1-1） 和 是载波和信号波交点的值， 为幅度调制比，在0-1之间，因此： （1-2） 由傅里叶级数的一般形式可得： （1-3） 其中，第一项为基波，第二项即为谐波分量。但由于各次谐波分布的规律仍然不明显，所以下面我们将第二项展开为贝赛尔函数项级数： 其中： 是n阶贝赛尔函数。 将式中的n分奇偶两种情况分别做如下讨论： n=1,3,5......，由于 ,则： 取k=2l,l=1,2,3......,则： n=2,4,6......，由于 ，取k=2l-1,l=1,2,3...... 则： 由上述分析可知，半桥双极性SPWM波形的谐波有如下特性： SPWM波形的基波分量为 ，其振幅为 ，因此调节输出电压只需调节 即可； SPWM波形的谐波分量为 ，其振幅为 ，其中n=1,3,5......时，k=2,4,6......；n=2,4,6......时，k=1,3,5......。 单相全桥逆变器由两个单相半桥组成，且全桥上的四个功率器件的通断通常由反向的两相调制信号与载波比较得到的四路控制信号控制。根据电路理论可知，如果分别求出两个半桥的傅里叶级数展开式 和 ，则： 。 在前述中已经求出，而 和 有相同的形式，只是调制波的初相与前者相反。 若假设 ，则： 设其中谐波项为 ，则： 类似于前述对n的奇偶的分类讨论，可得其基波分量为： 由上述分析可得，全桥单极性SPWM波形的谐波有如下特性： SPWM波形的基波分量为： 。所以在相同的 和 条件下，振幅比半桥时提高了一倍。 SPWM波形的谐波分量为： ，其振幅为 ，式中n=2，4，6......时，k=1,3,5......。 SPWM波形的最低组谐波为 。 由上述特性可以看出，当器件的开关频率为 时，其输出电压的脉动频率为2 。在条件相同时，全桥比半桥的最低组谐波又向高频端移了一倍频程，且在谐波中没有 的整数倍谐波，没有信号波的偶次谐波，这更有利于输出滤波。 2)滤波电路设计 由于我们采用SPWM控制的逆变电路，而其输出的波形内包含大量的高频谐波分量，为了保证输出波形满足要求，更为了防止上下桥臂直通而设置的导通控制死区，在输出时必须采用滤波器。 在LC滤波器中， ， ，其感抗随频率的升高而增大，容抗随频率的升高而减小。 对应频率为截止频率， 。设 为逆变器输出电压的基波频率， 为最低次谐波频率，则 ，即 。由于电容对基波信号的分流很小，电感对基波信号的阻抗很小，所以滤波器允许基波信号通过。但是 ，由于电容对谐波信号的分流很大，电感对谐波信号的阻抗很大，所以滤波器不允许谐波信号流过负载。即该滤波器满足滤波要求。 一般滤波器的截止频率 ，而全桥电路的最低组谐波为 ，k=1,若信号波频率为50Hz,载波频率为20k，则最低组谐波频率为40k 50Hz，截止频率 。根据逆变器的输出功率和输出电压球的负载阻抗 ，滤波器的标称阻抗为 ，则 ， 。 3.4.5 15V辅助电源的设计 在本次项目的单相全桥结构中，用到的两个PM75DSA120的IPM模块需要四个独立的15V电源供电。IPM模块对驱动电路的输出电压要求很高，因此每组驱动电路都需要一个独立的15V稳压电源供电。其驱动电压范围为：15V 10%，电压高于16.5V将可能损坏部件，低于13.5V将发生欠压保护，他们相互之间必须隔离，避免噪声干扰。下面是一个实验效果较好的15V电源。 图3-17 15V辅助电源原理 图3-17为辅助电源原理图。电路中220V电压经果220/15变压器降压后得到15V的正弦电压，经整流桥整流、电容滤波之后，经7815稳压就得到了15V的稳压电源。 实际主电路完整原理图如3-18所示： 图3-18 电路完整原理图 3.5.1 TMS320LF2808 DSP性能特点 由于要求正弦的并网电流和电网电压同频同相，还要完成MPPT控制和反孤岛检测控制，使得并网控制系统复杂而昂贵。现在较为通用的低价高性能的数字信号处理器（DSP）芯片，是目前控制领域性能较高的处理器，如TI公司的TMS320F2407芯片，它具有精度高、速度快、集成度高等特点，为光伏并网控制系统提供了性能高、价格适中的解决方案。 TMS320x240x是属于TMS320系列的DSP产品，其适用于众多的数字电机控制（DMC）和其它的内嵌式控制的应用，此系列产品是基于C2xLP 16位、定点、低功耗的DSP CPU，并集成了一系列片上外围设备、片上ROM、flash程序存储器和片上双向RAM（DARAM）。也就是把一个高性能的DSP内核和微处理器的片内外围设备集成为一体的芯片，C240X系列成为传统的微控制单元（MCU）和昂贵的多片设计的一种廉价的替代产品。每秒3千万条指令的处理速度，使C240X DSP控制器可以提供远远超过传统的16位微控制器而后微处理器的性能。 LF2808的指令执行速度是30MIPS，几乎所有的指令都可以在一个33ns的单周期内执行完毕。这种高性能使复杂控制算法的实时执行成为可能，例如自适应控制和卡尔曼滤波。LF2808是利用亚微米CMOS技术制造的，达到了较低的功耗。为了更节省能量，它提供几种低功耗工作模式。 LF2808有高速信号处理和数字控制功能所必需的体系结构特点，具有强大的片内I/O端口，而且它有为电机控制应用提供单片解决方案所必需的外围设备。这个应用优化的外围设备单元与高性能的DSP内核一起，使在所有类型电机的高精度、高效、全变速控制中使用先进的控制技术成为可能。 下面介绍LF2808的性能特点： TMS320C2XX CPU 32位的中央算术逻辑单元（CALU） 16位 16位并行乘法器，32位乘积 32位加法器 8个16位辅助寄存器，有一个专用的算术单元，用来存储数据 3个定标移位寄存器 间接寻址 存储器 2K字 16位的单端口SARAM 544字 16位的双端口数据/程序DARAM 256字 16位片上引导ROM 片内32K 16位的Flash程序存储器 224K字 16位的最大可寻址存储器空间（64K字的程序空间，64K字的数据空间，64K字的I/O空间和32K字的全局空间） 有软件等待状态发生器的外部存储器接口模块，有16位地址总线和16位数据总线 指令系统 源代码级与TM320家族的C2X,C2XX,C5X定点产品兼容 索引寻址功能 单周期的乘法/加法指令 程序/数据管理的存储器块移动指令 基2快速傅立叶变换（FFTs）的位反转索引寻址功能 事件管理器A和B 比较/脉宽调制（PWM）通道10/16 捕获通道/正交编码器脉冲接口6/4 十六位通用定时器4个 速度：33ns（30MIPS）的指令周期，多数指令为单周期 CAN接口：与CAN2.0版兼容，有六个邮件箱 SPI：外设串行接口，同步串行端口 SCI：串行通讯端口，异步串行接口 ADC：数模转换器，10位，16/8可选通道，500ns转换速度 定时器 外部中断5个 数字I/O管脚41个 静态CMOS技术 电源 供电电压3.3V ENM板的主要接口有：目标只读存储器、CAN接口、串行引导ROM、模拟接口、用户指示灯及开关、RS232接口、扩展接口和SPI数据接口。 LF2808接有一个128K字长的无延迟静态存储器，片上RS232串口和CAN接口可作为扩展接口使用。 1)LF2808 I/O端口的概述 DSP2407系列有41个双向、通用数字I/O引脚，其中多数为基本功能和一般I/O的复用引脚。所有的I/O和复用引脚的功能通过9个16位控制寄存器来设置，包括方向控制和选择引脚功能。例如本项目通过设置复用控制寄存器MCRA，将其设置成PWM口，从而得到PWM波形输出。 2)DSP数据存储器及其寻址方式 DSP数据存储器空间的寻址范围为64K，其中B1和B2块只能配置为数据存储器，而B0块既可配置为数据存储器，又可配置为程序存储器。因此，DSP有很宽的数据寻址范围。 同时，DSP的寻址方式也很灵活，包括立即寻址方式、直接寻址方式和间接寻址方式。 立即寻址方式：在指令中包含所需的8位、9位或13位立即数。 直接寻址方式：这是最常用的一种寻址方式。将数据存储器的地址以128字节为单位进行分块，每一块称为一个数据页，所以64K的数据存储器共有512个数据也，分别标为0-511。在寻址时，用状态寄存器STO中的9位数据页指针DP指明数据页，指令寄存器的7位最低有效位表明偏移量，两者连接起来就形成了16位地址。在编程时必须先对DP进行初始化设置。 间接寻址方式：先由状态寄存器STO的3位辅助寄存器指针ARP选择AR0-AR7，然后由这8个辅助寄存器提供16位地址，就可访问64K数据存储器空间的任意单元。 中断的产生大大提高了处理器的工作效率，DSP处理器就有着强大的中断功能。CPU支持1个不可屏蔽中断和6个可屏蔽中断。可屏蔽中断INT1-INT6有着各自不同的优先级别和中断向量入口地址。ADC中断在INT1，而本项目所需的周期中断在INT2。为了扩充可响应的中断个数，DSP将中断请求/应答硬件逻辑和服务软件都分为两个层次。先由外设向中断控制器发出一级中断请求，然后外设配置寄存器中断标志位与之相对应，再向CPU发出请求。然后CPU按照中断响应的优先级进行响应。 3.5.2 脉宽调制电路PWM DSP2808拥有事件管理器模块EVA EVB，各包括： 16 位通用定时器，8个16位脉宽调制通道，能够实现PWM 对称波形和非对称波形[7]； 若外部引脚PDPINTx 出现低电平，则立刻关闭PWM 通道保护； 有可编程特点的PWM 死区控制，可防止上下桥臂同时输出的触发脉冲； 16通道的A/D 转换器； 3 个捕获单元。 事件管理器产生8 路的PWM 波形输出。由3 个带可编程死区控制的比较单元产生3对，GP 定时器产生2 个独立的PWM 输出。 PWM 特性如下:[1] 16 位寄存器 从0 到16us 的可编程死区发生器控制的PWM 输出对 最小的死区宽度为1 个CPU 时钟周期 对PWM 频率的变动可根据需要改变PWM 的载波频事 外部的可屏蔽的功率驱动保护中断 1）寄存器设置： 利用DSP 产生波形良好的PWM 控制波[5]。可省去使用PWM IC芯片，这样便于设计性能良好的电路，控制也较为方便。若采用PWM电路，产生它的三种PWM 波形，需要对相同的事件管理器的寄存器进行配置，其中产生PWM 输出的设置方法如下: 设置和装载寄存器ACTRx； 使能死区控制，设置和装载寄存器 DBTCONx； 设置和装载寄存器TIPRx，规定PWM 波形的周期T； 初始化寄存器CMCONx ； 设置和装载TxCON 启动比较操作； 更新寄存器CMPRx中的值，使PWM 变化波形的占空比变化，产生可使用的SPWM 波形。 事件管理器模块EVA 的PWM 电路包括以下功能单元: 对称/非对称波形发生器[9] 可编程的死区单元 输出逻辑控制单元 空间矢量PWM 状态机 2）PWM 波形死区的产生 在任何情况下，死区单元使每个比较单元相关的两路PWM 输出，使一个元件没有实现完全关断的前提下，不会允许其他元件导通。 使用DSP2808 的EVA 模块产生死区的波形，如图所示3-19。对应于每个死区输入信号PHx，都会产生两个输出信号和DTPHx。当比较单元和相关的死区未被使能时，这两个信号完全相同。当它们被使能时，这两个信号的跳变沿被死区时间间隔分开。该时间间隔的大小可由DBTCONx 寄存器中的相应位决定，假设DBTCONx 中的8-11 位中的值为m ，并且DBTCONx 的2-4 位中的值对应的预分频因子为x/p，则死区的时间大小为:p×m 个CPU 时钟周期。PHx，DPTPHx，DPTPHx三者关系如下图所示： 图3-19 死区示意图 3.5.3 用TMS320LF2808实现三相SPWM 波形 参考采样法规则，运用其冲量相等而形状不同的窄脉冲在具有惯性的环节上，作用效果基本相同的原理，如下图所示： 图3-20 规则采样法示意图 每个脉冲的中点都对应于相应的三角波的中点，在三角波达到负值的最大点时，用tD 对正弦调制波采样而得到D点，过D点作水平直线，和三角波交于A 和n 点，在tA 和tB 时刻，控制功率器件的通断。根据上图可以得到如下的关系式: 根据这一关系式，如果一个周期内布N 个矩形波，则第I 个矩形波的占空比可以表达为: EVB 的定时器3 都有3个与之相关的比较单元：分别为比较单元4、5、6。它们均可单独设置成比较模式和PWM 模式。其中，设置为PWM模式时，每个比较单元输出两个极性相反的PWM。因此，运用事件管理器模块，可实现对三相桥式逆变电路的PWM 控制。控制寄存器T3PR 的值不变化，只要改变比较寄存器的值，其输出矩形脉冲的宽度也将相应改变，这样就实现了SPWM 的输出。 其 流程 快递问题件怎么处理流程河南自建厂房流程下载关于规范招聘需求审批流程制作流程表下载邮件下载流程设计 图大致如下所示： 3.6 结论 我们目前面临着严峻的能源危机问题，所以人们通过各种不同的途径研究新能源来争取缓解能源使用危机，以实现可再生、无污染的能源的有效利用。本课题研究针对现阶段的实际背景，主要做了以下的工作： 分析课题背景，明确研究方向，比较分析各方案的优缺点； 熟悉太阳能光伏发电的基本原理，通过仿真验证其可行性； 参考相关资料，进一步设计并改进了逆变部分样机的参数设置，包括：直流侧平波电容的计算，输出滤波电路，15V辅助电源； 采用TMS320LF2808型号DSP作为理论研究的系统控制芯片，用DSP的事件管理模块来实现SPWM相应的控制功能，使逆变电路经滤波电路作用后，输出预期的正弦波电流。 由于项目实际操作的限制，本实验仅限于参考相关资料，进行理论设计和仿真，没有完成实际电路的制作，这是一点遗憾。 四、参考文献 [1] 王大伟. 3KW中功率光伏逆变器的研制 [D]. 2008. 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