电流控制技术和斜坡补偿
叶泽刚
(西安科技大学电气与控制工程学院 陕西 西安 710054)
一、电流型控制原理及特点
原理:
电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈 PWM控制环内部增加了电流反馈的控制环
节,因而除了包含电压型 PWM 控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流
的双环控制。控制原理框图如下图(图 1)所示。
图 1 双环电流型控制器原理图
从图 1 可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器A,用于
与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在 Rs 上产生的电压与误
差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系
统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经
误差放大器延迟 Vca上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也
随输入电压下降,电感电流的斜率 di/dt下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使 PWM占空比加大,
起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得
到广泛应用。
特点:
a)由于输入电压 Vi 的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改
变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到 0.01%V,能够与线性
移压器相比。
b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增
益的矛盾,使输出电压有很高的精度。
c)由于 Rs上感应出峰值电感电流,只要 Rs上电平达到 1V,PWM控制器就立即关闭,形成逐个
脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定
范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。
d)误差放大器用于控制,由于负载变化造成的输出电压变化,使得当负载减小时电压升高的幅
度大大减小,明显改善了负载调整率。
e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所以把电流取样信号转变成的电压信号和
一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。
二、峰值电流控制与平均电流控制的比较
yezeg@163.com
qq:53155231 Research Direction:Power Electronic Circuit &Mixed-Signal Circuit Design
峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点:
(1)对噪声敏感,峰值电流模式控制是将电感电流的上升沿(即开关电流)同设定的电流值
相比较,当瞬态电流达到设定值,PWM比较器输出翻转将功率开关管关断。电感电流上升到
设定值的坡度即(Vin-Vout)/L 很小,特别是 Vin 小时坡度更小,所以这种控制方法易受噪声干
扰。每次开关管通断时都会产生噪声尖峰,并且耦合到控制电路的一个小电压就能使开关管迅
速关断,使电路处于次谐波运作模式产生很大的纹波,所以对于峰值电流控制模式,电路布局和
噪声旁路设计对电路的正常工作很重要,平均电流模式控制可以简化这部分工作。
(2)需斜坡补偿,对于峰值电流控制,当占空比大于 50%时扰动电流引起的电流误差越变越
大。所以尖峰电流模式控制在占空比大于 50%时,电路工作不稳定,需给PWM比较器加坡度
补偿以使电路稳定。内部电流环的增益尖峰会使相移超出范围,导致电路工作不稳定,使电压
环进入次谐波振荡。这时在连续固定的驱动脉冲时,输出占空比却在变化,这时也需斜坡补偿
来抑制次谐波振荡。
(3)具有尖峰值/平均值误差,在尖峰电流控制模式中,随着占空比的不同,电感电流的平均
值亦不同,通过斜坡补偿可以获得不同占空比下一致的电感电流,但这也增加了电路的复杂
性。另外电感电流的平均和峰值间也存在差值,在 BUCK 电路中由于电感电流的纹波相对电
感电流的平均值很小,并且存在电压外环的校正作用,所以峰值和平均值的这种误差可以忽略;
在 BOOST 电路中,峰值要跟随输入电网的正弦波,所以和平均值间的误差很大,在小电流时,尤
其是电流不连续时,如每半周期输入电流过零时,这种误差最大,它会使输入电流波形畸变。这
时就需要一个大电感来使电感电流的纹波变小,但这将使电感电流的坡度变窄,减小抗干扰能
力。
平均电流控制和峰值电流控制相比的优点是:
① 具有高增益的电流放大器,平均电流可以精确地跟踪电流设定值。这点应用在高功率因数
控制电路中尤其重要,此时用一个小电感就能获得小于 3%的谐波畸变,并且即使电路模型
由连续电流模式过渡到不连续电流模式,平均电流法也能很好地工作;
② 噪声抑制能力强,因为当时钟脉冲使功率开关管开通后,晶振幅度迅速降到了一个低值;
③ 无须斜坡补偿,但为了电路工作稳定,在开关频率附近必须限定环路增益;
④ 平均电流法可应用在任意电路拓扑上,既能控制 BUCK和 Flyback电路的输入电流,又能控
制 Boost 和 Flyback 电路的输出电流。若加入到PWM比较器输入端的波形坡度不合适,
功率开关控制电路就会发生次谐波振荡。峰值电流控制通过外加斜坡补偿来防止这种振
荡;平均电流控制是由晶振幅度来提供足够的补偿坡度的。
所以,用平均电流模式解决次谐波问
题
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更为合适。在平均电流模式中为了抑制次谐波和限
定开关频率附近电流放大器增益,在电路设计中必须遵循的一条
标准
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是:接到PWM比较器的
一个输入端的电感电流下降沿不能大于接到 PWM比较器的另一个输入端的晶振幅值坡度。
这也间接设定了最大电流环路增益的交越频率。
三、斜坡补偿的引入
斜坡补偿原理:
鉴于以下原因,峰值电流控制必须考虑采用斜坡补偿。
1 电路的稳定性
图 2、图 3分别是占空比大于 50%和小于 50%的尖峰电流控制的电感电流波形图。其中
Ve是电压放大器输出的电流设定值,?Io 是扰动电流,m1、m2分别是电感电流的上升沿及下
降沿斜率。由图可知,当占空比小于 50%时扰动电流引起的电流误差 ?I1变小了,而占空比大于
50%时扰动电流引起的电流误差 ? I1变大了。所以尖峰电流模式控制在占空比大于 50%时,经
过一个周期会将扰动信号扩大,从而造成工作不稳定,这时需给PWM比较器加坡度补偿以稳
定电路,如图 4所示。加了坡度补偿,即使占空比小于 50%,电路性能也能得到改善。
图 2 占空比小于 50%
图 3 占空比大于 50%
斜坡补偿前 ú
û
ù
ê
ë
é
D-=D
1
2
1 m
m
II o ,补偿后 ú
û
ù
ê
ë
é
+
+
D-=D
1
2
1 mm
mm
II o ,对于占空比为 100%的情况,
稳定时必须满足 ú
û
ù
ê
ë
é
+
+
1
2
mm
mm
1< ,即补偿斜率 25.0 mm -> ,通常选择补偿坡度为电感电流下
讲沿的斜率 2m ,这样扰动信号在一个周期内就完成了校正,如图 5所示。
图 4 占空比大于 50% 带坡度补偿
图 5 m=m2时,电感电流波形
对于 BUCK电路,补偿坡度是
L
V0 ,由于输入电压恒定,所以补偿值便于计算并恒定;对于
Boost电路,补偿坡度是
L
VV oin - ,由于输入电压随电网变化,所以补偿值不恒定,这样对于
固定补偿网络,很多时候会发生过补偿或欠补偿,降低了电路的性能并导致波形畸变,因此,
Boost电路通常不采用峰值电流控制而是采用平均电流控制的模式,来避免斜坡补偿。
2.减小尖峰值/平均值误差
电流模式控制的实质是使平均电感电流跟随误差电压 Ve 设定的值,即可用一个恒流源来
代替电感,使整个系统由二阶降为一阶。但如图 6所示,尖峰电流控制模式中随着占空比D1、
D2的不同,电感电流的平均值 I1、I2亦不同。如图 7示,可以通过斜坡补偿来获得不同占空比
下一致的电感电流。
图 6 尖峰电流控制模式中不带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流波形图
另外图 7 所示的电感电流平均值和峰值间也存在差值,在BUCK电路中由于电感电流
的纹波相对电感电流的平均值很小,并且存在电压外环的校正作用,所以峰值和平均值的这种
误差可以忽略;在BOOST电路中,峰值要跟随输入电网的正弦波,所以和平均值间的误差很
大。这种误差最大,需要一个大电感来使电感电流的纹波变小,减小抗干扰能力。这也是在B
OOST中采用平均值电流模式的原因。
图 7尖峰电流控制模式中带斜坡补偿的平均电流和尖峰电流波形图
3.抑制次谐波振荡
内部电流环的增益尖峰是电流模式控制的一个重要问题。这种增益尖峰发生在二分之一开关
频率处,使相移超出范围,导致不稳定,并使电压环进入次谐波振荡。这时在连续固定的驱动脉
冲下,输出占空比却在变化,如图 8所示。采用斜坡被偿也能很好地抑制次谐波振荡。
图 8 次谐波振荡时的电感电流波形
4.振铃电感电流
每个周期的电感电流误差关系如下:
ú
û
ù
ê
ë
é
+
+
D-=D -
1
2
1 mm
mm
II nn
由此可以绘出每个周期等效电感电流的瞬时值、电感电流误差和周期T的关系曲线如图 9所
示。由图 9 可以看出,电感电流是一个按二分之一开关频率衰减的正弦波,类似于一个RLC
响应电路。这种电流有两个不利之处:
① 电感电流对电源或负载的瞬态变化产生振铃响应;
② 在开关频率附近控制环路增益达到最高,从而产生不稳定趋向。
通过斜坡补偿可以抑制这种振铃电感电流,例如当补偿坡度为电感电流下降沿的斜率时
(即m=-m2),振铃电流在一个周期内就完全得到了抑制。
图 9 等效电感电流、电流误差和周期 T 的关系曲线
斜坡补偿设计步骤:
图 10示出斜坡补偿电路。R1和R2组成了从晶振的输出到限流引脚(脚 1)的分压网络,
迭加斜坡补偿信号到初级的电流波形,R1、R2值的比例决定了所加的斜坡补偿量。电容C1
是交流耦合电容,使晶振的交流分量耦合到R2,去掉了直流偏置部分。C2 和R1 组成滤波电
路,滤去初级Ip中的前沿尖峰,避免误动作。?VOSC是晶振锯齿波的峰 峰值。将电容去
掉得到图 11简化电路。
图 10 斜坡补偿电路
图 11 简化的斜坡补偿电路
斜坡补偿设计步骤:
1. 计算电感电流的下降沿,
L
V
dt
di
m out==2 (安/秒);
2. 计算反应到初级的电感电流下降沿,
N
m
m 22' = ;
3. 计算初级测得的下降沿坡度, sensem RmV ×= 22 (伏/秒);
4. 计算晶振充电时的坡度:
on
osc
osc T
Vd
V
)(
= (伏/秒)
5. 采用叠加原理求斜坡补偿后电流输入端电压。
图 12 斜坡补偿等效电路
斜坡补偿后加到芯片电流输入端的电压为:
21
1
21
22
RR
RV
RR
RV
V oscmRAMP +
+
+
= (1)
6.计算斜坡补偿值:
斜坡补偿电压 COMPV 为:
COMPV
21
22
21
1
RR
RV
M
RR
RV mosc
+
=
+
= (2)
式中 M — —补偿比率,应大于 0.5,一般取 0.75-1。
四、电流控制技术及斜坡补偿的应用
1. 平均电流法Boost电路设计实例
设计 1200W功率因数校正电路,采用Boost电路的拓扑,平均电流法的控制电路,UC
3854BN的控制芯片。
电路参数如下:
输入电压:Vin=220V±25%(165V~275V);
直流输出电压:Vo=410V;
开关频率:fs=80kHz;
功率因数:PF>0.993;
效率:?>0.95;
电感:L=600µH;
检测变压器变比:1∶100;
检测电阻:15O。
①电流环设计为了稳定运行,须进行电流环相位补偿。
电流环补偿后在开关频率附近提供平稳增益。在低频的零点响应提供高增益完成平均电
流控制工作。在开关频率附近误差放大器的增益要配合电感电流的下降沿。本设计开关频率
为80KHz,单位增益交越频率应为14KHz(1/6开关频率),但本电流环的主要工作是跟踪线电流,
故 10KHz 的带宽是合适的值。电流环的零点必须设置在交越频率上,或低于交越频率处。如
设置在交越频率上,相位裕度有 45°,低于交越频率则相位裕度更大点。45°的相位裕度的系统
工作稳定、低过冲、干扰小,所以将零点设置在略低于交越频率处(fs 为 10KHz)。当极点高于
开关频率的 1/2时,极点不会影响控制环的频率响应。为了减少对噪声的敏感性,极点通常设置
在开关频率附近。本设计设置极点在开关频率处(fp为 80kHz)。
设计电流环的过程为先算出零点时功率部分的增益,而功率部分增益乘以电流放大器增
益为整个电流环增益,整个电流环的增益为1时算出电流放大器的交越频率(即零点),并且在交
越频率处电流环的增益是功率部分增益的倒数,由此算出电流环的增益,由该增益算出补偿网
络的电阻,由电阻和零点频率算出补偿网络的零点电容,再由极点频率算出补偿网络的极点电
容。具体计算过程为:电感电流的下降沿=(Vo-Vin)/L;最坏情况(Vin=0),电感电流的下降沿=
Vo/L;晶振坡度=Vs/Ts=Vsfs。
因为电流放大器的输出不能大于晶振的输出,即电感电流的坡度不能大于晶振的坡度,所
以电流放大器的增益最大时 PWM 比较器的两个输入端信号相等,此时最大电流放大器增益
为:
ssecas
o fVGR
L
V
=× (1)
即:
so
sse
ca RV
LfV
G = (2)
而零点处功率部分的增益为:
26.0)( =
×
==
se
senseo
ca
rs
id SLV
RV
V
V
sG (3)
因为交越频率处整个电流环为单位增益,所以电流环增益为 1,电流环增益及交越频率
为:
i
f
ca R
R
s
G ==== 8.3
26.0
1
)(G
1
id
(4)
1
2
)( ==
so
sse
cse
os
caid RV
LfV
LfV
VR
GsG
p
所以
Zf
ss
c CR
ff
f
pp 2
1
62
=== ,即交越频率为开关频率的
6
1
KGRR caif 34.17= (5)
K
CR
ff
Zf
cz 102
1
===
p
Hz
pF
fR
C
Zf
Z 1152
1
==
p
(6)
pf
pZ
pZ
f
p CR
CC
CC
R
f
p
p
2
1
2
1
»
ú
ú
û
ù
ê
ê
ë
é
+
= (7)
pF
fR
C
pf
p 152
1
==
p
式中
caG — —电流放大器的增益
idG — —功率部分的增益
seV — —晶振峰峰值
rsV — —检测电阻电压
caV — —电流放大器输出电压
senseR — —检测电阻
iR — —从电流检测到电流放大器的反向输入端
电流环的增益图(图 13)和电流误差放大器的电路图(图 14)如下所示。
图 13电流环波特图
图 14 电流环误差放大器
②电压环设计为了工作稳定,必须进行电压环补偿。
与稳定性相比,功率因数校正电路电压环更需要的是保持输入线电流畸变小。电压环
的带宽必须设计得足够低以衰减输出电容上的工频 2 次谐波;电压误差放大器也必须有
足够的相位裕度以在相位上跟踪输入电流,使功率因数提高。Boost电路输出部分的
低频模式是电流源驱动电容的一阶电路,功率部分和电流反馈环组成该电流源,输出电容
组成该电容,该模式具有-20dB/十倍频的增益特性。如果电压反馈环在这附近闭合,它将
有恒定的增益并且稳定,但在抑制 2 次谐波引起的畸变方面性能差,放大器需要一个极点
以减少纹波电压增益,并且使相移为 90°,由此找到单位增益交越频率和极点位置。电压环
的设计与要达到的THD有关,电压误差放大器输出端产生的 1.5%的 2 次谐波将在电路
输入端产生 0.75%的 3 次谐波。因为在设计中要求THD不大于 3%,允许分配给电压误
差放大器的输出纹波比例是 1.5%。为了提供足够的相位裕度,极点设置在交越频率上,整
个回路增益将在 45°的相位裕度。图 15为电压环的增益图,图 16为电压误差放大器的电
路图。
图 15为电压环的增益图
图 16 电压误差放大器
电压环部分的设计从计算输出电容上允许的 2 次谐波电压开始,再计算电压放大器允许
的输出 2 次谐波,及由此算出电压放大器的 2 次谐波增益值,由该增益值可以算出电压环
的补偿电容。功率部分的增益和电压环的增益组成整个电压环的增益,整个电压环的增益
为 1时算出交越频率。再由交越频率算出补偿网络的电阻。计算方式如下:
o
coin
opk V
XP
V = (8)
=eapkV eaVrippleD%
opko
vepk
vea V
Veapk
V
V
sG ==)( (9)
ivea
f RfG
C
p2
1
= (10)
oeao
in
ea
opk
vea
o
ps VVSC
P
V
V
V
V
sG
D
=
D
==
)(
)( (11)
ioeao
cfin
veapsv RVVSC
XP
sGsGT
D
===
)(
)()(1 (12)
当 q=24时,k<0.105 将确保软开关。当Troff<(1-Dmax)Ts=0.1Ts时,Troff 最小。当 q=24
时,k<0.09。兼顾考虑,应取k=0.09;
③ Lr=6.5µH,其值根据k求得;
④ Ls=30µH,确定Ls值最直接的方法是要求Vr工作范围满足V/10<Vr<V/2。Ls值大小
的选择应确保在所有的输入电压范围内 Tron和 Troff都是有效的,并且采用 PFC时达到最小
的电压应力;
⑤ Cs=2µF,在整个开关周期内CS可被看作是相对恒定的值。这样可保证 Ls和 Cs的谐振周
期是开关周期的若干倍。
2.峰值电流控制芯片 UC3846进行斜坡补偿电路设计举例
主电路拓扑采用双管正激电路
UC3846 的斜坡补偿选择电路根据峰值电流控制的电路图可以看到,加入斜坡补偿有两种方法,
一种是将斜坡补偿信号加到电流检测信号中,如图 17所示;另一种是将斜坡补偿信号从误差电
压信号中减去,如图 18所示。
图 17 直接将斜坡补偿加到电流检测信号
图 18 将斜坡补偿加到电压检测信号上
前一种实现方法简单,但由于斜坡补偿信号的加入,有可能在实现电流限制功能时产生误差。
第二种方法实现时必须满足两个条件:①在开关频率附近,电压放大器的增益必须为一个固定
的常数R1/R2;②当射极斜坡补偿时,电流放大器和电压放大器都必须考虑进去。改进第一种
方法得到图 19所示电路,射极跟随器的接入减小了晶振端的输出阻抗。
图 19 采用射极跟随器减小晶振的输出阻抗
参数选择采用单端正激电路设计 1000W通信电源,以 UC3846 作为控制芯片,交流输入 165~
275V;输出 50V,20A;工作频率 80k Hz;匝比 8/1(Np/Ns),检测电阻 Rsense=0.4O;输出电感
L=40uH;晶振电容 CT=1nF;死区时间 0.145us
计算步骤:
1. 计算电感电流的下降沿: usAuHVLVm out /25.140/50/2 === ;
2. 计算到反应到初级电感电流下降沿: usA
N
m
m /156.0
8
25.12
2
' === ;
3. 计算初级测得的下降沿坡度: sVRmV sensem /06.04.0156.0
'
22 =´=×= ;
4. 计算晶振充电时的坡度: usV
T
Vd
V
on
osc
osc /17.03.12
2)(
=== ;
5. 计算斜坡补偿值,补偿比例取 M=0.75,R1=1k,计算 R2的值, k
MV
V
RR
m
osc 8.3
2
12 == ;
6. 斜坡补偿后加到芯片电流输入端的电压坡度
21
1
21
22
RR
RV
RR
RV
V oscmRAMP +
+
+
= 得
usVVRAMP /08.0=
五、参考文献
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分析
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