IR电源设计手册

AN1025 _____________________________________________________________________ 1 应用手册 应用 IRIS40xx系列的电源设计 相关标题 导言 典型电路 设计程序 1) 导言 反激式变换器电源非常流行是因为它简单、低成本和能够得到多路输出。 应用 IRIS40xx系列集成开关以及本应用手册提出的设计程序,能够使一个基本的 电源设计任务简化。本应用手册一步一步的将指导你设计电源。 2）典型电路 在下面的图 1 中显示了一个典型的单路输出的离线式电源。此电路将作为 本应用手册中提出的设计程序的参考电路。这个电路可用于所有的 IRIS 器件， 但是如果输入是直流电压时，显而易见就不需要整流桥 DB1。 AN1025 _____________________________________________________________________ 2 本电路在电压控制回路中使用精密电压基准调节器 LM431 来获得较好的精 确度，但是在后面将会看到对于不同性价比特点的场合还有其它用作调节的可 供选择的方法。 这个电路给出了由电感 L1和电容 C1组成的输入 EMI滤波器。这儿不包含 这些元件的值和计算，但是有许多对滤波器设计有帮助的出版物，必须注意到 你需要滤出的最低频率是设计中 IRIS部分的最小工作频率。 3）设计步骤 3.1）定义电源参数 第一步就是定义所设计电源的参数，如下所示： 1）最小交流输入电压 VACmin 2）最大交流输入电压 VACmax 3）电源频率 fAC 4）直流总线纹波电压 VDCRIPPLE 5）主输出电压 Vo1 6）主输出的满载电流 Io1 7）主输出的纹波电压 Vo1RIPPLE 8）辅助电源 VCC （在 16-20V范围内选择） 9）附加的输出电压 Vo2..VoN （N=4时是 4路输出电源） 10）附加输出的满载电流 Io2..IoN 11）附加输出的纹波电压 Vo2RIPPLE..VoNRIPPLE 12）主输出的精确度 Vo1TOL 13）主输出的调整率 Vo1REG 14）估计效率 η 15）光耦增益 GOC (推荐 GOC=1) 3.2) 选择所用 IRIS的序列号 序列号 额定电压值 （V） 最大输出功率 （W） Rdson（欧姆） IRIS4007（K） 200 30 0.4 IRIS4011（K） 650 60 3.9 IRIS4013（K） 650 120 1.95 IRIS4015（K） 650 180 0.9 AN1025 _____________________________________________________________________ 3 使用上 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 选择适合应用的器件，可根据下面的提示： DC输入最大到 200V——选用 200V的器件 AC输入最大到 200V——选用 200V的器件 全电压范围输入——选用 650V的器件 200-240VAC输入——选用 650V的器件 注：选择使用达到或接近它的最大额定功率的器件时需要一个很大的散热器， 如果受空间的或空气流动的限制，应降额使用，减小功率约为最大值的一半， 例如对于一个 60W的适配器选用 IRIS403（K）比用 IRIS4011（K）要好。 3.3）定义 IRIS的工作参数 现在我们需要对上一步所选择的 IRIS 器件定义一些工作参数。所需要的参 数如下： 1）最小工作频率 fmin 2）最大占空比 Dm 3）并联谐振电容值 Cres （所用值范围 47pf-1nF） 3.4）设计变压器（T1） 参考 AN1024a“应用 IRIS40xx 系列的反激式变压器设计”，也可访问网 站利用 IRIStran.xls 软件设计。 3.5）输入二极管桥（DB1） 利用下面的 公式 小学单位换算公式大全免费下载公式下载行测公式大全下载excel公式下载逻辑回归公式下载 选择输入桥： 此处 PO是在 3.4)中所计算的最大输出功率。 COSϕ是功率因数，假定为 0.6。结果 IINrms是二极管桥的最小额定电流。 计算结果 VDCmax给出了二极管桥的最小额定电压值，一般地，对于 230V的 输入选用 600V，世界通用输入选用 800V。 AN1025 _____________________________________________________________________ 4 3.6）输入滤波电容（C2） 为了计算输入滤波电容，我们需要先计算最小火线电压时的直流总线峰值 电压，然后通过计算放电时间和电路中的均方根电流，我们能够计算出所需的 电容值。 放电时间 这儿我们假定在最坏情况下，电容在从一个峰值电压到下一个相邻全波整 流峰值电压到来之前必须保持所需的电荷。它比实际所需要长，但是所给的电 容保守值有益于改善电压纹波。 此处 VDCRIPPE是开始所指定的值它给出了电容值，由 3.5)节计算的 VDCmax 可以获得额定电压值。 3.7）输出整流（D6，D2） 在不连续反激电源中的输出整流管要承受很高的峰值和均方根电流。峰值 反向电压是最大输入电压和变压器匝比的函数。 最小额定电流 Isrms 是 3.4）节中所计算的值。 VDrev是二极管的最小额定电压。在反激变换器中大部分的功耗通常来源于 输出整流管，因此对主要的大功率输出，设计时应选用肖特基二极管可以减小 导通损耗。辅助绕组和次要的低功率绕组通常可以用非常小的快速开关二极 管，例如 1N4148，它的选择依赖于所计算的额定电流和电压。 AN1025 _____________________________________________________________________ 5 3.8）输出电容（C7） 在高峰值电流的不连续设计中，反激电路中的输出电容要承受很高的均方 根和纹波电流，因此需要注意所指定的电容值完全合适以确保不会危及可靠性 和寿命。 选择输出电容时有一些重要的因素。它们是： 1）电容容量值 2）纹波电流 3）低的 ESR 4）工作温度（85°C或 105°C） 5）寿命 6）额定电压 首先我们需要用下面的等式计算电容值： 此处 IO是满载输出电流，f min是 IRIS 器件的最小工作频率，V oripple是所希 望的输出纹波电压。 输出电容的纹波电流 Ioripple可以下式计算： 此处 I srms是在第 3.4）节变压器设计步骤中所计算的副边均方根电流。一般 地所提供电容的容量和额定电压及其额定纹波电流低于所要求的值，所以就需 要即增加电容的额定电压值，也可用数个电容并联获得所需的纹波电流。 3.9）输出滤波器（L2，C9） 在典型电路中的输出滤波器是由 L2和 C9构成的简单的 LC滤波器。设计 滤波器的截止频率要比工作频率低的多，以便在输出端有效的减小开关噪音。 需要注意的是主输出电容位于滤波器的前边。在暂态时，由于 L2限制从主输出 电容 C7 中流出的电流，滤波器电容 C9 将供给电路电流。因此 C9 也是低等效 串联电阻、高纹波电流的电容，其值并不比主输出电容小多少。在 C9中将有显 著的纹波电流。通常选取 C9约为主输出电容值的一半，因此所需的滤波电感值 可由下式求出： AN1025 _____________________________________________________________________ 6 此处 LF和 CF是滤波元件，f c是 LC 滤波器的截止频率，当最小工作频率 (fmin)为 50-100KHZ时，f c的优选值为 5-10KHZ。 3.10）VCC元件（R3，C6） 电阻 R3 在启动时为 IRIS40xx 提供偏置电压。直到辅助绕组开始工作并给 VCC连续供电。选取的 C6值应在辅助绕组供电之前能够足以维持 VCC电压高于 UV（负的欠压锁定端）电平。 在启动阶段最不利的情况下需要 VCC提供的最小静态电流为 400µA。考虑 C6的漏电流，在工作时 VCC提供的最小静态电流值增加为 450µA最佳。在最低 线电压时应能供给此电流，因此 R3的值可由下式求出： 对于 C6我们设定它在辅助绕组开始供电前需维持 5ms，由此就可得出所需 C6的值。工作在最坏的情况下，工作电流 ICCmax是 30mA启动电压为 16V，UV 电平为 11V。C6计算公式如下： 此处 ∆t=5ms，∆V=16-11=5V。此公式求出的是最小值，选取相邻较大的标 称值。需要注意的是选取电容值大时会导致在低线电压输入情况下有较长的启 动延迟。因此 C6最好选取相邻较大电容值而不是很大的电容值。 3.11）电流检测电路（R6，R7，C5，D5） R7 是主初级电流传感电阻。R6 和 C5 滤掉了开关管上的电流冲击，产生电 流冲击的原因是谐振电容 C3 的存储电荷和变压器的绕组间电容。D5 一般是很 小的肖特基二极管，用来限制源极到地之间可能出现的负电压。 R7的计算公式为： AN1025 _____________________________________________________________________ 7 此处 IP是第 3.4）节得出的初级峰值电流, 0.78V是 IRIS器件的 VTH1门限电 压。D5 选用 1A 30V 的肖特基二极管通常就足够了，但在许多实际应用中可以 不需要 D5。 R6的取值范围通常为 500Ω-1Kω，其原因将在后面陈述。 C5和 R6构成了一个低通滤波器，在 500KHZ时有 3 db的衰减，要确保 3 db 点高于电源最大开关频率，但它要能阻止进入 FB脚的高频噪声。 通过设定截止频率和 R6的值就可以计算出 C5的值： 3.12）延迟电路（D3，D4，C4，C5） 延迟电路是用来把准谐振信号从辅助绕组反馈到 FB（反馈）引脚，同时 它也为 IRIS40xx的内部锁定电路提供 1.35mA的维持电流。 D3 和 D4 是简单的低压快速开关二极管，典型的如 1N4148 或其它类似的 二极管就足够了。延迟电路的等效电路如下面的图 2（忽略了电容 C4）。 由等效电路可以用下面的公式求出所需的 R5值： 此处 I是延迟电路的峰值电流，设定它为 5mA。 AN1025 _____________________________________________________________________ 8 3.13）吸收网络（D1，C10，R11） 计算吸收网络时需要知道变压器的漏电感。一个简便的方法就是取其为初 级电感的某一百分数；另一个方法就是短路次级，在初级实际测量漏电感。如 果变压器结构合理，所用导线适合，由此得出的结果很理想。 所需缓冲电压计算公式如下： 此处 VR是由次级到初级的反射电压。通常我们设定此值约为 100V。 二极管需要能够承受住最小缓冲电压与最大 DC总线电压的和电压。因此： 电流的额定值不需要与缓冲器中的均方根电流一样大，它通常相对较小， 所以常常使用 1-2A 的二极管。二极管应是快恢复型的以便在 IRIS40xx 中的 FET导通时减小反向流通电流。 吸收电容和电阻的计算公式如下： 此处 fDCmax是最大 DC总线电压时的频率，一般地 fDCmax是 fmin的 2倍。 3.14）电压控制回路（OP1，R4，D1，R8，R9，R10，C11） 图 1 电路中的电压控制回路使用 LM431 提供输出电压的控制，这一方法 提供的输出电压精度可能是最高的。但是还有其它可选的方法，譬如可用一个 简单的齐纳二极管代替 LM431，为了降低成本齐纳二极管放在辅助绕组侧，去 掉了光耦，但是此法的精度很低，因为它依赖于辅助绕组和次级绕组间的耦 合。 AN1025 _____________________________________________________________________ 9 为了计算的目的这儿我们使用图 1中的电路。首先固定光耦的增益为 1，R9 和 R10的计算依据把输出电压分割为 LM431参考电压的一个简单分压器，计算 公式如下： 此处 LM431 的参考电压 Vref=2.5V，设定 R10 的值，由此计算 R9 的值 （R10不小于 1KΩ）。 最大反馈电流依赖于 R6 的值。现在我们将会看到为什么要把此值设定在 500Ω-1KΩ之间。 R6和 IRIS40xx器件的 Vth1电压（典型值为 0.78V）决定了电压控制回路的 最大反馈电流，设 R6为 680 Ω，因此可以求出 IFBmax： 在上例中 IFBmax为 1.15mA。 依据光耦中二极管的最大正向电流、正向电压、参考电压和输出电压来计算 R8的值： 由光耦的电流-集电极电压特性可以看出晶体管的压降对应于 IFBmax处的最大 反馈电流。R4计算公式如下： 最后一步就是稳定控制回路，使它能够应付穿过变压器边界引起的相移， 这一点可由电容 C11 来实现，C11 的值通常在 0.01-0.1µF 之间。和精确的模拟 控制回路的响应，它的极点和零点，以及精确的对它们进行补偿相比，这是很 大的一个简化，而且上面的方法通常就足够了。 IR Xi’an Application Centre