反激变换器辅助电源的设计

辅助电源部分辅助电源设计采用UC3842A芯片，具体设计过程如下1、功能指标参数交流输入电压范围：％=90~265V电网电压频率：=40~60Hz最大输出功率：Pout=30W输出电压：V）»15V效率：n=85%开关频率：fs=60kHz2、电路原理图图1反激变换器电路原理图3、主电路参数设计3.1变压器设计（1）根据AP值选择磁芯面积乘积AP为绕组窗口面积（Aw）和磁芯横截面积的乘积（Ae）。同时，将AP值与输入功率联系在一起，可以得到以下 公式 小学单位换算公式大全免费下载公式下载行测公式大全下载excel公式下载逻辑回归公式下载 ：AP=hB^1.1434cm其中，Pin是额定输入功率；△B为磁通密度变化量，一般为0.2T;Kp为磁芯窗口有效使用系数，一般取0.2~0.4;Ku为绕组填充系数，一般取0.4~0.5;Kt为均方电流系数，等于直流输入电流与最大原边电流的比值，一般取0.7~1.4;K=Kp*Ku*Kt为铜有效利用系数，一般取0.1~0.2。111*PAP—__—(fs*AB*Kp*Ku*经过计算，AP约为1.143(11.1*36=60*103*0.2*0.32*0.4*0.711.143=0.318cm4Kt丿0.318cm4。为了保证足够的功率裕量，选择TDK系列EI33/29/13磁芯，AP422=1.5854cm，代=118.5mm，代=133.79mm。(2)原副边匝数计算输入平均电流：IavFOut30*Vin(min)727(A)0.85*127其中：Vin(min)为最小直流输入电压，Vin(min)=90*、、2-1.0：127V；输入电流峰值大小：2Iav(1k)*Dmax其中：p1k，根据经验，当P>40W时，K=0.5~0.6;当P<40W时，K=0.35~0.45。Ip2Ipk本设计中，P<40W，k取0.4；为了保证工作于DCM模式，占空比最大值取Dmax=0.4，所以有:Ipk2Iav(1k)*Dmax2*0.27(10.4)*0.4:0.96(A)初级电感量:LpVin(min)*Dmax127*0.40.96*60*10:0.882*10“(H)最小原边匝数:叫(min)Lp*lpk4*B_Vin(min)*TQn(maX)*108A/ABV^(min):最小直流输入电压(V)；Ton(max):最大导通时间，(S)；B:磁心磁通密度变化量，单位：高斯，一般取值范围为：1000~2500高斯;Ae:磁心有效截面积，选用EI33/29/13磁芯，其Ae=118mm2=i.i8cm2Np(min)凡他)*匚⑴叱*®8二127*0.4*16.7*10*1081.18*160045匝副边匝数:“M+Vd)*Np*(1—Dmax)(15+1)*45*0.6+Ns--p—9匝Vin(min)*Dmax127*0.4Ns：副边匝数；Np:原边匝数；Dmax：最大占空比；V-:输出整流二极管压降;取Ns=9匝辅助供电绕组匝数：Vf+19X6审N辅助=Ns9匝；V-116(3)绕组线径选择电流密度取J=500圆密尔/A;由于趋肤效应，绕线表面电流大而内部电流小,开关电源设计时，单根线径不得超过趋肤深度的2-3倍；趋肤深度计算公式：6.6165.5d,K(温度T=20°C)带入参数：f=60kHz，温度T=20C6.6165.5趋肤深度：duK=厂0.267(mm)JfV60*103选用线径d=0.38mm的铜线作为绕组导线。单根导线的圆密尔数：兀2-*1000吒224（圆密尔）0.5066Ipk=0.96A，平均电流为3.14*0.19S*1000-0.5066原边电流峰值为Irms=*>/Dmr=0.35(A)原边绕组绕线根数：I*ILm—1(根)副边绕组绕线根数：n2Irms2*JSi2*500224其中Irms2=2A综上可得变压器参数，如表(1)所示:表(1):变压器参数表绕组单根绕线线径绕组匝数绕线根数原边0.38mm451副边—0.38mm94辅助输出0.38mm91磁芯EI33/29/13(PC40)骨架EE33(6+6)3.2保险丝选择当输入最低、负载最重时，输入电流有效值为考虑留有一定裕量，根据前面计算可知，当输入电压为90V时，输入电流峰值为0.96A，故保险丝的耐压耐流为250V、2A。3.3整流桥选取最大交流输入电压为265V，整流后电压约为400V，考虑电压留有1.5~2倍裕量，电流留有2~3倍裕量，选取整流桥型号为KBP206，其可承受最大电压为600V，最大电流为2A；3.4选取输入滤波电容整流桥前端用SR公司生产的0.1uF/275V滤波电容；整流桥后端用Nitsuka公司出产的1uF/630V滤波电容，滤除整流后电网中的高频纹波干扰；电路输出功率为30W，一般储能电容的选取原则为1W/(1~2uF)，为保证足够裕量，同时降低输入电网侧电压波动，则选择滤波储能电容为100uF/450V；3.5选取开关管由前述可知原边电流峰值为0.96A，开关管耐压为500V，考虑一定裕量，则选取开关管为13N50C，耐压耐流值为500V、13A。3.6峰值电流检测电阻选取考虑成本问题选择电阻检测开关管电流，检测电阻R^fh/O.96"^，检测电阻功耗约为1W，选取为1Q2W的金属氧化膜电阻。电流误差放大器正向输入端最小反馈电阻受限于误差放大器的拉电流（0.5mA）,和经过2个二极管压降（1.4V）到达电流误差放大器反向输入端的电压，其中电流误差放大器反向输入端的电压等于稳压二极管钳位（1.0V）3倍,于是有：尺十3"讪，册0.5mA实际过程中考虑电压留有一定裕量，取3脚对开关管漏极电阻12K3.7副边二极管选取考虑副边电流有效值为2A，电流留有一定倍裕量，快恢复二极管选用FR307,其最大正向流通电流为3A，最大反向耐压为700V。3.8输出电容和输出小型LC滤波器的选取根据输出功率和电压纹波要求，一般选取纹波电压为输出电压的1%,即0.15V，满载时输出电流I=2A，考虑到电容的ESR所形成的尖峰电压，取较大的输出滤波电容可以减小ESR的影响，综合考虑，选取输出电容为2200uF/63V;滤波电感L=10uH,输出高频滤波电容为1uF/63V和0.1uF/63V并联。3.9RCD钳位电路设计由于钳位电路中R和C值都比较大，因此钳位电容在每个开关周期都不会有太大变化，用一个恒定值Vciamp来表示电容两端的电压，则有Vciam》0VBR（DyVi亍ma0・9W00二311,其中V（Vr）DSS开关管最大耐压为钳位电阻：2(Vclamp-Vor)Vclamp2(139-75)139R2216(K'」)llk(Ip)2fs20ux0.962x60k其中Vor副边折射到原边的电压,500V，Vnmax为最大直流输入电压为311V。钳位电容：Vclam^Rf/0.0213913：6K60Km°52(UF)；llk变压器漏感值;折中考虑钳位能力和钳位电阻上的功率损耗，最后确定取值R2=10K/3W的金属膜电阻，取C401=0.1uF/600V的薄膜电容，二极管选取快恢复二极管FR307,耐压700V，能持续流过2A电流；3.10芯片供电启动与供电电路如图（4）所示，查阅TI公司出产芯片UC3842A，芯片启动电压大于等于16V，启动电流大于等于1mA,这里选择为2mA,则启动电阻R卄占=器56-，芯片启动后电路开始工作，这时候芯片供电就由辅助绕组提供，计算方法与反激变换器普通输出计算方法相同。图(4)启动与供电3.11控制电路参数设计反馈采样电阻设计反馈采样部分电路如图⑸所示，TL431基准电压为2.5V，则分压到TL431参考端的电压应为2.5V左右，由TL431数据手册可知，只要流入TL431参考端的最大电流小于2uA，则不影响电路正常工作，经分析知只要11大小为250uA到几毫安范围内，则不会影响结果的正确性，这里经过计算取R110_仁10KQ,28KRp1=5KQ,R17=2KQ，此时I1大小为15/(17K)〜0.88mAJV2.5V，满17K足要求。1Vo图(5)采样电路光耦隔离部分参数设计光耦隔离电路如图(6)所示，光耦部分与UC3842补偿部分一起构成整个电路控制器部分，这里选取R17为1KQ,图中，R10和R11的作用是给TL431提供工作电流并能确保光耦原副边有适当电流，即Vfb有适当电压，为2.5V左右(因为uc3842的参考电压为2.5V)，以保证电路正常工作；由TL431数据手册可知，其最小阴极电压和工作电流分别为2.5V和1mA，因此R10和R11的设计要满足一下条件：Vo-Vd-2.5lri0-Ifb1mAR11式中，Vd为光耦二极管正向压降(通常为1V),Ifb*R17为Vfb提供适当电压，这里Ifb取1mA，则可得到R1(K1.5K莒R1K1KQ,这里取R10=47CQ,R11=1©;图中C12与Rupper形成一个零点，零点频率比所设计的剪切频率小，控制电路中剪切频率取为开关频率的1/10~1/20,这里取开关频率1.5KHZ，零点频率趣取为1KHz，即1/(2二*C12*Rupper)=1K，Rupper=14.2KQ，则可计算得C12为10nF。图(6)光耦隔离电路Rjpperrlower振荡电路参数设计根据TI公司给出的UC3842A芯片 资料 新概念英语资料下载李居明饿命改运学pdf成本会计期末资料社会工作导论资料工程结算所需资料清单 ，考虑CT值不宜过大取CT=4700PF,选取SR公司出产的WIMA电容，电阻RT=5.6K，即就是R7=5.6K,C9=4700PF175由fs=-—得出振荡频率fs=66.5kHZ，符合设计要求。CtRt控制器参数设计根据系统的闭环传递函数，可以判断该系统是否稳定。一般情况下，只要设计适当的补偿网络，使系统闭环回路增益的相位裕量为45度以上，并以-20dB/dec的斜率穿过剪切频率，就可以保证系统稳定工作。补偿网络的类型由系统的传递函数和补偿要求来决定，采用峰值电流控制的flyback变换器的闭环传递函数框图如图(8)所示。图(8)反激变换器闭环系统传递函数框图图中Gveo(s包括了调制器和占空比到输出部分的传递函数，H(s)是采样部分传递函数，各个传递函数的表达式如下：GvEo(S)=VnY(Rofs/(2Lp))Lp/(Vn冬)VcEO(S)H(s)=RlOWERRlower&pperResrCOS'1RoCo23.7564K=127.V282u82u1270.25ResrCoS1RoCOs1控制框图中，将UC3842补偿部分和光耦隔离部分作为控制器部分，在交流小信号分析中，这里将采样部分也归入控制器设计中，则补偿前回路增益函数为：Gveo(s)Vo(S)Vin..(Rofs/(2Lp))Lp/(VinRs)/3Vceo(S)82u6510_6s1331270.254.12510s1其极点频率为fp=38Hz,零点频率为fz=2.5KHz,由Gveo(s)可知：Gveo(s)的低频段直流增益偏低，为了提高直流增益，可以在补偿网络中引入一个积分环节；Gveo(s)含有一个极点，它会引起相位滞后。因此补偿网络应该一个零点，用来抵消极点对相位滞后的影响。为了使补偿后系统的高频增益迅速衰减，要求补偿网络除含有一个零极点外，至少还要含有一个非零极点。综上分析，补偿网络需包含一个零点，一个零极点和一个非零极点，等效电路如图(9)所示，对应的传递函数为VCEOGc(s)=Vo(s)(s)R2R2C1s1—1"R2C1sR2C2s+1R1VoR2R1C1—IFVceoVref图(9)补偿网络等效电路图由于在本设计中uc3842的补偿部分和光耦隔离部分组合形成PI调节器，光耦部分的传递函数（电路如图（6）所示）为:Gd(s)Vfb(s)Vo(s)R17RjpperC12s1R10RUPPERC12sGC1(s)Vfb(S)Vo(s)这里CTR是光耦电流传输比，PC817C的CTR=2~4,这里取值为3,则CTrR17RjppeC12s■1R10RUPPEC12s3丄竺叫0.4714210s系统补偿前回路增益函数的BODE图如图（10）所示；根据采样定理，为了保证系统稳定，补偿后截止频率fc必须小于开关频率fs的一半。实际上为了更好地消除开关频率上的纹波，通常将fc取为开关频率的1/10〜1/20,由图（9）可知，在f=1K~2.5K段内，增益斜率为-20dB/dec,为补偿方便，故选取截止频率fc=1.5kHz。由于UC3842的补偿部分和光耦隔离部分共同组成PI调节器，又由（1）式和图（9）可得，UC3842的补偿部分只需要一个直流增益为1的单极点，电路如图（11）所示，其传递函数为：20-90Luaucesa^hGc2（S）VCEO(s)VFb(s)R4R18R4C8s1-—.■*111hr--System:gFrequency(Hz):1.52e+003Magnitude(dB):-18■-Gm=Inf,PBodeDiagramm=107deg(at157Hz)一.,i..i„.1..E..；0110210310Frequency(Hz)41010510补偿前的BODE图图(10)R4R18CEO■C8图（11）uc3842补偿电路这里，选取R18=100©，极点频率只要比fc大，比开关频率的1/2小就行，这里选取为极点频率为10KHZ，贝U由此可得C8=150PF,补偿网络等效传递函数为：Gc(s)二Gci(s)Gc2(s)VCEO(s)Vo(s)=6.414210-s1614210_s1915010_s1BodeDiagramGm=Inf,Pm=78deg(at1.49e+003Hz)图(12)补偿网络和补偿前后系统BODE图图(12)绘出了补偿网络和补偿前后系统的波特图。由图可见，补偿后系统的低频增益提高，中频带变宽，高频增益迅速衰减；并且以-20dB/dec的斜率穿越剪切频率，与设计期望一致；同时相位裕量为78度左右，达到了系统的稳定要求。元件清单:CommentDescriptionDesignatorFootprintLibRefQuantity104/1000VC31RAD0.3CAP1CapPol1PolarizedCapacitor(Radial)C32RB5.0/10CapPol110.1U/630VC33RAD0.4CAP11uF/630VC34RAD0.4CAP1100uF/450VC35RB10/22ELECTOR11CapCapacitorC36RAD-0.3Cap1CapCapacitorC37RAD-0.4Cap10.1U/275VC38,C39RAD0.4CAP2104C40RAD0.4CAP1CapPol1PolarizedCapacitor(Radial)C41RB2.0/5CapPol11104/275VC42MPF191408-104V400CAP1102C43RAD0.2CAP1104C44RAD0.2CAP1CapCapacitorC45RAD-0.2Cap11uFC46RAD0.4CAP1472C47RAD0.2CAP1FR207DefaultDiode,DiodeD9,D10DIODE0.4Diode2LEDOTypicalINFRAREDGaAsLEDD11LEDLED01FR107DiodeD12DIODE0.4DIODE1DZenerZenerDiodeD13DIODE0.4DZener1250V/2AFuseF2保险丝Fuse21CON2J3接线柱2孔，绿色CON21InductorInductorL3AXIAL0.7Inductor1TRANS1L4UU10.5TRANS11CommentHeader,2-PinP3接线柱2孔，绿色Header21IRF840N-ChannelPowerMOSFETQ5TO-220ABNMOS-21NTC9-5.0R33AXIAL0.4VARISTOR1Res2ResistorR34,R40,R42,R44,R46,R47AXIAL-0.4Res26100K/3WR35AXIAL0.7RES21Res2ResistorR36AXIAL-0.7Res215.6KR37AXIAL0.4RES21470R38AXIAL0.4RES21100KR39AXIAL0.4RES2120/2WR41AXIAL0.6RES2110kR43AXIAL0.4RES211.0/2WR45AXIAL0.7RES21RPotPotentiometerRp1VR5RPot1RES2T4EI3301(6+6L)BYQ1KBL206DiodeBridgeU6RS2100BRIDGE11UC3842U7DIP8UC38431PC817OptoisolatorU8DIP4-9.0OPTOISO11TL431U9TO-126TL43111