基于TMS320F2808光伏并网发电模拟装置

基于TMS320F2808光伏并网发电模拟装置 摘要:本系统涉及三大关键技术:全桥驱动电路、H桥功率变换电路、低通滤波 器。系统以全桥驱动电路为核心，以TMS320F2808数字信号控制器为主控制器 和SPWM信号发生器。根据输出电压采样值，调整SPWM信号幅度，实现最大 功率点跟踪。根据鉴相器得到的输出信号和参考信号的频率信息和相位信息，对 相位跟踪。 SPWM信号做出调整，实现频率跟踪和 [关键词] 全桥驱动 H桥功率变换 变频低通滤波器 TMS320F2808 SPWM Grid simulator based on TMS320F2808 Abstract: The system contains three key technology: full bridge driving circuit、H bridge power converter circuit and variable low pass filter. The core of the system is the full bridge circuit and the main controller is the TMS320F2808. The magnitude of SPWM is adjusted based on the output voltage sampling, so that the output power keep being the largest. The output frequency is following the reference frequency based frequency information and phase information from phase detector. [Key Words] full bridge driving H bridge variable low pass filter TMS320F2808 SPWM 1. 引言 我们的题目是 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 并制作一个光伏并网发电模拟装置，将模拟光伏电池发出的直流电转 化为与电网模拟参考信号同频同相的交流电而实现模拟并网。 尽管寻找新能源的工作已经有悠久的历史了，但是能源的日益短缺已经迫使人们更加努 力的寻找和开发新能源。在这个过程中，人们很自然的把目光投向了各种可再生的替代能源。 光伏发电就是其中之一。光伏发电以其能源清洁性、资源的充足性及潜在的经济性等优势， 在世界范围内受到高度重视。随着造价日益降低，其应用越来越广泛。 在工业控制领域，外设丰富，性能强大的通用控制处理器已经成为主流。TI公司生产 的c2000系列DSP便是其中的典型代表，本系统采用TMS320F2808作为主处理器，完成平 台的各项处理功能。 2. 系统指标 本设计达到了该题目 要求 对教师党员的评价套管和固井爆破片与爆破装置仓库管理基本要求三甲医院都需要复审吗 的所有基本指标和的发挥部分指标，并在此基础上进行了扩 展。其测试记录如表2.1。 类序号 项目与指标 测试记录 型 =30Ω时，测量R=30ΩRLS最大= 60.0 VUS 和R=36Ω时的U，分别记Sd功率U= 29.8 V，U= 29.8 V d1d2为U和U d1d2点跟(1) R=30Ω时，测量R=30ΩSL踪功 = 60.0 VUS 和R=36Ω时的U，分别Ld能 U= 29.8 V，U= 29.8 V d1d2记为U和U d1d2 f=45Hz f= 44.75 Hz REFF频率跟踪功能: f=50Hz f= 50.30 Hz R=R=30Ω时，测量(2) REFFSL 不同f下的f REFFf=55Hz f= 55.25 Hz REFF基 本U= 29.4 V I= 0.86 A o1o1R=R=30Ω时，测量效率: SL要(3) U= 29.9 V I= 0.95 A ?60%满分，每降低1%扣1分 dd,求 = 82.9 % , =R=30Ω时，测量u的失真度:RSLo(4) THD= 0.77 % THD?5%满分，每增加1%扣1分 欠压保护功能(有); 欠压保护 (5) 动作电压U= 24.9 V ()dth 过流保护功能(有); 过流保护功能 (6) 动作电流I= 1.45 A ()oth 工艺 基本要求总分 ?80%满分，每降低1%扣0.5分 ,= 82.9 % (1) , THD?1%满分，每增加1%扣1分 (2) THD= 0.77 % 相位跟踪功能:测量不同f下REF:= (<3?) ,,f,45Hz1REF的 ,,R=R=30Ω时，SL发:= (<3?) ,,f,50Hz2REF测u与u的FREF挥:= (<3?) ,,f,55Hz3REF相位差 ,,(3) 部测量容性负载下:= (<3?) ,,f,45Hz1REF分 的 ,,:= (<3?) ,,f,50Hz2REF := (<3?) ,,f,55Hz3REF(4) 自动恢复功能 有 (5) 其他 参数显示，异常报警 表2.1 光伏并网发电模拟装置测试记录 3. 系统 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 3.1 方案论证 由于太阳能电池和蓄电池是直流电源，而负载是交流负载时，故光伏并网发电模拟装置主要是完成DC-AC逆变。 1) 逆变方案 方案一:电压型逆变电路。以大容量电容为储能元件，直流电源电压稳定，输出电压为矩形波或阶梯波，电流波形根据负载电阻，电感，电容属性而有所不同。 方案二:电流型逆变电路。直流电源输出端串接大容量电感，电源输出电流稳定。输出交流电流为矩形波或阶梯波，电压波形近似为正弦波。 方案三:正弦脉冲宽度调制(SPWM)逆变电路。利用脉冲宽度调制技术，以多个脉冲对应一个周期的交流波形，且按正弦规律控制每个脉冲的宽度，可使负载得到相当接近正弦波的输出电压和电流。 方案比较:一方面由于方案三输出是正弦波，可以减小谐波分量，另一方面其采用开关电源技术，功率因数高，因此本系统采用方案三。SPWM信号，经过全桥驱动控制H桥电路的MOSFET管的开关实现。因此SPWM信号的产生决定了整个系统的组成。SPWM信号产生有以下三种方案。 2) SPWM方案 方案一:采用分立元件搭建三角波产生电路，正弦波产生电路，通过比较器比较产生正弦脉宽调制信号，通过逆变电路，完成功率放大，实现逆变。 方案二:采用专用集成SPWM芯片，产生SPWM信号，通过逆变电路，实现逆变。 方案三:采用软件产生SPWM信号，经逆变电路，实现逆变。 方案比较:方案一模块明确，分立元件成本低，但是电路设计复杂，并且不方便对逆变器的控制，调试时间长。方案二电路简单，易于控制，但是需要控制电路的设计，增加了系统的成本。方案三硬件少，功耗小，容易实现闭环控制和改善系统性能。 综合考虑成本及效率问题，本系统选用方案三。系统总体框图如图3.1所示。本系统采用软件产生SPWM信号，经过全桥驱动控制H桥电路的MOSFET管的开关实现，实现逆变。处理器采用数字信号控制器(DSC)TMS320F2808，用软件实现正弦脉宽调制(SPWM)。根据脉宽调制原理，软件计数产生高频三角波，与缓变的正弦波数据进行比较，当计数值大于正弦波数值时，输出高电平，当计数值小于正弦波数值时，输出低电平，从而产生SPWM信号。SPWM信号通过浮栅驱动器IR2010驱动MOS管(IRFB23N15D)全桥，实现功率放大，由低通滤波器滤出功率正弦波，即完成了DC-AC逆变。通过PID算法调节输出脉冲宽度可以改变输出电压的幅值，调节调制信号频率可以改变输出电压的频率，实现了对逆变的控制。 其中TMS320F2808的EPWM模块用来产生SPWM信号;ECAP模块用来接收逆变后正弦信号的频率信息以及其和参考正弦信号之间的相位差;ADC模块用来采样直流源Ud和u的有效值进行欠压和过流 检测 工程第三方检测合同工程防雷检测合同植筋拉拔检测方案传感器技术课后答案检测机构通用要求培训 ;GPIO模块可以和LCD和按键接口实现人机交互。 f Idio1ioTDC-AC RSn1n2 SULCIR2010Uduo1RLuoH电桥滤波器开关驱动器 过流关断SPWMdU开启有效值检EPWMADCn3测电路电压检ADCTMS320测电路ufF2808ECAP鉴相器DSCLCDGPIO按键Uref 图3.1 系统总体框图 3.2 SPWM产生算法 t PWM2 t PWM1 t图3.2 SPWM产生示意图 为了驱动后级H桥电路，SPWM采用双节性调制 方法 快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载 ，如图3.2所示。通过缓变的正弦和高频锯齿波比较产生一对互补对称的SPWM波，然后送往后级电路。正弦波数据可以直接由F2808的BOOTROM的正弦表查出，三角波的载波频率可以通过设置F2808的EPWM模块的周期寄存器(TBPRD)来实现，在每个三角波周期结束将新的正弦数据置入计数比较器(CMPA)，并采用增减计数和互补模式产生对称的PWM波形，这样可以方便正弦信号的调整和提高电路的效率。本系统中采用F2808的EPWM4通道产生一对互补对称的SPWM信号。 3.3 MPPT的控制方法 图3.1中的电压检测模块用来实现最大功率点跟踪(MPPT)功能，由F2808的AD采样输入电压Ud，与最大功率点(30V)进行比较，采用PI算法进行调节。当Ud大于30V时，减小SPWM调制信号的幅度，当Ud小于30V时增大SPWM调制信号的幅度，从而使实现最大功率点跟踪功能。 比例环节，P uP e(t)u(t)c(t)uI30V积分环节，I输入电压Ud 图3.3 PI控制器的原理框图 PI控制器的原理框图如3.2所示。PI控制算法采用增量式PI控制算法，它的目标输入量是输入电压Ud的幅值为30V时的AD输入，实际输入量是输入的电压Ud的AD输入，它们之间的相减得到偏差信号e(t)，然后用PI算式(式3-1)得到控制量的偏差，最后将控制量转换为SPWM的控制数据，使整个系统成为一个闭环系统，实现对SPWM的控制。 ,,，,，,ukPekIek()()(1), ,ukukuk()(1)(),,，,, (式3-1) 其中:u(k)表示控制量，k表示时间;,u(k)表示两次控制量的偏差;e(k)表示目标输入和实际输入偏差，k表示时间;P表示比例系数;I表示积分系数。比例系数P加大，可以使系统的动作灵敏，速度加快，稳态误差减小。P偏大，振荡次数加多，调节时间加长。P太大时，系统会趋于不稳定。P太小，又会使系统的动作缓慢。积分系数I使系统的稳定性下降，I小(积分作用强)会使系统不稳定，但能消除稳态误差，提高系统的控制精度。因此实际中根据具体的数据不断调节比例系数P和积分系数I，使系统达到要求的指标。 3.4 同频同相的控制方法 Uref t uf t CAP in t 图3.4 频率相位信息图 鉴相器模块可实现同频同相的控制。同频同相的控制方法如图3.3所示，鉴相器通过硬件电路将反馈信号u和参考信号U的频率和相位信息通过矩形脉冲的形式反映出来，然后fref 送往F2808的捕捉单元模块(ECAP)，ECAP对上升沿和下降沿，以及上升沿到上升沿的时间进行计数，上升沿和下降沿的时间差就是u和U的相位差，上升沿到上升沿的时间就fref 是u的频率信息，然后通过软件不断的改变SPWM步长与累加器的数值，便可实现频率跟f 踪，通过对SPWM输出起始地址不断进行修正，实现相位跟踪。 3.5 提高效率的方法 1)选用合适的MOS管，其中MOSFET选用IR的IRFB23N15D，它具有较低的栅漏极电流，可以有效的减小开关损耗。 2)使用较低的开关频率，因为功率管开关和磁性材料的磁通变化会带来损耗，使用可以满足DCAC逆变需求的尽可能低的PWM频率，本系统采用12.8KHz，可以有效降低开关管和滤波电感的损耗， 3)本系统采用铁硅铝磁芯制作的电感，铁硅铝磁芯是一种高频损耗较低的磁性材料用它做滤波电感可以降低系统的损耗。 4)本设计使用了低损耗的0.35mm硅钢片的C型变压器。变压器的损耗包含铜损和铁损，采用电流密度较低的绕组可以降低变压器的铜损，而是用较薄硅钢片的变压器可以降低铁损，从而降低了变压器损耗。 3.6 滤波参数计算 L CRSPWM 图3.5 频率相位信息图 经过H桥后的SPWM信号含有大量的高频谐波，一般采用LC滤波器滤除输出电压中的高频谐波成分，从而可以降低输出电压的总谐波失真(Total Harmonic Distortion, THD)。 有用信号频率为45Hz~55Hz。为使有用信号输出衰减小，需使滤波器在低频时输出幅 1.533f,度衰减极小，采用LC型滤波器，其3dB带宽频率为，选截止频率为2KHz，2,LC ,8得。由于LC的参数计算复杂并且准确度低，所以决定采用软件模拟的方法来1.529，10 选择电感和电容的参数，模拟软件用NI公司的Multisim，最后实际选择L=1.6mH，C=9.4uF。 4. 系统硬件设计 4.1 处理器模块 以TMS320F2808作为核心的小系统板，加上外围的LCD及键盘等人机交互设备组成了处理器模块。其中处理器板主要将所有引脚引出，并通过接口和扩展板进行通信。 一(扩展板 扩展板主要实现了对处理器子板的供电和各种接口和功能的扩展其中包括?12V和5V的电源接口，LCD接口，4×4按键管理，双路ADC/DAC接口，UART接口，PWM接口，GPIO接口，蜂鸣器，等扩展接口。处理器需要用到的外设有5V的电源供电，LCD接口，按键管理，UART接口及蜂鸣器。 1) 电源 外部?12V和+5V为系统板供电。使用LM1117电压转化芯片把5V电压转换为3.3V为LCD、蜂鸣器、键盘和与PC机串行通信接口芯片部分电路供电。 2) 液晶显示 LCD选择低功耗HS12864-12，控制芯片st7920;显示格式:128点(行)X 64点(列);工作电压3.3V;8位并行数据传输;内部自建振荡源;具有加电复位功能。 3) 16键键盘 采用4×4键盘形式，可采用中断方式或按键扫描方式获取键值。 4) UART 采用电平转换芯片SP3232后可以实现处理器和PC机通信。 5) 蜂鸣器 采用三极管驱动蜂鸣器。 二、处理器小系统板 1) 电源 扩展板上的5V电源可以为处理器板提供所有供电，然后通过电源管理芯片TPS70151来为处理器TMS320F2808提供1.8V的核电压和3.3V的I/O电压，处理器上的模拟电源供电直接由数字电源部分滤波得到(如图2.1)。TPS70151的通道一最大提供500mA的电流，通道二提供最大250mA的电流，而TMS320F2808全速工作时两个电压均不超过250mA，所以可以满足供电要求，并且TPS70151电路提供了F2808需要的上电顺序和复位信号。 NC VCC120VDD33AVDD33NCNCL1Ferrite Bead21219VIN1VOUT121318C1C2VIN1VOUT1BLM31PG391SN1C3417R110uF10uFMR1VSENSE1/FB10.1uF516250KMR2PG1615RESETENRESET714S1SEQVSENSE2/FB2813VCC18AVDD18GNDVOUT2L2Ferrite Bead912VIN2VOUT21011C5C6VIN2NCBLM31PG391SN1C710uF10uF0.1uFU1TPS70151 GNDAGND 图4.1 F2808的电源管理电路 2) 主处理器 如图2.2，主处理器TMS320F2808采用外部20MHz无源晶振作为时钟产生电路，并通过JTAG接口电路实现与仿真器的接口设计。所有GPIO和ADC输入引脚通过接插件引出，从而方便电路的设计和调试。GPIO和外部电路连接实现以下功能:EPWM产生、ECAP、 LCD控制、按键扫描、以及GPIO等等。通过跳线编程F2808的GPIO18、GPIO29、GPIO34引脚可以实现设备引导模式的选择。 VDD33P7R9R1012TMSTRSTR11250K250K34TDIGND56250KPD(VCC)No PinGND78C9TDOGND910TCK_RETGND1112TCKGND0.1uF1314EMU0EMU1FFppGND99JTAG3C17C183Y1C19120.1uFC20RESET0.1uF20MHz86806871063454UTMS320F28083947GPIO0IS21OKTVSS2AGNDGPIO0/EPWM1ADRXX1344GPIO1UDCTVSS1AGNDGPIO1/EPWM1BXTTOTMS2545GPIO2TRSTKEMU1EMU0VSSAIOGPIO2/EPWM2AL1448GPIO3AGNDXCLKINVSSA2GPIO3/EPWM2BCAVDD1851GPIO4XTEST2(NC)TEST1(NC)GPIO4/EPWM3A4053GPIO5VDD2A18GPIO5/EPWM3BAVDD331256GPIO6VDD1A18GPIO6/EPWM4A2658GPIO7VDDAIOGPIO7/EPWM4B1560GPIO8VDDA2GPIO861GPIO9GPIO99464GPIO10VSSGPIO108970GPIO11VSSGPIO11871GPIO12VSSGPIO127795GPIO13GNDVSSGPIO13698GPIO14VSSGPIO14629GPIO15VSSGPIO155550GPIO16VSSGPIO164952GPIO17VSSGPIO174154GPIO18VSSGPIO18/BMS01157GPIO19VSSGPIO19263GPIO20VSSGPIO20VDD3367GPIO21GPIO219671GPIO22VDD3VFLGPIO2272GPIO23GPIO238283GPIO24VDDIOGPIO24/ECAP16591GPIO25VDDIOGPIO25/ECAP24699GPIO26VDDIOGPIO26/ECAP3VCC18379GPIO27VDDIOGPIO27/ECAP49392GPIO28VDDGPIO28/SCIRXDA854GPIO29VDDGPIO29/BMS1/SCITXDA686GPIO30VDDGPIO30597GPIO31VDDGPIO3142100GPIO32VDDGPIO32105GPIO33VDDGPIO33O43GPIO34GPIO34/BMS2LCDADCINA0ADCINA1ADCINA2ADCINA3ADCINA4ADCINA5ADCINA6ADCINA7ADCINB0ADCINB1ADCINB2ADCINB3ADCINB4ADCINB5ADCINB6ADCINB7AADCRESEXTADCREFINADCREFPADCREFM323333 7C31C32R13AAAAAAAABBBBBBBB0.1uF0.1uF250K AGND 图4.2 处理器TMS320F2808电路 4.2 DC-AC逆变电路 DC-AC逆变电路完成将SPWM信号功率放大的功能，并且要求很高的放大效率。本系统选用IR2010浮栅驱动器对H桥进行驱动，该驱动芯片耐压高达200V，输出电流3.0A，输出电压10-20V，开通关断典型时间分别为95ns和65ns。功率管选用高耐压，导通电阻小，开关损耗小的高效MOS管IRFB23N15D。高效率的驱动电路和MOS管可以保证系统的整体效率。 一、全桥驱动电路 如图2.3，用两个半桥驱动器IR2010组成一个全桥驱动电路。IR2010采用3.3V的逻辑电源和12V的低端驱动通道电源，直接将处理器产生的一对互补对称的SPWM信号加到IR2010的逻辑信号输入端，IR2010的驱动通道输出端的SPWM信号是和输入逻辑同相位的，因此可以实现对H桥的开关控制。IR2010的关断控制端(SD)可以接收过流保护电路的关断信号，来实现过流保护功能。 +12V10UfC2 C3 104GNDR1GND10KU1GND10K141LO1NCLOD2132VSSCOMR4LIN1GATEKILL123LINVCCC5C647114SDNCR510uF104HIN1105VS1GNDHINVS47+3.3V96VDDVBR887HO1C7C8NCHO10K10KIR201010uF104C9 GND104GNDGNDR1110KU2GND10K141LO2NCLOD3132VSSCOMR12LIN2123LINVCCC10C1147GATEKILL114SDNCR1410uF104HIN2105VS2GNDHINVS47+3.3V96VDDVBR1587HO2C12C13NCHO10K10KIR201010uF104 GND 图4.3 全桥驱动电路 二、H桥功率变换电路 H桥功率变换电路如图2.4所示，它由4个MOS功率管(IRFB23N15D)Q1~Q4构成，每个MOS管构成H桥的一个桥臂，OUT1、OUT2可以外接负载。由F2808产生的互补对称的SPWM信号经过全桥驱动电路实现对H桥的开关控制:当Q2、Q3同时导通，Q1、Q4同时截止时，输出电流方向由OUT1到OUT2;当Q1、Q4同时导通，Q2、Q3同时截止时，输出电流方向由OUT2到OUT1，从而实现了DC-AC逆变。 POWER C1100V/470uFC4100V/470uFC20104-250V-CBB GNDQ1R2R3Q2IRF640HO1HO2IRF64010101010 R6R7VS1OUT1OUT2VS210101010Q3R10R9Q4IRF640LO1LO2IRF64010101010 VOLR13100m GND 图4.4 H桥开关电路 4.3 过流检测电路 如图2.5，VOL管脚输入来自H桥低端取样电阻上的电压，由电阻R16、R18、R20、R21决定预置的门限电压，当采样电压高于门限时，比较器LM2903输出上升沿，将触发器74HC74的1D端高电平锁存到1Q端，而1Q端连接至IR2010的SD端，从而关闭整个H桥输出，实现过流保护。1Q端同时接到F2808的GPIO上，通过软件检测过流信号，一旦过流可以通过CLR信号将1Q清零，实现过流的自动恢复。 R17+3.3V470K+3.3V470kR16VOLR19U36.2K4.7K141CLR+3.3V6.2KVCCCLRR184.7K132382CLR1D123CUR_OVER110K2D1CLKU4A114210k2CLKPREC17R20C16105GATEKILLLM2903M2PRE1Q10210K1039642Q1Q10210k103872QGNDSN74HC74R21C18C1910K10210310k102103 图4.5 过流检测电路 4.4 输入电压检测电路 如图2.6，输入电压Ud通过电阻分压，调理至合理的输出范围，以电压跟随器的形式接入运放，从而减小输出阻抗，输出信号Ud-OUT可以直接接到F2808上的ADC输入引脚上。 +12Ud U172OP07IN-+CCR16Ud-OUTVOUT910K-3CIN+CVR24C1110K0.1uF-12 GND 图4.6 输入电压检测电路 4.5 反馈电压检测电路 如图2.7，通过有效值测量芯片AD637，将反馈信号Uf的有效值整理成直流分量送入F2808的AD输入，从而可以在软件中进行相应的幅度调整。 GND Header 2P1 D1+121212VP2P31111R3+12+12P4R44K71D2U2GND20012V116P51BUFF INBUFF OUTR5215NCVIN1314200COMNC2413R6R7OUTPUT OFFSET+VS512200200Header 2CS-VSGND611DEN INPUTRMS OUT710GNDdB OUTPUTCAVC2C3C4C589GND1NCNC1uF1uF0.1uF0.1uFC6R82K2AD637P610.1uFGNDGNDGND 图4.7 反馈电压检测电路 4.6 鉴相电路 鉴相电路如图2.8所示，将反馈电压Uf和正弦参考电压Uref整形通过稳压二极管和运放整形为矩形波，F2808根据矩形波电平进行计数，计数值反应频率信息，因此根据计数值改变SPWM步长，便可实现频率跟踪。相位信息可以通过两路矩形波的时差得到，两路矩形波作为边沿触发器的时钟信号，从而将矩形波的时差通过触发器的输出phase_out的高电平的脉冲宽度反映出来，phase_out接到F2808上的ECAP上，F2808根据该脉宽信号对SPWM输出起始地址进行修正，实现相位跟踪。 VCC3.3 R7+12U2A425MC74HC74ANphaseoutPRDQR1UrefU1A8470KR51K2TL0823CLKR31freout10KC1D136QCLR100pF3v稳压管2KD3GND3.3V稳压管41 -12 VCC3.3 R8U1BGND470KU2B10R2UfTL082129MC74HC74AN8PRDQR61K6R410K711CLKC2D253V稳压管100pF2K8QCLRD4GND3.3V稳压管413 GND 图4.8 鉴相电路 5. 系统软件设计 5.1 软件结构图 系统软件设计采取模块化设计方法，将完成特定功能的子程序组合成功能模块，由主监控程序统一调用。软件结构图如图5.1所示。系统软件包含的主要功能模块有:初始化模块，中断模块，按键模块和LCD模块。软件总体框图如图5.1所示: 系统初始化 PWM4中断GPIO初始化 PIE初始化 初始化模块主监控程序中断模块 外设初始化 PID 初始化按键模块timer0中断LCD模块 ADC 初始化 图5.1 软件总体框图 5.2 初始化模块 初始化模块负责系统F2808、外设、以及PI控制的初始化操作。F2808的初始化包括系统初始化，GPIO初始化，PIE初始化，EV模块初始化，PID初始化及ADC初始化。 系统初始化模块中禁止了看门狗模块，并且配置了系统时钟，本系统中将F2808的系统时钟配置为100MHz，高速外设时钟配置为10MHz，没有使用低速外设时钟。使能ADC，EPWM4，ECAP3的时钟。GPIO初始化模块中，所用的I/O口根据系统的功能要求和连接将其配置为外设功能或GPIO。PIE模块初始化包括中断控制寄存器和中断向量表的初始化。外设初始化中包括EPWM，ECAP，timer0，ADC外设的初始化，以及用于人机交互的菜单初始化和用于PI控制的初始化。 外设模块是系统的主要部分，用于产生SPWM信号，捕捉正弦信号的频率和相位信息，采样外部信号，并提供整个系统的节拍。全局变量的初始化包括程序中所要使用的各种标志变量及参数的初始化。 5.3 中断模块 中断模块包含PWM中断和timer0中断。PWM中断服务程序中采用DDS算法实现SPWM的产生，SPWM的置数门限设置为8192，在系统时钟设置为100MHz的前提下，中断频率即SPWM开关频率为100M/8192=12.8kHz,中断内设置了大小为512000的dds累加器，所得频率稳定度为100M/8192/512000=0.238Hz,达到设计要求。timer0中断周期为100us，在中断中设各种时钟分频，为波形的频率、幅度、相位调整设置为周期20ms的中断，为键盘扫描程序设置为周期为100ms的中断等，并为前台程序的使用提供各种标志位。 5.4 软件流程图 软件的主要算法是用TMS320F2808的PWM模块实现SPWM信号输出，并用PI控制算法实现对正选信号的幅度调节，从而实现要求的系统功能。其软件流程图如图5.2。系统初始化完毕以后通过ECAP捕获的频率相位信息来修改SPWM信号;通过ADC采样的输入电压和输出电压，用PI算法调节正弦信号幅度的稳定;并且不断进行欠压和过流检测，进行报警和自恢复。 初始化 Y同步脉冲到来测量脉宽、频率 N更改SPWM信号 频率和相位Ud、Uf采样 计算Io YIo异常过流保护 N Y过流状态过流恢复N N YUd欠压,欠压保护 N Y欠压状态,欠压恢复 N PI调整SPWM系数 显示Ud、Uo 按键事件 Y 按键处理图5.1 软件流程图 6. 系统关键设计与创新 本系统设计的关键包括以下几点:硬件上的DC-AC逆变电路设计;检测电路的有效值检测电路和鉴相器电路。软件上主要是软件产生相位、频率、幅值稳定的SPWM信号。 创新点如下: (1)鉴相器的设计采用TI公司推出的比较器来实现对被测信号的整形，方法经济、简单、实用，可以及时将输出正弦和参考正弦信号的频率信息和相位信息反馈给F2808，因此反应 ,速度快，反应时间在毫秒级内，并且频跟踪的相位差在以内。 3 (2)系统采用TI的TMS320F2808为CPU并加上外围辅助设备，并配有人机交互外设，有过流和欠压报警以及自动恢复功能，能够长时间稳定的工作。 7. 评测方法及结论 7.1 测试仪器: Tektronix TDS1002 DIGITAL STORAGE OSCILLOSCOPE 一台; MOTECH FG708S DDS Function Generator 一台; MOTECH LPS-305 数字式线性直流稳压电源 两台; TAITAN DT9295 数字式万用表 三个; 一台; HP电脑 7.2测试方法步骤及数据 1) 最大功率跟踪测试 R=30Ω时，测量Rs=30Ω和Rs=60Ω时的U，此时用万用表测试U为60.0V，两次的LdsR两端电压均为29.8V。可见，最大功率跟踪稳定，达到了系统1%偏差的指标要求。 s 2) 频率跟踪测试 端，改变U的频率从45Hz到55Hz，将示波器接到R测信号发生器方波输出接到UREFREFL量端子测量输出频率，如表7-1所示。由表可见，频率跟踪稳定，达到了系统1%偏差的指标要求。 f(Hz) 45 50 55 REF f44.75 50.30 55.25 F 表7-1 频率跟踪测试表 3) 效率测量 在Rs=R=30Ω时，用万用表直流档测量输入电压电流，万用表交流档测量输出电压，L PUI，oo1o1,,，100%,，100%进而计算出输出电流。根据公式计算逆变效率得PUI，do2o2 ,,82.9%。逆变效率大于80%，达到了发挥部分80%的指标要求。 输入电压U(V) 输入电流I(A) 输出电压U(V) 输出电流I(A) ddo1o1 29.8 0.925 25.5 25.5/28.5 表7-2 4) 欠压保护测试 首先将电压值跳到欠压临界值附近，缓慢减小输入电压，使U减小，用万用表观察Udd欠压保护的临界值;将示波器探头接到R端，测量从电压稳定输出到无电压输出响应时间。L 再将电压逐渐增大，测量从无电压输出到稳定输出的响应时间。 测得欠压临界电压为25.2V。经测量，系统可以自动恢复，响应时间约为500ms，达到发挥部分响应不超过1s的要求。 5) 过流保护测试 将万用表调为交流电流测量模式，串入负载电路，减小负载，使输出电流接近临界保护电流，缓慢调节负载，测出临界电流值;将示波器探头接到R端，测量响应时间。 L 测得过流保护电流为1.51A。经测量，系统过流故障排除后，可以自动恢复，响应时间约为700ms，达到发挥部分响应不超过1s的要求。 6) 相位跟踪测试 将变压器U端接到反馈电压测试端，信号发生器正弦波输出接到U端，示波器双路fREF分别接到U测量端，和U测试端，观察两波形相位差。 fREF 经测量在不同的f下，相位差均小于3?。 REF 7) THD测量 由于条件限制没有谐波失真测试仪，所以通过电脑上的声卡采集输出信号并用应用软件“Multi-Instrument(万用仪)Pro 3.2”进行THD测量。测得THD为0.77%，由于声卡采样误差较大此值精确度不高。 8. 总结 根据上述测量结果，可以看出本系统除了THD指标不确定外，达到了所有的基本指标和发挥部分指标。 对于最大频率点跟踪功能，在不同的负载和源阻抗下，相对偏差的绝对值为0.6%;对于频率跟踪功能，当f在给定范围内变化以及加非阻性负载时，均能保证u与u同相，REFFREF相位偏差的绝对值?3?;对于欠压和过流保护功能，系统可以及时的报警和显示报警原因，并在1s内自动恢复，欠压保护的动作电压在24.9V，过流保护的动作电流在1.45A。 THD指标由于实验设备的限制，无法直接测出，所以采用声卡采集输出信号，并用电脑上的应用软件进行THD检测，所以该指标并不是很精确，希望在实验设备允许的情况下重新测量。 各项评测指标表明本方法是切实可行的。实践证明该系统实现成本低，易于调试，可靠性较高，并且可以大大降低输出滤波部分的电感和电容体积，提高逆变器的效率。 另外，本设计还加入了对整个系统的控制功能，以及参数显示功能。进一步设想可以简化系统方案，可用于工业化的控制，CPU可以采用更加经济的TMS320F28027并去掉人机交互外设，利用CAN总线实现多个控制系统和上位机的通信，从而实现规模化控制。 9. 附录 A1 系统实物图 A2 系统测试现场 A3 输出信号波形和参考信号波形 A4 THD测试软件