射频同轴连接器设计理论基础

射频同轴连接器 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 理论基础 射频传输线、连接元件和过渡元件简述 第一节 射频传输线 1 2 3 4 5 6 7 8 9 射频同轴连接器的设计 1970.12 一、同轴传输线的特性阻抗 1 同轴传输线的特性阻抗的一般公式 射频同轴连接器由一段同轴传输线、连接机构绝缘支架组成。所以，对同轴传输线的特性 阻抗有一个比较全面的了解对射频同轴连接器的设计是非常重要的。 同轴传输线特性阻抗的一般公式: Z0 上式中: „R,j L (1) G,j C Zo?—特性阻抗，欧姆 R —每单位长度上导体的—每单位长度上介质的电导，西门子/米 L —每单位长度的电感，享/米 C —每单位长度的电容，法/米 ω=2πf f—频率，赫 当R=G=0时，公式(1)简化为: Z0 L (2) C 在微波频率，导体的 (3) 2 d L —每单位长度的外部电感，享/米 μ?=μrμo — 介质的导磁率, 享/米 μr —介质的相对导磁率 μo=4π?10—真空导磁率，享/米 D—外导体的内径 d—内导体的外径 单位长度的电容可按下计算: 10 -7 C 上式中: 2 1 (4) lnD/d C — 每单位长度电容，法/米 ε ε ε1 =εrε0—介质的介电常数，法/米 介质的相对介电常数 2r —— 0 =1/Coμo—真空介电常数，法/米 CO —在真空中的光速 CO=(2.997930?0.000003)?108，米/秒 将公式(3)和(4)代入(2)，并只考虑非磁性介质的情况(μr=1.000),可得到: Z0 请注意,真空光速: 59.95860 0.00006Dln (5) dr 1C0 00 -7真空导磁率μo被任意地规定为严格等于4π?10享/米。根据精确地进行的实验我们知道 光速为299793000?300米/秒，因此，εo并不严格等于1/36π?10，根据公式计算，εo应为 1/35.950336π?10。 公式(5)是同轴传输线特性阻抗的基本公式。计算机械公差对同轴传输线特阻抗的影响是根据以上公式进行的。 当同轴传输线中填充有介质时，公式(5)分母中的εr是该介质的相对介电常数。几种经常遇到的绝缘介质的介电常数介绍如下: 工业用聚乙烯，常用作电缆线的绝缘介质，在20C时，εr=2.24;在-40C,+40C时，εr=2.22,2.26。 聚苯乙烯的εr=2.540。 聚四氟乙烯的εr=2.02。 以上各种塑料绝缘介质，在生产过程中，其相对介电常数εr000-9-9会有一定的变化，例如，聚四氟乙烯的相对介电常数在最好的情况下可控制在0.25%的变化范围 (6) Z0Z0Dd 上式中: 11 K ΔD—外导体 (7) Z0 例如，为了将填充空气的7mm同轴线用作阻抗标准，就 要求 对教师党员的评价套管和固井爆破片与爆破装置仓库管理基本要求三甲医院都需要复审吗 达到0.2%(S=1.002)或更高的阻抗精度，这就要求外导体的 (8) 将arc cosh展开成级数就可看出，当不同心度e为一小量时，此级数的第一项起主要作用，其他各项可以忽略不计，因此得到: ,1 D2,d2,4e2 C 2 r 0 ln (9) Dd 公式(5)的另一种表达形式为: Z0 1 (10) C0C 将公式(9)代入(10)可得: D 4e2 (11) Z ln 1,22 2 r 0C0 d D,d 1 一完全同心的同轴线的特性阻抗为〔公式(5)〕: Z0 1 2 r 0C0lnD (12) d 由于不同心度引起的特性阻抗变化为: 4e2 Z0 Z,Z0 60ln 1,D2,d2 (13) 将自然对数展成级数并略去不重要的项可得: 12 e2 Z0 ,240 D2,d2 (14) 对于标准特性阻抗为50Ω的同轴线，上式可简化如下: e2 Z0 ,2962 (15) D 例如，在7mm 50Ω同轴传输线中，允许由不同心度产生的驻波系数为S?1.001， 则不同心度不应超过0.1mm。 从公式(6)和(14)，初看起来，由不同心度引起的特性阻抗变化比由直径公差引起的特性阻抗变化小得多。但这并不意味着对不同心度可以忽视，恰巧相反，不同心度除了引起特性阻抗的变化外，还可能由于接头的相互连接部分不在同一直线上，使 (16) 空气填充的精密同轴传输线的工作频率下限由导体的有限电导率决定。 用作同轴线导体的金属的有限电导率会引起一定的趋肤深度和一定的串联电阻，对于一干 燥的空气填充的同轴线，公式(1)可以写成: Z0? 上式中: Ri,j Li,j Le (17) j C Ri—每单位长度的内部电阻，欧姆/米 Li—每单位长度的内部电感，享/米 在高频段，趋肤深度很小，串联电阻Ri和串联电感ωLi相等，也就是: 13 Ri+jωLi=Ri+jRi=Ri(1+j) (18) 公式(17)变成: Z0? j Le,Ri(1,j) (19) j C 将上式用二项式展开，可发现，只有展开的前二项对结果起重要影响。忽略展开式中的第 三项及以后各项可得到: Z0? Z0,1 Ri(1,j) (20) 2 j CZ0 利用C=1/(COZO)，并经重新排列后得到: CR(1,j) Z0? Z0 1,0i (21) 2j Z0 导体每单位平方的电阻为: Rs f 其中: μ—导体的导磁率，享/米 ρ—导体的电阻率，欧姆/米 Ri可表示为: 1 1Ri , f (22) d D 公式(20)可写成: 11 Z0? Z0 1, , (1,j) (23) f dD 若允许的阻抗误差为A%。则最低使用频率可导出如下: Z0? Z0,Z0(A/100) (24) 14 A/100 11 , (1,j) (25) f dD 只考虑公式(25)的绝对值，求介f可得: 1.824 109 11 f , MHz (26) 2A dD 式中: A----阻抗精度 % Ρ----导体的电阻率,欧姆/米 D----外导体的内径,毫米 d----内导体的外径,毫米 因此,对于某一允许的阻抗误差,任一给定的同轴线都有一低频极限,若工作频率低于此极限, 则阻抗误差将会超过允许值。 三、精密同轴连接器的基本设计原则 下面叙述的三条基本设计原则。不仅适用于精密同轴连接器的设计,而且也适用于所有精密同轴标准和元件的设计。 1、 设计原则1 在同轴线的每一长度单元上,尽可能地保持一致的特性阻抗。 在以往的许多同轴器件设计中,当遇到同轴内导体或外导体的阶梯,导体上的槽或内外导体在连接处出现的间隙时,常采用一段特性阻抗高于或低于标准特性阻抗的同轴线段进行补偿,这样的设计不能用在宽频带精密同轴器件上,同轴线中的槽、阶梯、间隙和内外导体直径的变化都会产生阻抗的不连续性,引起一定的反射波,利用引入某一些反射波来补偿另一此些反射波的方法只能在较狭的频段内达到。目前许多同轴器件的频带越来越宽,低频端可达到直流，高频端可达到第一阶高次模,(TE11)的截止频率。为了达到这种最佳的宽频带性能,在整个同轴器件的每一横截面上的特性阻抗应尽可能地保持等于标准特性阻抗。 2、 设计原则2 对于每一不可避免的阻抗不连续性,采用各自的共平面补偿。 阻抗的不连续性不是总能避免的。例如。同轴线的绝缘子是不得不采用的,在放绝缘子处，同轴线的内导体或外导体应要引入一定的阶梯，因而引起一定的阻抗不连续。在这种情况下,为了达到最佳的性能,首先应使未补偿的不连续性达到最小,其次对于剩下的不连续性进行各自的共平面补偿。 共平面补偿就是在原来出现不连续的地方引进补偿。这可以得到最佳的宽频带性能,在一般的实践中,对一集中的不连续性用改变一段较长同轴线段的特性阻抗来进行补偿,这样会限制频带宽度,所以是应该避免的。 3、 设计原则3 减小机械公差对电性能的影响。 在同轴器件中,导体尺寸的公差是不可避免的,但是经常由几个机械公差对一个导体的直径 15 2 公差(一对接头连接后)取决于三个直径公差:开槽插孔的外径,开槽插孔的在9/16同轴线中50Ω聚四氟乙烯绝缘子表面上的内外导体阶梯不连续性 在绝缘子表面上总的不连续的电容为单独的内外导体阶梯不连续电容之和。在图中,绝缘子面上的总的不连续电容曲线表示成在外导体向外切割的函数,(对于50Ω聚四氟乙烯绝缘子)。当外导体向外切割的深度约为全部外导体切割深度的20%时,总的不连续电容为最小。 在内外导体的阶梯处剩下的不连续电容用从绝缘子表面上挖去一部分绝缘介质的方法达到共平面补偿,(设计原则2),如图2所示。挖去多少绝缘介质才能达到最佳的共平面补偿?进行精确的理论设计计算是比较困难的,我们可以通过实验来找到答案,由于机械加工的公差 是不可避免的,所以绝缘子的外径,内孔直径,厚度和挖去的部分都有一定的公差,但是,当绝缘子的重量保持一定时,绝缘子尺寸的微量变化就不起明显作用,辟如,绝缘子的外径比规定值略大,绝缘子的孔径比规定值略小,将绝缘子压入同轴线的金属部分后,在绝缘子部分的特性阻抗就会小于标准值,这相当于在绝缘子部分增加一电容,为了保证绝缘子的重量保持一定, 就必须从绝缘子 16 的表面上多挖去一些介质,造成对阶梯不连续电容的过补偿,这相当于在绝缘子部分增加一电感。容性和感性不连续性就起相互补偿的作用。所以绝缘子的重量对电性能起最重要的影响,而介电常数的微小变化及绝缘子表面上的痕对电性能只起次要的影响,在设计中对绝缘子重量应加以考虑,最好通过实验找出其最佳重量,在生产中应尽可能地使绝缘子重量接近规定值。 在绝缘子与金属表面间的空气间隙会对电性能产生很大的影响,因此在各个方向上,绝缘子与相接的金属零件间采用压配合,以便消除空气间隙。 图2 对 图4 环形绝缘子 17 图5 半刚性绝缘子 假定扇形绝缘子由n块扇形组成,各块扇形的介电常数分别为ε1、ε2,,εn扇形绝缘子的等效介电常数为: ? i i 1 n i (27) 360 式中: Ε?—扇形绝缘子的等效相对介电常数 εi—第一块扇形的相对介电常数 θi—第一块扇形的角度,度 假定环形绝缘子由n层环组成,各层环的介电常数分别为ε1、ε2,,εn。环形绝缘子的等效介电常数为: ? lnDn/d (28) n Di1ln Di,1i 1i 式中: ε?—环形绝缘子的等效相对介电常数 Dn—第n层环的外径 Di-1—第i层环的内径 Di—第 i层环的外径 注意: D0=d—内导体的外径 图5所示的半刚性绝缘子由扇形及环形绝缘子组合而成，其等效介电常数的公式可根据公 式(27)、(28)推导出来: 18 ? 1lnD/d (29) lnb/d,lnD/b n 1/2 ,(1,n /2 ) 2 (30) 上式中: ε?—半刚性绝缘子的等效相对介电常数 n—半刚性绝缘子的介质扇面数，图5中n=4 ε1—绝缘介质的相对介电常数 ε2—空气的相对介电常数 θ—介质扇面的角度，弧度 注意: 若公式(30)中θ用度表示，则分母中的2π应改成360?。半刚性绝缘子的优点是:它的 等效介电常数比刚性绝缘子小，因而在放绝缘子处 (31) C 上式只在绝缘子厚度远小于小于波长时成立。 一般取Z1=1.08Z0，在0,4GHZ的频段上能达到较好的效果，但是这种补偿方式是违反 (三)中设计原则2的，它不可能达到最宽的频带。 图6 高阻抗绝缘子及其等效电路 19 4、 同轴线 同轴线不连续电容 I 20 d=(c-a)/(b-a) 图7(b) 同轴线不连续电容? 21 在图8中 (32) 参考面应取在这样的位置使Cd为最小。 图8 (33a) ΔZ=+12.5N(W/D),% (33b) 上式中: ΔΖ—特性阻抗变化的百分数 N—槽的数目 w— (34a) ΔD=—104NW/D (34b) 上式中: Δd—内导体的直径变化，1/1000英寸 ΔD—外导体的内径变化，1/1000英寸 其他参数同公式(33) 在公式(33)、(34)中，开槽另件的壁厚大于导体直径的10%。 22 2222 图9 同轴连接器 (35a) dg,NW dg?在间隙部分的 (35b) D,NW 上式中S、f、g和N的意义同(35a)式一样, Dg?间隙部分的外导体直径,英寸 D?标准外导体的 (36) 因此当间隙g为0.01英寸。在6GHz产生的驻波系数约为1.03。请注意,在公式(35)中,驻波系数S的表示式取消整数1。只表示其小数部分。 23 六、导体镀层的影响 导体表面进行电镀是为了减小电阻率及保护导体表面,避免生锈,但是在电镀后往往会产生各种不同的结果。导体的电阻率是很重要的,因为在特性阻抗、波传播速度及损耗公式中都含有电阻率。虽然在高于500MHZ时导体电阻对特性阻抗及传播速度的影响是次要的,通常可忽略不计但是精确知道电阻率,特别是它随频率的变化,使我们能够对这些影响进行计算。 镀银后能获得的导体电阻率随电镀技术的不同而有很大的变化,如图10所示,在带有一般抛光器的电镀银的导体具有和黄铜一量级的电阻率,在不带一般抛光器的电镀槽中镀银的导体具有低得多的电阻率 ,在电镀过程中周期性地改变电流方向(P-R电镀),在高频端进一步降低电阻率 ,对于这一改进的解释是直流电镀比P-R电镀更加多孔。直流电镀的另件经冷压使镀层紧密后,高频电阻率并不显著增加,在P-R电镀中不需要进行冷压,抛光黄铜和Consil(Ag-Mg-Ni合金),所测得的导体电阻率与频率关系曲线 24 射频连接器集中设计参考资料 1972年 一、 同轴线的基本公式: 一般地说，同轴连接器(亦称插头座)是指在同轴系统中，用于系统与系统，元(部)件与元(部)件，电缆与电缆,,，之间的连接之元件。它主要起机械连接作用，在电气上无特殊用途。当然，它的电性能的好坏对整个系统将有严重的影响，不可轻视。 因此基本上可以把连接器分成三大类。一类是连接电缆的电缆插头，另一类是连接硬同轴线的各种型式的硬线插头，还有一类是用于连接同阻抗不同线径的连接器之转接器。但它们都是一段具有连接机构及其它装置的同轴线。所以，设计同轴连接器的基本依据是同轴传输线的理论。 为了便于工程设计时查阅，将同轴线的基本公式列下: 1、 特性阻抗: 近似公式:Z0 60lnD (1) εd 0.0006D (2) 精确公式:Z0 59.95860lndε 式中，Z0——理想*同轴线的特性阻抗，单位Ω D——外导体 (ε=2.05) 实际上，在生产过程中，相对介电常数每批不一，会有一定的变化，使用时，必须注意。 *所谓“理想”是“一切理想”，即是，导体是绝对导体(ζ??)介质是绝对不导体(ζ?0)，同时线是绝对均匀，等等。 2、 同轴线的电感、电容、电阻、电导: L C μ1Dln H/m 2πd2π ε1 F/m Dlnd R 1 11 fμ1 Ω/m (3) , 2 Dd 25 G 2π ζ1 /Ω?m lnD d μ1=μ?μ0 μ0=4π?10-7 H/m ε1=ε?ε0 ε1 0 36π 10,9 F/m 式中，L、C、R和G分别表示单位长度上的电感、电容、电阻和电导。 μ——相对导磁率 ε——相对介电常数 ζ——导体导电率 ζ1——介质导电率 f——频率 3、 衰减公式: B B导,BRS介 2Z,1Z0G 02 B1 11 f π ε1 导 2 D,d ζ lnD 奈/m d B介 1μ2ε 奈/m 1 1奈=8.57分贝 式中:RS表示导体集肤表面电阻 4、 击穿功率公式: 2D PD lnd E2 2 (5) max120 D d 式中，P——击穿功率 单位:瓦 E6max——最大冲穿电强度(空气一般为3 10 /m) 5、 相位，相位常数:α wLC 2π λ g αl 2π λε l 式中，λg、、λ0表示同轴线中和真空中的波长。 26 (4)6) ( l——线的长度 6、 输入阻抗公式: Z1 ZHcosα l,jZ0sinα lZ0 (7) Z0cosα l,jZHsinα l 式中，ZH——负载阻抗，l——以终端起标的长度 7、 反射系数: Γ ZH,Z0-j2α l (8) eZH,Z0 1, Γ 1, Γ (9) VSWR 式中，VSWR表示电压驻波比，standing-wave.ratio ?Γ?是反射系数Γ的幅值。 8、 工作频率极限: 工作频率上限由TE11模的截止频率决定。TE11模的截止频率可近似地表示为: fco 190.8 D,d (10) 由于导体有限电导率会引起一定的趋表深度和一定的串联电阻，这决定了精密同轴传输线的工作频率下限。这个下限可近似地由下式决定: 1.824 109 11 MHZ (11) f ρ , 2A Dd 式中，A——允许的阻抗误差 % ρ——导体的电阻率 Ω/m 9、 机械公差对特性阻抗的影响: 对(1)式微分，可得机械公差引起特性阻抗的变化量: 2 ΔZ0/Z0 60 ΔDΔd (12) , d εZ0 D 对于50Ω的空气线，上式变为: D,2.3 d (13) Z0/Z0 1.2 D 对于75Ω的空气线， D,3.49 d (14) Z0/Z0 0.8 D 27 式中，?D——外导体直径公差 ?d—— (15) Z0 10、 不同心度引起特性阻抗的偏差: ΔZe2 0 ,240D2,d2 对于50Ω的同轴线 ,296e2 ΔZ0D2 11、 有限电导率引起特性阻抗偏差: ΔZ0 f 1,1 d ,1,j,Z0 D 12、 导体槽对特性阻抗的影响: 在50Ω的空气介质中，导体上槽所引起的特性阻抗偏差为下式决定: 2 ΔZ,12.5N w 1 1 d % ΔZ ,12.5N W 2 22 D % 式中，?Z——特性阻抗变化的百分数 N——槽的数目 w—— ( ( πd,N1w %S 0.064fgln1 πDg,N1w (21) πDg,N2W S 0.064fgln1 πD,NW % 2 式中，S是以%为单位的驻波比(即S=VSWR-1) f——频率 GHZ g——间隙宽度 密耳(1吋) 1000 dg——间隙处 吋 Dg——间隙处外导体直径 吋 其它符号的意义与以前相同。 等效介质介电常数的计算: 在实际应用中，常遇到在同一模截面上有几种不同介质的情况，典型结构有环形和扇形两 种: 环形绝缘子的等效介电常数由下式决定: ln nDnDi1 ln Di-1i 1εi (22) 式中，εi——第i层环的介电常数 Di——第i层环的外径 Di-1——第i层环的 (23a) 360 i 1n 式中，εi——第i块扇形的相对介电常数 Qi——第i块扇形所占据的角度 二、 阶梯同轴线: 在实际应用中，理想的均匀的同轴线是没有的。由于各种需要和困难，经常要变化同轴线截面尺寸。在这种情况下，前面所述关于特性阻抗的公式就不适用了。因此，必须根据变化后的情况，找出规律性的东西。 (一) 阶梯同轴线的等效电路 在同轴连接器设计中，最常遇到的阶梯同轴线主要有三种: 29 图3 同轴线30 计算公式: ε α2,11,α4α ,15 ,1,α,,η,1, Cd ln,2ln,1.11 10 F/cm2 100π α1,α1,α α,11,α4α ,15 ,1,α,,η,1, F/cm 6.5 10,14 ln,2ln,1.11 102 α1,α1,α 当0.01?α,1和1.0?η?6.0的范围 同轴线外导体阶梯电容，单位Ff/cm，当乘以 Cd ln,2ln,4.12 10 F/cm2 100π α1,α1,α α,11,α4α ,15 ,0.8,α,,η,1.4, F/cm 6.5 10,14 lg,2lg,4.12 102 α 1,α1,α 当0.01?α,0.7和1.5?η?6.0的范围内，公式引起的最大误差为?0.6fF/cm (二) 不连续性电容的计算: 2 不连续性电容的精确计算十分繁，在工程应用中，只要应用事先计算绘成的曲线，或应用 31 近似计算公式就够了。 1、 F/cm (23b)Cd1 ln,2ln,1.11 10 2100π α1,α1,α 在0.01?α,1和1.0?η?6.0的范围 F/cm (24) Cd2 ln,2ln,4.12 10 2 100π α1,α1,α 公式所引起的最大误差为?0.6ρF/cm 在0.7?α?1.0和1.5?η?6.0的范围 ρF/cm εε 2 lga lg,lgc lg (26) r lg,1 db lg,lgca 于是，在台阶处的不连续电容可以分解成为两个不连续电容Cd1 和Cd2的串联， 即: Cd Cd1 Cd2 (27) Cd1,Cd2 而Cd1 和Cd2可按前述之方法计算。 3、 临近效应 通常，在实际应用中，绝缘支撑的厚度总是不大的。因此，在支撑边线两个不连续电容，总是靠得比较近的。如图8所示，这样，两个台阶上所产生的边线场会互相影响，这种影响相当于在单独计算单一阶梯的不连续电容时，有效值减小了。也就是在计算时，必须乘上一个邻近系数加以修正。这个临近系数可以从图8所示的曲线查出来。这条曲线是平行板线的情况，在下表中列出了η=6 α=0.5， B为任意值的同轴线的临近系数。可以看出，二者的差别是不大的，因此，可应用图8于同轴线。所引起的误差不大于3%。 33 (b) 平行板线的邻近系数 (c) 同轴线的邻近系数 图8 表 α=0.5， B为任意值的同轴线和平行板线的临近系数对照表 4、 频率对不连续电容的影响 各种频率下的不连续电容略有不同，图9画出了频率修正系数为(r3-r1)/λ的关 系。 34 图9 同轴线阶梯电容对(r3-r1)/λ的修正系数 三、 同轴连接器的设计 (一) 基本设计原则 随着国防科研的日益发展和进步，对同轴连接器的要求越来越高，其中有一个重要要求是在尽可能宽的频带内，有最佳的电气性能。为此，必须应用三个设计原则，它不仅适用于精密的宽带同轴元件，而且适用于一般同轴连接器的设计。 35 1、设计原则1 在同轴线的每一个长度单元上，尽可能保持一致的特性阻抗。 在以往的设计中，常常利用一段特性阻抗高于或低于标称值的同轴线来补偿导体直径的阶梯，导体上的槽或间隙所引起的不连续性，这种设计虽然也能获得好的性能，但频带不可能很宽。为了获得最佳的宽带性能，在同轴线的每一横截面上，都必须尽可能地使特性阻抗等于标称值。(例如50Ω) 2、设计原则2 对于每一个不可避免的阻抗不连续性，采取各自的共面补偿。 阻抗不连续性总是不可避免的。例如，在支撑内导体不得不采用绝缘支撑，于是发生了导体直径的突变，引起阻抗的不连续。在这种情况下，为了获得最佳性能，首先，应将未补偿的不连续性减至最小。就使外导体向外切割的深度，约为“完全切割”深度的20%(这时总不连续电容最小)，然后，对残余的“扰乱”进行单独的共面补偿。 共面补偿是在不连续处引进“补偿”，对支撑来说这相当于在支撑表面除去部分材料，以获得最佳特性。实践表明，在同轴线的较长区域内，改变特性阻抗以补偿集中的不连续性。将会限制频带宽，因而必须避免。 3、设计原则3 把机械公差对电气性能的影响减至最小 在同轴器件中，导体尺寸的公差是不可免的，但是通常几种机械公差都影响导体直径公差，例如，“N”型插座中，内导体插孔直径公差由三个公差迭加而成，即插孔的外径公差、内径公差以及配接插针的外径公差。 因此，使电气上是重要的尺寸只有一个机械公差的影响，并且这个尺寸不受磨损。 (一) 标称尺寸的选择 由(1)式决定内、外导体的标称直径，并考虑标准化、系列化，由(12)式根据技术要求决定公差，配合尺寸要考虑通用性、互换性。 (二) 绝缘支撑的设计 在同轴连接器中，绝缘支撑是免不了的，绝缘支撑设计得是否合理，对连接器的性能有严重影响。 绝缘支撑的结构型式可有许多，但设计原理都是一样的，因此，这里只介绍二种用得最多的绝缘支撑的计算方法。 (1) 平面支撑的设计 这种支撑如图10所示，这种支撑由于结构简单，广泛应用。如前所述，在导体直径突变处，可用电路理论求得最佳尺寸。如图10所示的等效电路类似于典型的π型网络，由网络理论知，适当选择L和C的数值，可使输入阻抗等于特性阻抗，只要把二者加以比较，就可以找出规律性的东西。 36 ,1/2 2 cd 2cd2 y1 1,ctgQ, 2yy11 y0 (28a) 或Z1,1+2Z1ωcd?ctgQ-ω2cd2Z12,-1/2 =Z0 (28b) 式中，Z1——介质区域 (30) ZBX,Z0 1, Γ 1, Γ (31) 驻波系数，VSWR 37 式中，ZBX——支撑输入一侧上的输入阻抗 ?Γ?——反射系数的绝对值 根据上述方法计算的50-7硬线插头座的驻波系数为实测值，列在下表中: 表50-7硬线插头座的驻波特性 因此，问题变成求槽深δ。为此，可使AA和BB之间的镜像阻抗等于标称特性阻抗。 导 体直径的变化可用一并联的不连续电容Cd等效。 同轴线单位长度的电感和电容分别为: L μ1D1 H/m ln 2πd1 38 C 2π ε1 F/m lnD1 d1 由于δ一般很短，可认为二电容并联相加，即净电容C’为 C’=C+Cd 开槽区域的镜像阻抗Z0’为: Z LδLδ 0 C δ Cδ,Cd 令Z0’= Z0，则得: δ Z0Cd L,Z2 (32) 0C 上式还可以进步简化: ? L Z ? L= Z2 C0 0C0 C0为未刻槽时，介质区域00,C亦得:δ Cd lnD1/d1 2π ε 0ε,或:δ 18 109 Cd ε,lnD1 d (m) 1 式中， 是AA和BB之间区域的等效介电常数。根据(21)式 对于此例，等效介电常数为: εlgD1 d1 εlgd3d d,lg2,lgD1 2d1d3 在设计中，d2、d3可任意取。 根据(33)式计算的一个实际例子是50-16支撑，在此例中， 取:D1=18， D0=16， d0=6.95 d2=7， d3=16 39 (33a)33b)34) ( ( 求得:d1=5.46， δ=0.31 这个支撑片的性能，测试结果列在下页表中。由于受测试条件限制，不能在任意频率上 进行，同时最高频率只测到8000MHz。 在参考资料中提到，绝缘支撑的重量对电气性能起着最重要的影响。而介电常数的微小 变化及支撑表面凹痕时，电气性能只起次要的影响。在设计中，对绝缘支撑的重量应加以考虑，最好通过实验找出最佳重量。在生产中应可能的使支撑重量接近于规定值，关于这一点，有待于在实践中进步证实。 绝缘支撑与金属表面间的间隙会对是电气性能起很大影响。因此，在各个方向上，绝缘 支撑与相配的金属零件最好取压配合，以消除空气间隙。 四、 同轴转接器设计 在同轴系统中经常会遇到不同型号的连接器，要把它们连接起来，必须借助于转接器才能完成，它的作用就是把线径不同的连接器配起来。在设计电缆接头时，也往往会遇到同阻抗不同线径的转接问题。(略) 40 附件1 宽带绝缘支撑的设计计算 取:D0 =16+0.04 0.04d0 6.95, ,0.02 (涂复前尺寸) 2、 介质部分的 D1=18 于是，d1 18 lg,150 2.05 138.156 1818 5.46 ,1lg0.51823.3 最后取:D1=18+0.04 3、取:d2=7 d3=16 4、求补偿槽深度δ 0.03d1 5.5,,0.04 (涂前尺寸) (1) 求等效介电常数: 41 D1 d1 ddD111ln2,ln3,ln1 ε1d1ε2d2ε3d3ln 已知:ε1=ε3=ε=2.05， ε2=1 18 ? 1.19 71618lg,2.05 ln,lg5.467162.05 lg (2) 等位参考面直径D 1618 lg5.46 lglg6.95 lg , lg,1 1.082 D lg,1 16181618 lg ,lglg,lg 6.95 5.466.955.46 ? D=12.08?12 (3)求Cd Cd1’(外导体直径变化引起的不连续性电容) α 16,124 0.667 18,126 18η 1.5 12 ,14 0.6672,11.6674 0.667 C 6.5 10 lg,2lgd1 0.667 0.3331,0.667 ,4.12 10,15 ,0.8,0.667, ,1.5,1.4, F/cm ,9.88,0.0548, 10,15 F/cm 9.94 10,15 F/cm Cd2’(内导体直径变化引起的不连续性电容) α 12,6.955.05 0.772 12,5.466.54 12η 2.2 5.46 42 1,0.77221.7724 0.772 C 6.5 10 lg,2lgd12 0.7720.2281,0.772 , ,2.2,1, F/cm ,1.11 10,15 ,1,0.772 ,14 5.254 10,15 F/cm 临近效应修正系数:ρ=0.91 考虑到介质和临近效应: ?Cd 5.254 9.94 10,15 3.1416 1.2 1.19 0.91 13.98 10,15 F 5.254,9.94 9 13.98 10,1518 δ 18 10 ln m ?2.05,1.195.46 3.5 10,4 m 这是第一次实验，可以看出，当δ=0.3~0.35时，VSWR最小，其中δ=0.2和δ=0.25时， 出现了较大的驻波比(大于1.1)，可能是装配失误或测量误差，而非支撑所致，不作定论。 43 之后又重对δ=0.3的几对插头进行测试，结果列下表: 可以看出，δ=0.3时，性能较好。 最近，为了证实上列数值是否可靠，又重新加工了一批插针插孔和绝缘支撑，再次测量， 结果列下表: 44 画成驻波曲线，如下图所示。 上列各对中，0#的驻波偏大些。从平均值看，在1GHz,f,7.2GHz的频率内，VSWR,1.03，可以认为这个结果是比较理想的。 上述测试结果虽然与理论计算基本相符，但由于测试样品仍然有限，以及仅对一种典型尺寸试验，因此，仍然不能轻信计算是正确的。 45 附件2 雷达 手册 华为质量管理手册 下载焊接手册下载团建手册下载团建手册下载ld手册下载 第三分册(馈电系统)(摘录) 1、 衰减公式(没有截止的情况) 同轴线:一般公式: 2.28 10,5 αc lnafε 11 分贝/米 , ζ ab f——周/秒 ζ——导电系数 莫/米 ε——相对介电常数 a，b—— 单位: 米 b 纯铜:α 2.98 10,91 1, cb 其它金属乘系数k: ε 分贝/米 ba lna k=1.27(铝)，0.95(银)，2(黄铜)，1.18(金)，1.6(铅)，2.04(镉) 2、 击穿功率公式 同轴线:TEM模 ρ/E max2bbb2ln E maxa ρ 22 b b 120 120 r a a b2εrln 式中，E’max——为最大击穿电强 伏/米 空气一般为3?106伏/米(用Emax表示空气最大击穿电强) ρ——击穿功率 瓦 b，a——外导体、米 3、 同轴线:电感L、电容C L μbln C 2π ε1 2πablna 式中，b——同轴线外导体半径， a——同轴线内导体半径 4、 同轴线的特性阻抗 46 Z0 1μ0 2πε0μ1?b ln ε1?a 式中，μ1’——相对导磁率， ε1’——相对介电常数 对于空气为介质的同轴线: Z0 60 ln bb 138log aa 5、 α=αc+αd(衰减常数α的计算) 式中，αc——为导线的损耗， αd——为介质的损耗 αc R 2CR GLG αd L2Z 2C2r00 式中，Z0’与r0’为理想传输的特性阻抗 电导G 2π ζ1 2π wε0ε 1/mΩ ln 电阻R balnbaRs 11 , Ω/m 2π ab a，b——同轴线 米 Rs——集肤电阻 6、 电压驻波比Kcb， 反射系数r Kcb 1, r 1, r r Kcb,1 Kcb,1 7、 不同直径(同特性阻抗的同轴线的连接) (1) 直角变化型 为了消除不连续点的反射，应使内、外导体间错开一距离a a的值可以由曲线(见附件5) 查得。 1) 当,3时， a D1D lnKD1 47 48 R rρ0 2.2 2)假定取n=2，由表查出，当n=2时，且?r?max=0.02， ρ=0.307 由θ m2=a/ θm1=(π-θm2)=1.883 得出带宽比:X=θ 已知的λ ?λ 3)求l: l 2= 12.4cm 1 ,已知的 m1 /θm2=λ2/λ1=1.495 λ1 =12.4/1.495=8.3cm 9cm，?带宽合要求。 θm2 λ21.25 812.4 25mm 2π2π lo=nl=2?25=50mm 49 4)查表得:1=ρ0?1.22=32.85?1.22=40.1Ω 2=0?1.79=32.85?1.79=58.2Ω 5)可以利用公式: Tn 2 cosθ 的式子求出?Tn?2 的频率曲线 1,n2T22 ρ 其中，n2=?Γ?2max/1-?Γ?2max =0.0004, 又反射系数 Γ 切阶梯变换器数表 50 T112,1 T11 51 同轴传输线、同轴连接器、射频电缆组件 工程设计参考资料 D:外导体内径 d:内导体外径 εr:介质相对介电常数μr:介质相对导磁系数 1、特性阻抗，Z0(殴姆) Z0 138 r lg D60D ln drd rD ln rd 52 精确计算:Z0 59.2、单位长度电容C、电感L C 7.354 r16.95 r (pF/英呎) DDlglndd DD 0.0606ln(μH/英呎) 1英呎=0.3048米 dd L 0.140lg 3、理论截止频率 fc fC C0 c 2C0 r(D,d) 190.85 r(D,d) (GHZ) λc:截止波长 C0:真空中的光速，精确值为299792458?1.2(米/秒) 精确计算:fC 2.041C0194.765 r (D,d)r(D,d) 53 表2 同轴传输线截止频率与相近连接器对照表(50Ω) PVP% 5、延时 Tns 1 r r 100 Tns 1.r(ns/英吋) 6、驻波参数 反射系数 Reflection Coefficient (Γ) 反射损耗 Return Loss (dB) Loss ,20lg电压驻波比 VSWR(ROS) VSWR 1 1, 1, 54 7、电流的趋肤深度 δ (μm) 0. f r r -1 电阻率:ρ (Ω?cm) 电导率: 1 (Ω?cm) 波 长:λ (cm) 表4 部分金属的电导率 8、同轴线的衰减 β β=β1+β2 (dB/cm) β1(电阻损耗)= 0.27411 (,)f (dB/cm) Z0D1d2 -1 ρ1、ρ2分别为外、内导体的电阻率(Ω?cm) f:频率(MHZ) β2(介质损耗)= r rtg 0. r rtg f 10,3 (dB/cm) 55 9、驻波系数对衰减的影响 传输线端的负载的驻波系数本身增加了传输线的衰减 2 1 e,2 L Γ2:传输线输入端的反射系数 Γ1:负载的反射系数 βL:传输线长度为L时的衰减 10、传输线 Ea(V/cm) 同轴传输线 (V/cm) d lnd2Um Um:U(单位:伏特，50HZ有效值) Ua d 2rlnD E d E的值由绝缘材料的特性确定，单位(伏特/cm) 表5 12、同轴传输线的最大电晕强度 Pc U2PpC ( ROS) (1)2 Z0P0 式中:U:最大工作电压 (V，50HZ有效值) P1:同轴线Pm 13.6 0 D pm (瓦) k 式中:ρ0:外导体的热扩散系数 (W/cm) 56 2 D′:外导体(壳体)的外径 (cm) β:总衰减，最大可考虑乘1.08系数 (dB/cm) ROS2,1 k:反射的系数 k (频率大于500MHZ时) 2,ROS ρ0的值: 表6 14、传输功率rVm11Vm P Vm Im (μr设为1) 22Z0120lnD d 同轴线的电压驻波比(VSWR)为S时，传输最大平均功率Pmax 2 2 Pmax 1P S 15、介质支撑设计公式 (1)等效介电常数(εe)的计算公式 当有2种或2a. 同轴分布的非单一介质 Dlnn e n Di1ln Di,1i 1 i b. 基本对称分布的二种介质 e 1,( 1, 2) V2 V总 ε1、ε2:二种介质的介电常数 V2:对应ε 2介质的体积之和 V总:二种介质的总体积之和 若ε2为空气(即去除部分固体介质材料)则 e 1,( 1,1)V孔 V总 (2)介质支撑件的设计公式(见图4) 当在均匀介质的同轴线中，有限长度的非相同介质的支撑件会引起TEM波的激励(高次 模)，影响同轴传输线的截止频率和传输性能，但在射频同轴连接器设计中，基本上不可避 免地存在有限长度非相同介质支撑件(除半硬电缆直通型自由端连接器)。因此，设计、制 造出优良的介质支撑件是保障连接器高性能的基础。 ?支撑件的厚度(B) a、B,D1-d B?2D D1是支撑件的外径 b、B引起高次模的关系式为 gB tan,1 r fc f ,1 1 fc 1, r f 22 λg:工作波长; f:工作频率 ?支撑件外径、 选取 D2=0.85,1D 选取 计算Δ: a、 计算A-A截面等效介电常数εe b、 计算等位参考面直径D′ c、 计算外导体直径变化引起的不连续电容Cd1 内导体直径变化引起的不连续电容Cd2 58 不连续电容Cd Cd1 Cd2 D e k Cd1,Cd2 k为修正系数，k=0.91 CdD1 lnd、 D1 r, ed1 ? D1DD 3 时 2ln1D2kD2 Z0=50Ω k=3.09 Z0=60Ω k=2.90 Z0=75Ω k=3.04 D1D1 59 注:具体计算应注意量纲的统一 Δ的计算值是一个参考值、应进行实测修正，也可直接用实验方法确定。制造公差应尽可 能小，但可在保证D1、d1和B的尺寸精度下，控制重量一致的方法。 16、同轴变截面补 偿设计 (1)台阶式变截面(错位补偿) ? 介质相同 εr =1 Z0=50Ω D28r 60 Z0=50Ω 0.6 Dr 17、同轴传输线的电长度 360 L f 984 Vp984 L:传输线长度 (英呎) 式中:f:工作频率 (MHZ) 18、相位温度系数 PTC(PPM/?) PTC PPM/ T PPM 0 106 式中:?T:温度变化值 (?) ?θ:以25?为基准的相位(电长度)变化值 (度) θ0:绝对(总)相位(电长度) 19、射频连接器的耐功率 射频连接器的耐功率(平均功率)，在标准大气压和25?、VSWR=1，可参照表7。 61 频率(GHz) (HT)=耐高温介质支撑垫圈 (FLH)=法国圣迭戈班公司注册商标:氟塑料 (HF)=高频 (EF)=扩频(展宽频率) 20、影响射频连接器传输功率的因素 射频连接器在实际使用中传输功率的大小,首先与传输波(连续波或脉冲波)有关,同时 62 和使用频率、环境温度、大气压力以及系统的匹配状况;零件制造中的表面质量、组装中的洁净、无污染等等因素有关。表8为部分连接器最大传输平均功率的实际使用参照表。 P′=PREF?Kf?Kc?Ks?Kh PREF:表7中选取的参考值 Kf:使用频率相关修正系数 Kc:环境温度相关修正系数 Ks:反射匹配相关修正系数 Kh:使用高度(气压)相关修正系数 表8 MCX、SMB PREF=100W(0.9GHZ时) 63 参考资料 1(《同轴式TEM模通用无源器件》 郑兆翁 1983年 人民邮电出版社 2(《同轴连接器设计参考(汇集)》 高频插头座集中设计组 1972年 3(《RADIALL》资料 2003年 4(《Astrolab》资料 2003年 5(《微波工程手册》 微波工程手册编 现代射频同轴连接器优化设计技术 西安富士达科技股份有限公司 武向文 【摘要】 【关键词】射频同轴连接器 优化设计 仿真 时域测量 不连续 响应 1 引言 射频同轴连接器是微波领域中重要的射频传输元件，因其频带宽、连接方便可靠、性能优越、成本低廉，在微波通信设备、仪器仪表及武器系统中得到广泛应用。近几年来随着现代 通信技术的飞速发展，整机设备对射频同轴连接器的技术要求越来越高，宽频带、低驻波、小型化、多功能、高可靠、快速连接等等，新的连接器品种应运而生、层出不穷，这也对连接器产品的设计提出了更高的要求。射频同轴连接器的设计优化包括对连接器多方面功能及价值的分析改进，以达到质优、价廉，并且缩短试制周期。优化技术适用于射频同轴连接器的结构设计、尺寸精度的确定、性能参数的提升等方面。通过优化，寻求和确定最佳参数，保证连接器使用功能和可靠性要求。随着微波技术的发展，整机系统要求连接器具有更多的附加功能，如滤波(隔直、防雷等)、整流、衰减等;另一方面整机系统信号频率在不断提高，对信号传输部分的损耗和电压驻波比也有了更高的要求。因此电性能的提升逐渐成为射频同轴连接器设计优化工作的重点和难点。 随着计算机技术的飞速发展，仿真技术也步入了一个新的时代，原来只有中、小型计算机或专业工作站上才能运行的仿真软件现在也可以在微机上用了，这样就给仿真技术的普及创造了有利条件。另一方面，仿真软件在不断过发展完善，新的软件层出不穷，Ansoft HFSS和ADS等传统三维电磁仿真软件功能也在不断强化，仿真精度越来越高，优化结果越来越接近实际数值。这些无疑给连接器的仿真和优化设计创造有极为有利的条件。 时域测量分析是进行微波传输系统缺陷分析的有效方法之一。通过时域测量，可获得沿传输线的阻抗变化、集中反射点位置、集中反射点的电特性等数据，这对于分析和优化连接器设计是非常有利的。通过对时域测量数据的分析，找出连接器设计结构当中不匹配点并对其进行逐一调整和优化，以达到提高电性能的目的。时域测量的定位精度和响应分辨率直接关系到 64 时域分析结果的准确性，而响应分辨率与微波测试设备的频宽、采样速率有直接的关系。近年来随着行业的发展和西方国家对华禁运政策的调整，越来越多的国内射频同轴连接器生产厂家具备了频率上限到20GHz甚至高达40GHz的具备时域测试功能的矢量网络分析仪，这也使时域测量分析技术应用于射频同轴连接器的优化设计成为可能。 2 射频同轴连接器的一般设计原则 射频同轴连接器的工作原理比较简单，可以说是一段能够使RF传输系统实现电气连接与分离的同轴传输线。连接与分离这一机械过程的实现要求连接器具有可靠的连接界面;连接器的适用性和方便性要求连接界面有多种不同的规格和连接形式;连接器的通用性和互换性要求连接界面的标准化;连接与分离的可靠性与稳定性要求连接器界面尺寸及内外导体相对位置的稳定及足够的机械保持力。这是对连接器界面及结构的基本要求，另一方面连接器需要与同轴电缆、微带等传输线连接，同样也需要考虑连接过渡的匹配性、稳定性和连接的可靠性。机械连接的稳定性与可靠性是实现射频同轴连接器电气连接可靠性与稳定性的基础，稳定可靠的机械结构加上均匀匹配的阻抗、合理的介质材料，便可得到电气性能优良的射频同轴连接器。 但阻抗的不连续是不可避免的:界面的机械连接及界面的容差导致连接界面的阻抗不连续;用于保证机械稳定性的台阶定位结构导致不连续电容的存在;机械公差及介质电参数的漂移导致特性阻抗的漂移;连接器与电缆及微带等射频传输线连接部分的适配性及电磁场场形变化也会产生特性阻抗不连续。只有对这些不连续逐一进行识别和补偿，才能使射频同轴连接器具有更好的电性能指标。关于射频同轴连接器的设计补偿计算很多理论著作及学术论文当中都有更为详尽的阐述，这里就不再赘述了，但需要说明的是绝大多数的经验公式都是通过对大尺寸同轴传输线的研究得来的，对我们常规的使用频率不是很高的连接器的设计而言其精确度已足够，而对于小尺寸、高频率、高性能要求的连接器(如毫米波连接器)设计而言，由于尺寸公差、表面粗糙度、金属材料表面电阻率及介质电参数的稳定性等方面的影响变得不可忽略，所以此时的计算结果仅能作为参考。 综上所述，在明确了用户需求及确定了连接界面形式的情况下，连接器的基本设计思想可简单总结为以下三点: 1) 在充分满足客户需求的情况下采用最简洁的设计结构。简单就是可靠，简洁的结构 不仅可以有效减少不连续点(段)的存在，提高电性能，而且简洁的结构有更好的 机械可靠性。 2) 尽量使每一段的阻抗都与标称特性阻抗相符。保证传输线阻抗的均匀性是减小反射 的关键。 3) 对不可避免的不连续逐一进行共面补偿。共面补偿是弱化和消除集中反射(不连续 点)的有效方法，其原理是针对不连续点的电特性(容性或感性)在其邻近部位引 入一段感性或容性区域，使在不连续点附近一定区域内“平均阻抗”接近标称特性 阻抗值，以达到在一定的频段内减小反射的目的。从根本上讲共面补偿就是在失配 部位形成一个低通滤波网络，只要通频带足够宽(覆盖连接器要求的频率范围)， 便可得到理想的补偿。 由LC低通滤波网络原理可知，集中电容或电感值越大，低滤波器的通频带越窄，即在较高的使用频率下想要使共面补偿达到更好的效果，首先是集中电容或电感值要尽量的小，否则在高频段不可能设计出性能优异的射频同轴连接器产品。由此可见共面补偿毕竟是后天性的， 65 在进行射频同轴连接器产品的设计时首先应尽量减少不连续点(段)的存在，并使不可避免的不连续尽量的小。 3 仿真优化设计技术 利用三维电磁场分析软件建模仿真，对连接器的设计进行优化，可以提高产品设计的一次成功率。尤其是对性能要求高或有特能要求的连接器产品，通过建模仿真和计算，可以不用生产样品而得到设计将可能达到的性能数据，通过进一步优化使模型达到所要求的性能指标，这时再安排生产出的样品，其性能指标会非常接近或一次达到设计输入的要求，即缩短了设计周期，又节省了研制费用、降低了开发成本，省时省力。 下面我们用Ansoft HFSS软件对一种7/16型1/4波长宽带防雷连接器进行仿真优化，以此为例介绍一下射频同轴连接器仿真优化设计的一般过程。 3.1 Ansoft HFSS软件简介 Ansoft HFSS(High Frequency Structure Simulator)是Ansoft公司著名的三维微波电磁仿真设计软件，其人性化的交互式用户界面和强大的优化功能给使用者带来非常大的便利。 Ansoft Optimetrics (Ansoft 优化)是一种变量分析工具，它可以方便地对模型变量模拟分析，使我们在模拟优化时不用再建立和求解一系列模型，而只需建立一个模型即可。在Ansoft HFSS 8.0中没有包含Ansoft Optimetrics，但在Ansoft HFSS 9.0中已经集成了Optimetrics功能。 Ansoft HFSS软件具有强大的建模功能、丰富的材质库和模型库，这使得建模工作变得简单快捷，再加之强大的宏处理功能和多种扫频方式，使其成为应用最为广泛的三维微波电磁仿真设计软件。它可以模拟波导、空间、微带线路、同轴线及腔体中的三维电磁场，可以方便地实现天线、滤波器、波导器件、连接器等微波器件的仿真模拟和优化。其界面如图1。 66 图1 ANSOFT HFSS 9.0 界面 3.2 模型的建立 我们要模拟的是一种新型的多功能连接器――1/4波长金属支撑子式的宽带防雷连接器，两端为7/16型阴头。我们知道1/4波长金属支撑子在同轴传输线中相当于一个带宽很窄的带通滤波器，由于它使同轴线 ,、结构模型 图2 宽带防雷原理图及基本结构模型 根据预定的外形尺寸，推算出的模型结构在实际设计中较难实现或会造成过高的制造成本，故考虑1/4波长金属支撑部分与连接器主体实现连接的可能结构，对模型结构进行调整(如图3)。 ,、原理图 ,、结构模型 67 图3 调整后的原理图及结构模型 调整后1/4波长金属支撑部分由原来的阻抗为Z1的均匀传输线变为长度为L1a、阻抗为Z1a和长度为L1b、阻抗为Z1b的两段传输线的组合，这样一来想要确定Z1a、Z1b、L1a和L1b，计算变得相当复杂。这一工作可以交给ANSOFT HFSS去做。由于结构的限制，可确定L1a为20mm，Z1a为88Ω，而L1b和Z1b预设为26mm和92Ω。由于优化前后连接器主体部分径向尺寸变化不会太大，因此将连接器主体部分两端分别加入适当的聚四氟乙烯绝缘支撑。考虑绝缘支撑的加入对电长度的影响并进行修正，然后根据经验公式对绝缘支撑处的不连续进行逐一补偿计算;因连接器将与50Ω电缆组件相连，故将N型插孔端面做为阻抗变换段的起始面。完成上述工作后可着手建立ANSOFT HFSS三维仿真模型(如图4)。 图4 在Ansoft HFSS中建立的三维仿真模型 模型建好后进行材质的设定:铜合金镀银的68 图5a Ansoft模拟电压驻波比曲线 3.3 参数的设置及优化 为了做便于进行优化，要在模型中引入参数。分析上图曲线，和我们所需要的结果比较接近，带宽已经足够，但频带有些上移，中心低点没有完全形成。虽然0.9,2.6GHz时电压驻波比小于1.2，但中心峰值已接近1.2，有些过高，其主要因素就是Z1a和Z1b段的过渡。Z1处1/4波长金属支撑已经是较细了，再细会影响到电流处理能力，所以可以调节的只有Z1b和Z2了。将Z2段内导体外半径设为可变参数SizeR1，范围3.9,4.0，每步0.05mm;将Z1b段外导体内径设为可变参数SizeR2，范围7.8,8.1，每步0.05mm;将Z1b段的长度设为SizeL，范围32,40，每步0.5mm。设置显示参数然后优化，优化后的曲线如下图所示: 69 图5b Ansoft模拟优化后的电压驻波比曲线 3.4 模型的转化 将优化计算得到的数据用于产品的设计当中，根据生产工艺能力状况对内、外导体进行合理拆分，并考虑1/4波长金属支撑部分接地的可靠性和保留一定的调节量，得到最终设计结果(如图6所示)。 样品生产后经测试发现实际通 频带略有偏移，且带宽不足:中心频率约为1.55GHz，通频带为0.78-2.36GHz。通过将D1b尺寸加大0.2mm，并对1/4波长金属支撑接地端螺母进行调整，以改变L1b的长度，使整体性能达到了要求:0.80-2.40GHz电压驻波比小于1.20。驻波测试曲线如图7所示。 70 图 6 最终产品结构图 图7 宽带防雷器样品测试曲线(2.4GHz时驻波比为1.13) 4 时域分析优化设计法 射频同轴连接器的时域分析优化设计法是指通过时域测量分析的方法对设计样品进行测试验证，找出设计缺陷，并进一步进行设计优化，以提高连接器电性能的方法。 仿真优化设计技术是基于按传统设计理论建立的原始模型、在样品生产之前进行的设计优化工作，按其结果设计生产出样品后，要对样品进行测试验证，看其是否达到设计输入的要求。频域测量能给出被测连接器及电缆组件关于频率的综合特性，如电压驻波比、插入损耗等，这对判断样品是否符合设计输入要求是非常重要的。但当需要对射频同轴连接器或电缆组件进行诊断，需要判断或分离出集中反射点或阻抗的不连续段时，频域测量就无能为力了。而这些方面却正是时域测量所擅长的。 4.1 时域测量简介 时域测量的方法一般有直接测量和间接测量两种方法。直接测量是在脉冲激励下测量被测件的响应，从响应中直接获取需要的电参数。只要脉冲前沿上升时间足够短(如15PS以内)、接收机频带足够宽，直接测量法可提供很高的分辨率，常见的仪器配置为取样频率较高的取样示波器加射频分析模块和射频探头。 间接法测量是在扫频连续波激励下，先测被测件的频率响应，再把此响应利用傅里叶反变换转换到时域中。目前多数的矢量网络分析仪增加时域模块后都可具有间接时域分析功能，如HP8510，Wiltron的 360系列、373系列等。矢量网络分析仪是射频同轴连接器生产厂家必 71 备测试设备，这里就介绍一下利用Wiltron的37347A型矢量网络分析仪进行时域分析，对连接器进行设计优化的方法。 时域测量有两种工作模式。一种是低通(LOWPASS)模式;另一种是带通(BANDPASS)模式。低通模式可提供较高的分辨率;带通模式则便于去除掉不需要的响应和干扰。 低通模式常被用来模拟传统时域反射计测量，提供的信息可断定不连续点或中断的位置和类型(电阻、电容、电感)，而这些正是射频同轴连接器设计优化过程中最有价值的信息。低通模式又有两种激励方式:阶跃激励(STOP)和脉冲激励(IMPULSE)，其响应曲线的含义不同: 低通阶跃激励S11实部 低通脉冲激励S11实部 图7 低通法两种激励模式响应曲线的含义 对无源器件进行时域分析时，低通模式一般进行的是反射测量，即单端口测量，仪器与被测件的连接如图8(a)所示。测量中水平轴响应是双向传输时间的间断点，光标表示双向时间和沿着轨迹的电长度。垂直轴响应经傅立叶反变换后仅有实数部分，它表示的是反射信号电压。由图7的两组曲线可以看出，在进行连接器时域测量分析中，低通阶跃激励的实部可以提供更为直观的不连续点的特性信息，便于对响应进行分析，是我们进行射频同轴连接器优化设计过程中最常用到的时域测试方法，它同时还可以进行电缆组件的缺陷定位。 ,、时域反射测量连接图 ,、时域传输测量连接图 图8 时域反射测量和时域传输测量连接图 72 带通模式也有两种激励方式:脉冲激励(IMPULSE)和矢量脉冲激励(PHASOR,IMPULSE)。脉冲激励模式的垂直轴的显示值取决于所选的格式，其默认的格式是以dB为单位的回波损耗值。这种方式常被用于功分器、滤波器的测量及电缆组件的DTF (Distance to Fault) 测试。带通模式在测量频率范围上没有限制，因此可针对电缆组件使用频带对其进行测量分析。在频域测量中，相对反射系数的波纹是由每个接头处的反射相互干涉引起的，因此DTF测试不仅用于缺陷定位，还常作为一种连接器与电缆装接质量与匹配情况的综合评测方法，例如国外某通信设备制造商要求7/16射频同轴连接器与1/2波纹缆组成的跳线在上限频率为2GHz的DTF测试中两接头位置的回波损耗值应小于,38dB。 带通矢量脉冲激励模式中，响应曲线含义如下图: 图9 带通矢量脉冲激励(PHASOR,IMPULSE)响应曲线的含义 以上几种模式各不相同，我们可以根据不同的测试需要求选择。如果要进一步进行更精确的分析，矢量网络分析仪还提供了窗口和门控功能。窗口功能在隔离和识别单个响应的时域测量中非常有用，而门控功能可以灵活地选择去除不需要的间断点的响应，在传输测量中可以去掉多传输路径的干扰。 4.2 测量步骤和测试曲线的分析 我们以图10所示连接器为例，用户要求由该连接器与电缆组成的双头电缆组件频率在6,10GHz时电压驻波比不大于1.20，由于电缆是多层复合屏蔽结构外导体，介质及外皮为聚四氟乙烯绝缘材料，故采用焊接结构可以得到较好的电性能指标。但按常规经验公式计算并完成设计后，组装多根200 mm双头电缆组件后进行测试，结果一致性很好，但不能满足用户要求。 测试曲线如图11，测试频段设为6-10GHz，9.88 GHz时电压驻波比为1.254，远远超过要求指标。曲线中峰-峰间频率差约为0.45 GHz，电缆介质相对介电常数1.44，则可推算出反射点的间距约为: (3×108/0.45×109) ×1.441/2=200(mm) 这与电缆组件长度基本相同，说明相互叠加的反射主要来自于两接头处;从整个曲线的趋势来看在每个连接器处应至少有两个集中反射点存在。 73 图10 SMA焊接式射频同轴连接器 图11 优化前电压驻波比曲线 将仪器按照反射测量法低通阶跃激励模式进行时域校准，并接入待测件进行时域测量分析。由于连接器中存在两种不同材料，测量时将相对介电常数设为1以便于计算，则可得到图12的测量曲线。 74 图12 SMA连接器时域测量曲线 采用短路法找出连接器的基准面“点1”，并将其它几个标记点放在波峰与波谷的位置，其中第6点处为电缆部位。由图12中的曲线可知，由于电缆相对介电常数为1.44，而我们设定的介电常数为1，所以电缆组件的实际电长度大于200mm空气线的电长度，所以在200mm 处并没有出现第二只连接器的曲线。 对图中曲线进行分析可知:点6所在的电缆部分阻抗均匀性较好，阻抗值偏低(49Ω左右)，而连接器部分阻抗变化较大;在2、4两点有感性不连续点，而处于焊接位置的5点由于焊接原因出现一容性不连续点。确定不连续点的位置可知，2点处于基准面到A点之间的绝缘子部位，3点处于A点附近，4点位于B点附近，而5点位于C和D之间。根据以上信息对连接器进行分析，发现前绝缘子部分外导体内径尺寸偏大，而绝缘子与内外导体之间均有较大的配合间隙，造成该部位阻抗偏大;而连接器焊接后由于后绝缘介质片对内导体的支撑强度较小，内导体焊接以后普遍有后缩现象，造成B点台阶处错位补偿过量(高阻段变长)，使该点呈感性，也使得C和D之间的后绝缘介质部位因内导体后移而导致该补偿不足，使得该部位呈容性。 根据以上分析，对相关尺寸进行调整，连接器性能大有改善，小批量试装后测试，电压驻波比小于1.15，满足了用户要求。 4.3 影响测试分析精度的一些因素 在对射频同轴连接器作时域测量分析时我们希望所取得的响应曲线是准确的，并且尽可 75 能分辩出相邻很近的不连续点的响应特性;在对较长的电缆组件作缺陷定位时我们要去除掉响应的重复叠加，保证测量的准确性。这就要求掌握时域测量中常用到的两个参数:响应分辨率和无混淆距离。 4.3.1 无混淆距离R 由于矢量网络分析仪在频域中的取样有周期性间隔，这就导致了时域响应的周期性，因而限制了最大测量距离。设定Δf为相邻采样点的频率间隔，N为扫频带宽中采样点的数量，fstop为扫频终止频率，fstart为扫频起始频率，fspan为扫频宽度，则有: fspan,fstop,fstart R,1/Δf,3 X 10 X (N-1)/ fspan 在反射法测量时，无混淆距离为R/2。例如:fspan,20GH，N,401点时，最大测量距离为R,6,，对于反射测量来说无混淆距离为3,;fspan,1GH，N,201点时，最大测量距离为R,60,，对于反射测量来说无混淆距离为30,。由上式可见，提高R的方法是增加采样点数N和减小fspan，但减小fspan会降低响应的分辨率。 4.3.2 响应分辨率ΔRS 响应分辨率是能分辨两个相邻响应的最小距离。对于两个幅度相等的响应，ΔRS等于响应值50%的脉冲宽度。其表达式为: ΔRS,0.6/fspan 例如:,20GHz时，ΔRS,0.03,，对于反射测量则可分辨距离为0.015,的不连续点的时域响应。 由上式可知，提高响应分辨率的有效方法是提高扫频宽度。另外利用窗口功能可以提高时域测量的动态范围，选择最小的窗口可以有效缩短阶跃上升时间，可成倍提高响应分辨率。 5 结束语 2004年有三家国际著名连接器制造商的技术总监来笔者所在公司进行过技术交流，关于射频同轴连接器设计及优化方法问题笔者向他们做了问询和了解，答案是一致的，那就是三维电磁仿真模拟和时域测量分析的方法在这些公司已得到非常普遍的应用，是产品研发过程不可缺少的步骤。但在我们国林昌禄 聂在平 电子工业出版社 2002年6月 3、同轴式TEM模通用无源器件 郑兆翁 人民邮电出版社 1983年4月 8 76