特种缝纫机直流无刷电机驱动器设计

特种缝纫机直流无刷电机驱动器 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 西南科技大学本科生毕业论文 I 特种缝纫机直流无刷电机驱动器设计 摘要:随着我国纺织业的向低功耗，高效率的方向发展，特种缝纫机控制系统在技术方面顺应我国市场的需求，不断地发展进步，以实现更加高效、节能的生产方式，而其研发的过程中包含了电机控制领域中的大量知识，具有很大的科研价值和潜力。 本文理论部分，首先讲述了无刷直流电机和特种缝纫机的发展，建立了无刷直流电机的模型(结构和数学模型)。随后分析矢量控制的原理以及常用的矢量控制策略，最后推导出来SVPWM的控制算法。 本文设计的无刷直流电机驱动器，采用了成本较低的STM32为核心的MCU，在同样满足精度的情况下降低了成本。介绍了驱动器的电源模块，采样模块和编码器信号和霍尔信号模块的接口电路设计。以及详述了控制部分是如何实现AD转换和角度和转速的计算以及SVPWM的程序。 关键词:无刷直流电机; 驱动器; 矢量控制; 空间电压矢量控制 西南科技大学本科生毕业论文 II BLDCM Driver of Special Sewing Machine Design Abstract: With the low-power and high efficiency in the direction of China's textile industry, the aspects of technology of special sewing machine control systems conform to the needs of the market, continuing to progress and development, in order to achieve more efficient, energy-saving production methods. What’s more, its research and development process have great scientific value and potential, because it contains lots of knowledge of motor control. Theoretical part of this treatise describes the development of the BLDCM and special sewing machine. Then Introducing the structure of BLDCM and building the mathematical models of BLDCM. Last subsequent analysis of the principle of vector control and vector ontrol strategies commonly used, and finally deduced SVPWM control algorithm. c This design of BLDCM drive using a lower cost as the core STM32 MCU, under the same circumstances to meet the accuracy reduces costs. It describes the interface circuit design drive power module, sampling module and Hall and Encoder module. And a control section details how to achieve AD conversion and calculate the angle and speed of rotor. Last describing the SVPWM program. Key words: BLDCM, Drive, Vector control, SVPWM 西南科技大学本科生毕业论文 III 目 录 第1章 绪 论................................................................................................... 1 1.1 课题背景及研究目的和意义.............................................................. 1 1.1.1 研究背景................................................................................... 1 1.1.2 研究的目的和意义................................................................... 1 1.2 无刷电机控制概述.............................................................................. 2 1.2.1 无刷电机控制系统硬件方面................................................... 2 1.2.2 无刷电机控制策略方面........................................................... 3 1.3 本文研究内容和结构安排.................................................................. 3 第2章 无刷直流电机系统结构及其数学模型............................................... 5 2.1 无刷直流电机控制系统原理.............................................................. 5 2.2 无刷直流电机数学模型...................................................................... 6 2.3 本章小结.............................................................................................. 9 第3章 矢量控制理论及其控制策略............................................................. 10 3.1 矢量控制基本原理............................................................................ 10 3.2 矢量控制坐标变换............................................................................ 11 3.2.1 Clarke变换 ............................................................................. 11 3.2.2 Park变换和Park逆变换 ....................................................... 13 3.3 矢量控制策略.................................................................................... 14 3.4 本章小结............................................................................................ 16 第4章 空间电压矢量调制(SVPWM) ...................................................... 17 4.1 SVPWM基本原理 ............................................................................ 17 4.2 SVPWM控制算法 ............................................................................ 21 4.2.1 电压空间矢量的位置............................................................. 21 4.2.2 电压空间矢量的合成............................................................. 22 4.2.3 电压矢量作用顺序................................................................. 23 4.3 本章小结............................................................................................ 26 西南科技大学本科生毕业论文 III 第5章 BLDCM硬件系统设计 ..................................................................... 27 5.1 控制系统整体框架............................................................................ 27 5.2 电源模块设计.................................................................................... 27 5.2.1 主电源模块............................................................................. 27 5.2.2 数字电源模块......................................................................... 28 5.3 驱动电路模块.................................................................................... 29 5.4 采样电路模块设计............................................................................ 30 5.4.1 相电流采样电路设计............................................................. 30 5.4.2 电源电压采样电路设计......................................................... 32 5.5 编码器和霍尔接口模块设计............................................................ 32 5.6 本章小结............................................................................................ 33 第6章 BLDCM控制系统软件设计 ............................................................. 34 6.1 控制系统软件总体设计.................................................................... 34 6.2 主要模块的算法设计........................................................................ 34 6.2.1 AD转换程序设计 .................................................................. 34 6.2.2 编码器模块程序..................................................................... 35 6.2.3 SVPWM算法实现 ................................................................. 36 6.3 PI调节器 ........................................................................................... 38 6.4 本章小结............................................................................................ 39 第7章 调试结果与分析................................................................................. 40 7.1 控制系统实物.................................................................................... 40 7.2 控制系统波形分析............................................................................ 41 7.2.1 SVPWM波形 ......................................................................... 41 7.2.2 BLDCM相电压和相电流波形 ............................................. 41 7.2.3 光电编码器和霍尔信号波形................................................. 43 7.3 本章小结............................................................................................ 44 结论..................................................................................................................... 45 致谢..................................................................................................................... 46 参考文献............................................................................................................. 47 西南科技大学本科生毕业论文 第1章 绪 论 1.1 课题背景及研究目的和意义 随着我国的进步和发展，人们的水平有了显著的提高，同时也给我们传统的衣食住行行业提出了更高的要求。因而使得纺织行业有了的大力发展，而其中的基础行业之一——缝纫机行业也迅速发展，使得传统的缝纫机行业要向着低碳、环保、高效的方向过渡，出现了很多高效的完成某项特定功能的特种缝纫机产品，在更低能耗的状态下效率大大提高。特种缝纫机控制系统在技术方面顺应我国市场的需求，不断地发展进步，以实现服装工厂对特种缝纫机的需求，在过程中也有很多的科研的价值。 1.1.1 研究背景 早在20世纪30年代，人们就开始研制采用电子换相技术来代替传统的机械电刷的换相，并取得了一定的成果。但由于受到当时工业水平的发展，电子电力器件发展还不成熟，只能停留在理论研究阶段。美国人Harrison于上世纪 50 年代首次申请晶体管换相线的专利，开创了无刷代替有刷直流电机的先河，这个伟大的时刻标志着现代无刷直流电机从此诞生;1962年，借助于霍尔元件的位置检测装置实现换相的无刷直流电机研制成功;直至1978年的汉诺威贸易博览会上，MANNESMANN公司正式展出了该公司最新研制的MAC永磁无刷直流电机和完善的驱动系统，真正开创了无刷直流电机进入了使用阶段的时代。我国无刷直流电机的发展开始于上世纪七十年代初期，研究工作主要在一些高校和科研院所开展。 近年来，缝纫机向高速化、自动化和电子化的方向迅速发展，要求有与之相配套的驱动电机及其控制系统，而原有的离合器电机等传统电机已不能适应这一要求。此时，以半导体开关器件代替了由换向器和电刷组成的机械式换向结构并保持了直流电机优良的调速特性、转速控制方便等特点的无刷直流电机(BLDCM)进入了人们的视线。这种产品功能齐全、性能优越，深受服装工业界的欢迎。为追踪国际先进水平，提高产品在国际市场的竞争能力，国内一些兄弟院校和大型企业相继开展这类产品的研制工作，并取得了一定的进展。我们承担的这一课题研究就是在这一背景下展开的。 1.1.2 研究的目的和意义 本文研究设计基于STM32F103ZET6的无刷直流电机控制器，应用于特种缝纫机 1 西南科技大学本科生毕业论文 的主轴无刷电机的控制，实现特种缝纫机在需要高精度、高速情况下的缝纫工作。 工业缝纫机作为一种机电一体化设备，动力驱动系统是其技术的核心之一，采用无刷直流电机的缝纫机控制器与以前的产品相比，在性能上具有很大优势。永磁无刷直流电机由于其无换向火花，运行可靠，维护方便，结构简单，无励磁损耗等众多优点，使得特种缝纫机能够稳定，安全可靠的工作在高速运转的情况下，不仅如此缝纫机的调速性能，灵敏度和精度都将远高于传统的缝纫机。正因如此主轴采用无刷电机的特种缝纫机在提高工作效率的情况下，同样也保证了加工产品的精度和质量。 因此开发设计出功能完善的特种缝纫机无刷电机的驱动板是特种缝纫机设计中必不可少的工作任务。 1.2 无刷电机控制概述 我国对无刷直流电动机运功控制系统的研究起步较晚，国内对方波无刷直流电动机的研究是在年代以后才开始的。大功率的永磁无刷直流电机还处于研究的初级阶段，主要集中在高校和研究所里研究实验。目前，我国在中小功率无刷直流电机的技术研究已经成熟，也在大量的生产应用了。如西安的微电机研究所研制的系列产品，上海微电机研究所研究的无刷直流力矩电动机等。 1.2.1 无刷电机控制系统硬件方面 现代无刷直流电机控制系统在硬件上将向数字化、总线化方向发展。采用DSP(Digital Signal Processor)为控制核心的直流无刷电机控制器并结合CAN总线通讯技术，再引入一些先进的智能控制算法来提高控制性能，已成为了国内外的主流设计方法。并且借助DSP高速的实时运算与处理能力，可以较为容易地实现这些复杂的控制算法。基于DSP的无位置传感器无刷直流电机控制器的相关产品已经趋向成熟。所不利之处在于DSP芯片的成本相对较高，而且设计复杂，研发成高且研发周期长。随着ARM公司在2007年推出了最新的32位闪存微控制器——STM32系列芯片，它使用了突破性的Cortex-M3内核，集高性能、低功耗、具有竞争性价格于一体的极大的满足了现代嵌入式系统的要求。并特别为永磁无刷电机提供了6路脉宽调制信号(PWM)输出。基于STM32的无刷直流电机控制器，在保持高性能的控制需求的同时，很好的降低成本和缩短研发周期。逐渐成为了现代电机控制开发的核心，也是未来的一个趋势。 2 西南科技大学本科生毕业论文 1.2.2 无刷电机控制策略方面 目前，人们对于线性系统的分析与设计已形成了一套相当完整和成熟的理论体系，这些理论和方法也已经在永磁无刷直流电机上得到广泛的应用，并获得了巨大的成就。但实际上，永磁无刷直流电机是一个多变量、非线性系统。在对于电机控制系统的性能和精度要求较低的应用场合，人们为了使系统分析简单，在一定的范围内和程度上对永磁无刷直流电机系统做了线性的近似描述，把系统的非线性特征忽略，或者对其局部线性化，能够在一定范围内满足控制的性能要求。在实际应用中经典的控制仍然是较多的被采用，其算法简单，运行可靠，易于实现。然而，由于无刷直流电机系统的非线性，在性能要求较高的应用，不宜采用线性模型。在控制理论界对永磁无刷直流电机非线性控制理论的研究开始受到空前的关注。人们把现代控制理论如最优控制、自适应控制与传统的控制相结合应用到无刷直流电机的控制中，有效地提高了电机的运行性能。 1.3 本文研究内容和结构安排 本文主要以无刷直流电机作为控制对象，针对该对象采用矢量控制理论实现其在特种缝纫机行业的应用，本文的文章结构和内容安排如下: 第1章是绪论，主要介绍特种缝纫机和无刷直流电机的应用背景，以及现在的研究现状。 第2章是无刷电机系统结构及其数学模型，主要介绍了无刷电机系统的结构分为几个部分，并推导出了无刷直流电机的数学模型。 第3章是矢量控制理论及其控制策略，这章介绍了矢量控制的基本原理，以及其控制过程中的坐标变换推导和常用的矢量控制策略。 第4章是空间电压矢量调制，这章主要空间电压矢量控制的原理，以及从理论上推导其控制算法。 第5章是BLDCM硬件系统设计，主要介绍了几个重要模块包括电源模块、采样电路模块、驱动电路模块以及编码器和霍尔信号接口模块的设计原理和思路，在采样电路的设计部分还从理论计算上完成了合理性的验证。 第6章是矢量控制系统软件设计，这章介绍了整体控制 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 的软件 流程 快递问题件怎么处理流程河南自建厂房流程下载关于规范招聘需求审批流程制作流程表下载邮件下载流程设计 图，并介绍了几个重要部分的子程序，包括AD转换程序，编码器模块程序，SVPWM程序， 3 西南科技大学本科生毕业论文 以及程序中重要的几个PI调节器的参数的调节顺序。 第7章调试结果与分析，这章主要介绍了根据实验板得到的调试的结果，包括SVPWM波形和BLDCM相电流转化为电压后的波形，并对其结果的合理性进行了相应的分析。 4 西南科技大学本科生毕业论文 第2章 无刷直流电机系统结构及其数学模型 2.1 无刷直流电机控制系统原理 无刷直流电机本质上也是一种自控变频的永磁同步电机，在其系统结构方面，可认为由三部分组成，即电机本体，转子位置传感器以及电子开关电路。简单而言之，无刷直流电机的控制原理是，电子开关电路根据转子位置传感器的反馈信号得出当前转子的位置，并得出下面该给的定子的那些相的绕组通电从而实现无刷直流电机的转动。即为无刷直流电机的控制系统结构示意图，如图2-1所示。 1-电机本体 2-转子位置传感器 3-电子开关电路 图2-1 无刷直流电机结构 1、 电机本体 电机本体一般由定子和转子两部分组成。与直流电机相反，无刷直流电机定子一般为励磁绕组，其定子绕组A，B，C互成120?夹角，接成“Y”形或三角形，而转子则是由永磁体制成的一对磁极。 2、 转子位置传感器 转子位置传感器一般也由定子和转子两部分组成，通俗的说它的作用相当于直流电动机的电刷。常用的位置传感器有类型有光电式和磁敏式等。位置传感器转子和电机转子固定在一起旋转，用于确定转子位置。位置传感器定子一般固定在电机机体上， 5 西南科技大学本科生毕业论文 其将转子的位置转换成电信号输出。由于磁敏式位置传感器具有工作简单、可靠以及反应快速的特点，现在无刷电机上一般都集成的是霍尔传感器，一般用来检测转子位置用于电子开关电路来控制无刷直流电机的转动。当然有点电机也将光电编码器一起集成在了无刷直流电机上，以便用于旋转角度和速度更加精确度的测定。 3、 电子开关电路 无刷直流电机的电子开关电路又称为电子换相器。顾名思义，电子开关电路的作用就是用来控制定子绕组的通电时间和通电相序，主要由功率开关和逻辑控制器组成。其功率开关部分作用是将电源的功率按照一定的逻辑关系给无刷直流电机的定子绕组。而逻辑控制器的作用在于根据转子位置传感器反馈的位置信号，经过处理得到电机转子的相对位置，从而以脉冲信号去导通相应的功率开关。从而完成对无刷直流电机转动的控制。由于科技的进步与发展，目前功率开关一般都采用IGBT或者MOSFET等器件，为了使得无刷直流电机工作更加可靠和稳定，功率开关电路现在已经做成了相应的集成模块，如集成功率模块(PIC)和智能功率模块(IPM)等。 2.2 无刷直流电机数学模型 本文在A-B-C三相静止坐标系上以两相导通的“Y”形连接为例，在分析直流电机的工作原理基础上建立其数学模型。由于无刷直流电机涉及到许多非线性理论及数值解法，实际中要精确的分析出无刷直流电机的数学模型是难以实现的，故为了使得模型简化，现在做如下假设: (1) 三相绕组完全对称，气隙磁场为方波，定子电流，转子磁场分布皆对称。 (2) 忽略齿槽换相过程和电枢反应等影响。 (3) 电枢绕组在定子内 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 面均匀连续分布。 4) 磁路不饱和，不计涡流和磁滞损耗。 ( 根据上述假设，简化后的无刷直流电机的数学模型由三个方程构成:电压方程，转矩方程及其运动方程。 1、 电机的电压方程 [1]无刷直流电机的定子三相电压平衡方程式为: 6 西南科技大学本科生毕业论文 uRiLLLie00，，，，，，，，，，，，aaaaabacaad,,,,,,,,,,,,uRiLLLie,，，00 (2-1) bbbbabbcbb,,,,,,,,,,,,dt,,,,,,,,,,,,uRiLLLie00ccccacbccc，，，，，，，，，，，，式中:，，——表示定子各相反电动势(V); eeeabc ，，——定子各相电流(A); iiiabc ，，——定子各相电压(V); uuuabc ，，——定子各相电阻(?); RRRabc ，，，，，——定子各相绕组互感(H)。 LLLLLLabacbabccacb忽略磁阻影响可有: ; (2-2) LLLL,,,abc ; (2-3) LLLLLLM,,,,,,abacbabccacb ; (2-4) RRRR,,,abc 则有: uRiLMMie00，，，，，，，，，，，，aaaad,,,,,,,,,,,,uRiMLMie,，，00 (2-6) bbbb,,,,,,,,,,,,dt,,,,,,,,,,,,uRiMMLie00cccc，，，，，，，，，，，，由于三相绕组具有对称可知:iii，，,0从而推出MMM，，,0，则进一abciaibic [2]步推出: uRiLMie0000,，，，，，，，，，，，，aaaad,,,,,,,,,,,,uRiLMie,，,，0000 (2-7) bbbb,,,,,,,,,,,,dt,,,,,,,,,,,,uRiLMie0000,cccc，，，，，，，，，，，，2、 电机的转矩方程 无刷直流电机绕组产生的转矩为: ()eieiei，，aabbccT, (2-8) ew rads/wn,2,w式中:——为转子的角速度()，; 7 西南科技大学本科生毕业论文 NM, ——电机绕组产生的转矩()。 Te 由于无刷直流电机的功率开关电路一般都采用的是两两导通的设计，所以任意时 刻都只有两相绕组中存在电流，其余的电流均为零。而两相导通的绕组上经过的电流i()和反电动势的()大小相等，方向相同，进而可推得转矩方程为: e 2ei (2-9) T,ew 3、 电机的运动方程 根据无刷直流电机的转矩的平衡，可得运动方程(忽略摩擦)为: dw (2-10) JTT,,eLdt NM,式中:——为负载转矩(); TL 2J——转动惯量(); Kgm, 2B——阻尼系数() Kgm, 根据上述三个方程可以得到无刷直流电机的等效模型。如图2-2，无刷电机等效 模型所示: 图2-2 无刷直流电机等效模型 在任意两相导通以后，可得其动态电压方程为: di2222ueRiL,，， (2-11) dt u式中:——定子相电压。 8 西南科技大学本科生毕业论文 2.3 本章小结 根据本章推演出的无刷直流电机数学模型，得出了电机数学模型的三个方程以及采用两两导通的方式后无刷直流点击的转矩方程以及动态电压方程。这为后面在实践 理论基础。 过程中的电机驱动器的设计提供了 9 西南科技大学本科生毕业论文 第3章 矢量控制理论及其控制策略 3.1 矢量控制基本原理 矢量控制又称磁场定向控制(FOC)。顾名思义，其目的是通过对电机的磁场的控制，以达到对无刷直流电机控制的目的。矢量控制的本质是想在普通交流电机上模拟直流电机的转矩控制规律，而直流电机的控制优点在于，电机的电枢绕组磁场和电机的励磁磁场一直都是相互垂直的，即可以分别对转矩和励磁进行控制。然而无刷直流电机其定子磁场和转子磁场存在耦合，不能够直接像直流电机那样去控制。由磁动势的计算公式可知，磁动势的大小与绕组匝数和电流成线性关系，当电机确定后其每相绕组匝数就定了，故其只与电流成正比，也就是说控制磁动势也就可以等效为对电流的控制。所以只要对无刷直流电机的三相电流进行解耦到产生磁通的励磁电流和id产生转矩的电枢电流，并使连个分量相互独立和垂直，这样就可以完成对电机励磁iq 磁场和电枢磁场的解耦。下面根据图3-1，说明无刷直流电机可以转化为直流电机。 在图3-1的(a)中为无刷直流电机的三相静止绕组A、B、C，由于三相绕组中电流的大小和方向的改变，产生的磁动势F以的角速度旋转。现在有两相静止坐标系图, 3-1中的(b)由于其电流方向和大小的改变，也产生了一个以角速度旋转的磁动势,F。由于产生的磁动势都是一样的，所以我们可以说这两个坐标系下的绕组是等效的。如果现在有以角速度的旋转坐标系如图3-1中(c)，那么由于其本身在旋转所以在, 两个相互垂直的坐标系下的分量就是固定不变的。假设现在将磁通的方向固定在d轴的绕组上，那么与直流电机的两个相互垂直和独立的励磁绕组和电枢绕组相比，这一瞬间d轴上的绕组就相当于直流电机的励磁绕组，而q轴上的绕组相当于直流电机的电枢绕组。进而言之，也就是说现在我们经过坐标变换可以将无刷直流电机模型转变为普通直流电机的模型。而要求解的也就是各相产生的磁动势，由前面的说明可知磁动势此时正比于电流，换而言之可以得出是要求出此时从三相静止坐标系的电流 iiiiiii、、到两相静止坐标系电流、，再到两相旋转坐标系下的和，即解耦,qAB,dC 得到了相互独立垂直励磁绕组和电枢绕组。而这个变换求解的过程就称之为矢量控制的坐标变换。 10 西南科技大学本科生毕业论文 (a)三相静止交流绕组坐标系 (b)两相静止交流绕组坐标系 下产生的磁动势 下产生的磁动势 (c)旋转直流绕组坐标系 下产生的磁动势 图3-1 电机等效模型 3.2 矢量控制坐标变换 3.2.1 Clarke变换 Clarke变换是将三相静止坐标系向两相静止坐标系间的变换，又称之为3s/2s变换，s表示静止的意思。如图3-2所示，为建立的三相静止坐标系和两相静止坐标系。 图3-3 三相和两相静止坐标系及磁动势空间矢量 11 西南科技大学本科生毕业论文 为方便计算，不妨将三相静止坐标系的A轴与两相静止坐标系的α轴重合，且 两轴的方向一致，三相定子绕组的匝数为，两相绕组的匝数为。磁动势为匝数NN32乘以电流，由于坐标变换过程中，磁动势的大小不变，所以在α、β轴上的投影分量 对应相等。所以得: NiNiNiNi,,:,:cos(60)cos(60)2333,ABC 11 (3-1) ,,,Niii()3ABC22 NiNiNi,:,:sin(60)sin(60)233,BC 3 (3-2) ,,Nii()3BC2 将(3-1)和(3-2)联合，写成矩阵形式，得式(3-3): 11，，i，，1,,A,,i，，N22,,,3,,i, (3-3) ,,B,,iN33,,,2，，,,i0,C，，,,，，22 按照空间矢量功率与瞬时功率相等的原则可知: N23 (3-4) ,N32 将(3-4)代入式子(3-3)中，可得(3-5): 11，，i，，1,,A,,i，，222,,,,,i, (3-5) ,,B,,i333,,,，，,,i0,C，，,,，，22 设C表示三相静止坐标系到两相静止坐标系变换矩阵，那么: 3/2 11，，1,,,,222,,C, (3-6) 3/2333,,0,,,，，22 12 西南科技大学本科生毕业论文 3.2.2 Park变换和Park逆变换 Park变换是两相静止坐标系向两相旋转坐标系变换，也称为2s/2r变换，s同上表示静止，而r表示旋转的意思。为了方便分析，将两个坐标系的合成磁动势和原点都重合在一起，即如图3-4所示。 图3-4 两相静止和两相旋转坐标系及磁动势空间矢量 在图3-4中，两相旋转坐标系的旋转角速度与两相静止坐标系下的磁动势矢量的旋转速度一致，均为ω。因为静止坐标系和旋转坐标系均为两相，不妨设两相静止坐标系下的绕组匝数与旋转坐标系下的绕组匝数均为。在旋转坐标系下q、d轴的分N2 量均保持不变，即i、均为直流分量，且其大小可直接表示该各自轴上磁动势的大iqd 小。此时两相静止坐标系和两相旋转坐标系的夹角为φ，夹角φ是时间的函数，故若将两相旋转坐标系下的直流分量，投影在两相静止坐标系下的两轴上后就变为了随着时间变化的交流量，β、α轴上的磁动势大小即为该瞬时q、d轴上直流分量的投影大小。这与两相静止坐标系下的轴上分量性质一致，也同时所说明了假设的电机模型的正确及合理性。 根据图3-4所示，不难得出q、d轴和β、α轴上电流的关系: iii,,cos()sin(),, (3-7) ,dq iii,，cos()sin(),, (3-8) ,qd 将(3-7)和(3-8)联合，写成矩阵的形式得: iicos()sin(),,,，，，，，，,d, (3-9) ,,,,,,iicos()sin(),,q，，,，，，， 13 西南科技大学本科生毕业论文 观察式子(3-9)不难发现，式子的左边是两相静止坐标系，而式子的右边才是两相旋转坐标系，即是将两相旋转坐标系向两相静止坐标系变换，该变换就称为Park逆变换。而Park变换是将两相静止坐标系向两相旋转坐标系变换，所以要进一步进行矩阵运算后，可得: ii，，cos()sin(),,，，，，d, (3-10) ,,,,,,,ii,sin()cos(),,q，，,，，，， 设C表示两相静止坐标系到两相旋转坐标系变换矩阵，那么: 2s/2r cos()sin(),,，， (3-11) C,2/2sr,,,sin()cos(),,，， 同理，设C表示两相旋转坐标系到两相静止坐标系变换矩阵，那么: 2r/2s cos()sin(),,,，， (3-12) C,2/2rs,,cos()sin(),,，， 由上述的推演的坐标变换可知，变换的最终结果是为了获得一个等效的直流电机模型。知道了坐标变换的目的那么不难总结出该坐标变换过程的结构框图，如下图3-5所示。 图3-5 坐标变换结构框图 3.3 矢量控制策略 根据3.2节矢量控制坐标变换后可以得到一个等效于无刷直流电机的直流电机模型，而对于这个变换后的等效模型需要根据无刷直流电机的实际工作与应用情况，采 有实际的意义。根据4章的内容用相应的控制策略这样对于无刷电机的矢量控制才会 14 西南科技大学本科生毕业论文 可以总结出BLDCM控制系统的系统结构图，如下图3-6所示。 图3-6 矢量控制系统框图 常用的控制策略有如下四种，这些控制策略由于控制的原理和对象的不同，使得不同的控制策略的适用的方向也不同。 1、 转子磁场定向控制 转子磁场定向控制，又称之为i=0控制。由转子磁场定向控制的名称可知，其d 控制的是转子的磁场，所以其基本原理是将无刷直流电机的三相定子电流进行坐标变换到两相静止坐标系中，再在通过两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，从而实现 i解耦，获得此时d、q轴上的解耦电流i和 。由3.1节矢量控制的基本原理可知，qd 此时无刷直流电机相当于一台直流电机，且定子和转子的磁动势相互垂直，且定子电流独立于转子永磁磁通。而i=0时，d轴上没有电流分量，只要能够知道此时转子的d 空间位置，将定子三相电流的磁动势合成矢量沿两相旋转坐标系下的q轴。这时候无 i刷直流电机的转矩就只和q轴上的分量成正比。这种方法控制简单，可行性高，拥q 有良好的转矩性能和调速性能，因而这种控制策略在矢量控制中得到广泛的应用。 2、 最大电磁转矩控制 最大电磁转矩控制策略的原理是在确定输出转矩的情况下，合理组合q轴和d轴上的电流分量，使得无刷直流电机的三相定子绕组上的电流最小，而此时单位电流上的输出的转矩是最大的，故称为最大电磁转矩控制。这种控制看似将能源得到很高 15 西南科技大学本科生毕业论文 的利用，但是这种控制方法在转矩变化较大的情况下会使得功率因数下降较快，因而使用场合和情况有限。 3、 弱磁控制 弱磁控制策略是为了让无刷直流电机在达到额定的转速后以更快的转速运行的一种控制方法。其控制原理为，当达到额定的转速后，无刷直流电机内部的反电动势达到最大，而反电动势的大小除了与转速有关还和还和气隙磁通有关，且反电动势正比于转速和气隙磁通的乘积，所以只要保证转速和气隙磁通的乘积为定值，即转速上升时气隙磁通下降。 4、 恒磁链控制 恒磁链控制策略的目的是为了控制无刷直流电机解耦后d、q两轴的磁链。其基本原理是将三相定子绕组电流解耦到两相旋转坐标系下的d、q两轴电流分量、，iiqd并控制、 使得三相定子绕组产生的磁通保持不变，且与转子的磁链数一致。虽iiqd 然这种控制有较高的功率因数，但是这种控制会使得最大输出转矩受到限制等缺点。 根据上诉四种控制策略的优缺点和本文无刷直流电机的实际工作情况，本设计决定采用转子磁场定向控制这种控制策略。 3.4 本章小结 本章通过理论证明了无刷直流电机可以通过坐标变换，能等效为一个普通的直流电机模型进行控制，进而获得到和直流电机相似的优良控制性能，以及在进行坐标变换后对等效的直流电机模型，要采用合理的控制策略才能得到最好的控制效果。 16 西南科技大学本科生毕业论文 第4章 空间电压矢量调制(SVPWM) 4.1 SVPWM基本原理 首先在讲述SVPWM之前，要说明的是第四章中讲述的矢量控制与本章中讲述的空间电压矢量调制的区别与联系，矢量控制是将无刷直流电机等效为一个直流电机后并采用相应的控制模型得到期望的控制输出指令，由空间电压矢量调制可知其作用是用于产生相应的PWM波，即根据矢量控制得到的输出指令，产生相应的PWM波来控制逆变器的功率开关的导通和关闭。 空间电压矢量调制(Space Vector Pulse Width Modulation)，其原理是运用产生相应的脉冲去导通逆变器的功率开关，通过不同的导通组合以及导通时间，使得电机输出的空间电压矢量趋近于一个恒定幅值的圆形。这种控制方法不仅使得电机的脉动下降，还让直流电压的利用率提高。而我们前面提到矢量控制控制的是磁场，而其实现是靠电流的坐标变换来间接控制的磁场。而这章我们控制的是电压，不难想象出控制电压便可以实现对相电流的控制。 现以一常用的逆变电路为例，该电路由六个功率开关和三个桥臂组成，如下图4-1所示。 图4-1 无刷直流电机逆变电路 对于该逆变电路而言，可以根据该电路分析出其导通组合共有8种情况，现在用 SSS符号、、表示无刷直流电机A、B、C三相定子绕组，且规定当上桥臂功率ABC SS开关导通时=1，相反规定当下桥臂的功率开关导通时=0。这是因为同一相绕组的 17 西南科技大学本科生毕业论文 上、下桥臂不能同时导通，其对应脉冲必须是互补。如:Q1导通且Q2截止时，=1;SA当Q1截止且Q2导通时，=0。 SA ,SSS那么根据定义的、、建立功率开关状态的矢量，不难得出SSS,,ABCABC ,uuu三相逆变器的线电压矢量的计算公式: ,,abbcca uS110,，，，，，，abA1,,,,,,uuS,,011 (4-1) bcdB,,,,,,3,,,,,,uS,101caC，，，，，， ,uuu同理可得三相逆变器的相电压矢量的计算公式: ,,ABC uS211,,，，，，，，AA1,,,,,,uuS,,,121 (4-2) BdB,,,,,,3,,,,,,uS,,112CC，，，，，， 根据上述的计算公式可以得到8个状态下对应的线电压和相电压，结果如下表4-1所示。 表4-1 各个开关量对应的线电压与相电压 线电压 相电压 S S S 矢量符号 ABC uuuuuuabbccaABC0 0 0 U 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1 U 0 -u u -u/3 -u/3 2u/3 1 0 1 0 U -u u 0 -u/3 2u/3 -u/3 2 0 1 1 U -u 0 u -2u/3 u/3 u/3 3 1 0 0 U u 0 -u 2u/3 -u/3 -u/3 4 1 0 1 U u -u 0 u/3 -2u/3 u/3 5 1 1 0 U 0 u -u u/3 u/3 -2u/3 6 1 1 1 U 0 0 0 0 0 0 7 因为SVPWM的计算是在两相静止坐标系下进行的，所以将表4-1中的三相静止坐标系下的相电压经过Clarke变换，转换到两相静止坐标系下，再得到各个状态量对应的静止坐标系下对应的电压值分量，第三章的Clarke变换的计算公式(3-3)得: 18 西南科技大学本科生毕业论文 11，，u，，1,,A,,u，，222,,,,, (4-3) u,,,B,,u333,,,，，,,u0,C，，,,，，22 经过Clarke计算后的结果如下表4-2所示。 表4-2 各个开关量对应的两相静止坐标系下的电压 分量电压 S S S 矢量符号 ABC uu,, 0 0 0 0 0 U 0 11,u,u 0 0 1 U 162 11,u,u0 1 0 U 262 2,u 0 1 1 0 U 33 2u 1 0 0 0 U 43 11,uu1 0 1 U 526 11uu 1 1 0 U 662 1 1 1 0 0 U 7 根据表4-2中的各个分量的大小，在两相静止坐标系中画出各个开关状态量对应的空间电压矢量，不难发现，8个状态量中只有6个状态量有数值，虽然有两个状态量没有数值，但是在实际应用中却是经常要使用的。而且6个状态量的电压矢量的模数大小是一样的，而且这六个矢量将两相静止坐标系划分为6个扇区，如下图4-2所示。 19 西南科技大学本科生毕业论文 图4-2 电压空间矢量图 根据图4-2可知，要合成空间中围绕中心的任一电压矢量只需要合理的选择作用矢量和矢量的作用时间就可以合成该电压矢量，如下图4-3所示，以第3个扇区为例进行推导。 图4-2 电压空间矢量图 按照空间矢量合成的平行四边形法则，用相邻两个矢量合成期望输出矢量，在第 UUU3扇区即为和来合成，可得如下式子: out64 UTUTUT，,,4466out (4-4) ,TTTT,，，046, TT式中:，——为开关状态量作用时间; 46 T ——输出电压作用时间; 20 西南科技大学本科生毕业论文 ——零矢量的作用时间。 T0 通过以上的推导，证明了只要知道要输出的空间电压矢量，就可以通过相应扇区的开关状态量的开关矢量来合成相应的输出的空间电压矢量，从而间接来获得控制过程中期望需要的磁链，进而达到了电压控制磁场方向的目的。 4.2 SVPWM控制算法 通常在矢量控制的系统中经过坐标变换后，采用适当的控制策略，再经过坐标逆变换可以得到两相静止坐标系下相应的空间电压矢量分量，，这样根据4.2节uu,, 的内容可以知道，这时候就可以得到要合成相应的空间电压矢量开关状态量需要的作用时间。由上述可知，要实现SVPWM控制，要完成以下三部分的工作: 1、 确定电压矢量的扇区，即选择合适的开关状态量。 2、 确定开关状态量的作用时间。 3、 确定每个开关状态量的作用顺序。 4.2.1 电压空间矢量的位置 由图4-2可知，开关状态量的电压矢量将两相静止坐标系分成了6个扇区，如果我们根据矢量控制输出的，u两个静止坐标系的下的电压分量，就可以知道这时u,, 候的空间电压在那个扇区，换而言之，现在就知道该选择哪个开关状态量的电压矢量去合成矢量控制反馈的空间电压矢量。 为了判断在电压空间矢量在那个扇区，不妨引入三个决策变量a、a、a，根123 u据待合成的空间电压矢量的两相静止坐标系下的分量u、来决定a、a、a的取,,123值，关系式如下: u,0aa如果，那么=1，否则=0; ,11 30uu,,aa如果，那么=1，否则=0; 22,, ,,,30uuaa如果，那么=1，否则=0。 33,, 那么此时空间电压矢量所在的扇区为: Naaa,，，24 (4-5) 123 其中N的取值就对应了图4-2中的扇区编号，这样一来就确定了期望合成的空间电压矢量所在扇区。 21 西南科技大学本科生毕业论文 4.2.2 电压空间矢量的合成 在确定了扇区后，下一步是根据相对应扇区的两个基本开关状态量的矢量和成期望输出的空间电压矢量。同样以第3扇区为例，如下图4-3所示。 图4-3 扇区3的空间电压矢量合成图 根据矢量控制输出的，以及公式(4-2)可得: uu,, 1,，α轴: uTUTUT,44662 3β轴: ,uTUT,662 iTUU,其中(=0~7)为相应开关状态量的作用时间，为PWM的周期， T46i 2u, ，求解上述方程可得: 3 ,3uT,,T,4,u (4-6) , 3T,Tuu,,3，，6,,,2u, 这样就求解出了相应开关状态量的作用时间，同理可知当期望合成的空间电压矢量在其他扇区时同样可以根据相同的原理计算，经过求解完所有扇区内 后不难发现一个规律，求解出的状态开关量的作用时间是一些基本时间的组合，现给出三个基本时间变量X，Y，Z: 22 西南科技大学本科生毕业论文 ,,,,3333uuT，，uuT,，,,,,,,,,22223uT,,,,,; ; (4-7) ,XZY,,uuu 现在暂时没有考虑零矢量作用的时间，将在下节中考虑作用顺序后介绍考虑零矢量作用的时间。由于没有考虑开关状态量的作用顺序，只按照逆时针的方向，假设每个扇区的基本矢量的时间为、，可以得到每个扇区的、的作用时间与三个基TTTT1122 本时间变量的关系，如下表4-3所示: 表4-3 扇区基本矢量的时间与基本时间变量的关系 扇区 1 2 3 4 5 6 Y -X -Z Z X -Y T1 Z Y X -X -Y -Z T2 在实际的应运用中可能会出现超调的情况，即，这种情况是不合理的TTT，,12 存在，所以为了避免这种情况的发生，还要对求解出来的时间如下进行调整: T,*1TT=，1,TT，,12 (4-8) ,T*2,TT=，2,TT，12, 由(4-7)可知，调整后基本矢量的作用时间将使得零矢量没有作用个的时间，这样将使得合成的空间电压矢量不会超过其最大的幅值。从而保证了无刷直流电机稳定、安全地运行。 4.2.3 电压矢量作用顺序 在选择开关状态量的作用顺序的时候应当遵循一个基本原则:开关动作的次数最少，在一个周期内每个开关只能动作一次。 SVPWM的开关状态量作用顺序因采取的方式不同而有所差异，但是都必须遵守上述的基本原则。 现在常用的方式有两种:五段式SVPWM和七段式SVPWM。这两者的差异和联系在于，他们在一个PWM波的周期内将分成五段还是七段，即一个周期内 ,SSS有五种还是七种开关状态。当然在一个周期内采用五段式SVPWM的,,ABC 控制和拟合效果肯定不如七段式SVPWM，而且对于同一个扇区两者的开关状态量的 23 西南科技大学本科生毕业论文 动作顺序也有所差异，现第1扇区内合成电压空间矢量按照逆时针方向旋转为例进行说明，五段式的启动顺序为，然后、两个零矢量的作用顺序根据上述UU,UU6207 开关次数最少原则决定即可;而七段式则不同，无论在那个扇区，都是先以零矢量U0开始，所以现在的作用顺序为 ，然后零矢量再动作。 UU,U267 为了获得较好的控制效果本文采用七段式SVPWM，其原理如下文所述。由于上文中的表4-3中的、的顺序是按照你是逆时针的方向，而在七段式SVPWM中有TT12 些扇区的顺序需要改变，所以对应七段式SVPWM的、如下表4-4的所示。 TT12 表4-4 七段式SVPWM扇区基本矢量的时间与基本时间变量的关系 扇区 1 2 3 4 5 6 Y -X -Z Z X -Y T1 Z Y X -X -Y -Z T2 由于每个PWM的周期被分成了七段，相应的也许要调整动作时间。不难求得零矢量的作用时间为: ()TTT,,12TT,, (4-9) 072 为了使得产生的电压波形对称，不妨将每个开关量的作用时间平均分成两部分，并且每次只有切换一个功率开关，则第1扇区的顺序为:000，010，110，111，111，110，010，000。 同样的道理可以得到其他5个扇区对应的PWM波形，其6个扇区对应PWM的波形，如下图4-4所示。 (a) 扇区1 (b) 扇区2 24 西南科技大学本科生毕业论文 (c) 扇区3 (d) 扇区4 (e) 扇区5 (f) 扇区6 图4-4 各个扇区对应的PWM波形 要的到上述的PWM波，就需要给STM32的高级定时器TIM8的输出通道1、2、3的输出比较寄存器写入相应的比较值Compare1、Compare2、Compare3。为了方便列表，不妨引入三个时间变量，，，定义: TTTabc TTTT,,,()/4,a12,TTT,，/2 (4-10) ,ba1 ,TTT,，/2cb2, 本文中TIM8产生的PWM波是以三角波(中心计数)作为比较的，所以每个扇区对应的比较值如下表4-5所示。 表4-5 扇区对应的比较值 扇区 1 2 3 4 5 6 Compare1 T T T T T T baaccb Compare2 T T T T T T acbbac Compare3 T T T T T T cbcaba具体实现如下:让定时器TIM8从0向上计数，以三角波作为输出比较，并将 25 西南科技大学本科生毕业论文 Compare1、Compare2、Compare3输入比较寄存器，遵循如下原则: 计数的值大于Compare1时，PWM1输出高电平，否则输出低电平; 计数的值大于Compare2时，PWM2输出高电平，否则输出低电平; 计数的值大于Compare3时，PWM3输出高电平，否则输出低电平; 利用高级定时器TIM8的互补输出通道，则6个输出通道PWM4与PWM1、PWM5与PWM2、PWM6与PWM3相互互补输出。 如下图4-5所示，以第1扇区为例给出比较过程图解。 图4-5 扇区1的PWM输出的比较过程 4.3 本章小结 这章主要讲述空间电压矢量控制的控制原理和如何获得实际控制过程中需要的圆形磁链，以及如何通过SVPWM得到相应的PWM输出比较值，从而得到6路相对应的PWM波来控制逆变器中功率开关的导通和关闭。 26 西南科技大学本科生毕业论文 第5章 BLDCM硬件系统设计 5.1 控制系统整体框架 本文设计的无刷电机驱动板，采用的是以STM32F103ZET6作为系统的主控芯片。该芯片不仅具有控制无刷直流电机控制的高级定时器、强大的高速运算处理能力，还有无刷直流电机用到的传感器接口，即霍尔信号接口，正交编码器接口。除此之外，还有许多丰富的外设，比如串口，SPI，IIC等。整个控制器的设计应当分模块设计，数字电路和模拟电路隔离，这样才能有较高的稳定性。整个系统的结构如下图5-1所示。大致可以分为如图5-1的几个部分: 1、 STM32芯片工作外围电路; 2、 驱动的电路部分，本文由MSOFET和IR2110组成; 3、 相电流、电压检测单元; 4、 位置传感器模块; 5、 电源模块; 6、 通信接口部分; 、 控制和显示部分。 7 图5-1 硬件电路结构框图 5.2 电源模块设计 5.2.1 主电源模块 27 西南科技大学本科生毕业论文 主电源模块主要用于给无刷直流电机供电，本文采用24V的无刷直流电机，为了方便使用本设计的驱动器的24V输入采用开关电源直接输出24V，再将24V的直流电运用LM2576HV将电压转成15V用去驱动电路，如图5-2中(a)所示，再运用LM2576将15V转为5V，如图5-2中(b)所示。 (a)24V转15V电路图 (b)15V转5V电路图 图5-2 主电源模块 5.2.2 数字电源模块 数字电源部分主要由两种电压组成，一种是给STM32F103芯片的供电的3.3V电压，而另一种是给其余部分元件供电的5V电压。故给数字电路部分直接输入5V电压，然后通过LM1117-3.3将5V电压转变成3.3V的电压。如下图5-3所示。 图5-3 5V转3.3V电路 28 西南科技大学本科生毕业论文 5.3 驱动电路模块 本文的驱动芯片采用的是IR2110，该芯片是一种 H半桥(独立一桥臂双通道)、栅极驱动、高压、高速单片式专用功率器件集成驱动电路，3片IR2110就能和6个MOSFET构成无刷直流电机的驱动电路。IR2110芯片高端悬浮通道采用外部自举电容产生悬浮电压源，因而可以与低端通道共用一个外接驱动电源，兼有光电隔离和电磁隔离的优点，配置所有高压引脚在芯片一侧、独立的逻辑地和功率地，使芯片结构紧固可靠。 图5-4 IR2110内部结构简图 IR2110的应用电路如下图5-5所示。 图5-5 IR2110应用电路 图5-5所示，图中只给出了U相绕组的驱动电路，其余的两相绕组的应用电路的结构完全一致，其中D2通常选用漏电流小的快恢复二极管，经过计算其正向导通的电流大小为1.46mA，反向恢复时间应小于IR2110导通传播延时典型值120ns。而自 29 西南科技大学本科生毕业论文 举电容的计算可以根据选择的IR2110的参数和MOSFET计算得到大致的自举电容的容值，然后放大2~3倍可得实际应用的电容的容值，本文采用的是0.1uF。自举阻值R10的估算值大约为0.14 ?，同理工程上一般将自举阻值放大2倍，所以其阻值取为3.3?。 由于本文的无刷直流电机的驱动电压是24V，但是工程应用上一般都要2~3倍，所以其承受的电压最大应为75V。电机的额定电流为2A，其中堵转电流(启动电流)为额定电流的5~7倍，因而堵转电流大小大约为14A，为了电机启动的时候不会烧坏MOSFET，工程应用中一般要放大2-5倍，因而其最大电流为75A。根据上述的要求和IR2110的输出电压，本文采用的MOSFET是“N”沟道的75N75。 5.4 采样电路模块设计 5.4.1 相电流采样电路设计 为了得到较高的精度，本文采用了一个专门用于电机相电流检测的光电隔离放大器HCPL-7840，将采样信号输入HCPL-7840后可得到两路差分信号，该差分信号的电压正比于电机的电流。HCPL-7840的工作供电电压为5V，额定输入在-200到200mV，额定增益为8，输出-1.6V到1.6V的差分信号。 图5-6 采样电路 经过一个采样10毫欧的采样电阻，将电流转化为电压，V接采样电阻正端，VIN，IN,接采样电阻的负端，并将V接地以消除电机电感产生大电流尖峰，同时用一个68IN, 欧的电阻和100nF的电容组成一个低通滤波器，消除采样电路中的高频噪声。 VVHCPL-7840根据输出的、，将采样电路上的电压大小(相电流大小)转化成IN，IN, 30 西南科技大学本科生毕业论文 了与相电流隔离的差分信号输出。 因为STM32的AD转换的范围为0~3.3V，这就需要对信号进行偏置放大，电路中接入的参考电压为1.5V，其放大的电路如下图5-7所示。 图5-7 放大电路之一 以图5-7第一个为例，根据分析集成运放的“虚短”、“虚断”的原则: 虚短: VV,，, ()VV，outref， (5-1) VV,,,，2 虚断: II,ab ()()VVVV,,outout,,,II,,, (5-2) ab1010KK 由上式将(5-1)代入(5-2)中得 VVVV,，,() (5-3) adrefoutout，, 采用的电机参数:其额定电流为2A;一般电机的启动电流都是额定电流的2倍，堵转(启动电流)为额定电流的5~7倍，那么根据公式(5-3)，其输出的电压VV,，,1.51.663.16VV,,,1.51.160.34，，在STM32的AD转换范围之内，admaxadmin VV,，,1.50.19361.6936且额定工作时候的电压为。 ad 综上所述根据集成运放输出的电压经过AD转换后就可以计算出当时的相电流， III，，,0从而用于矢量控制的坐标变换。而第三相的定子的电流利用的性质可以abc得到。 31 西南科技大学本科生毕业论文 5.4.2 电源电压采样电路设计 为了保护电机，不应该使得电机的通电电压超过或小于24V，出现过压或欠压的情况，使得电机烧毁或短路。所以在控制过程中需要监控电源的电压是否满足无刷直流电机的工作电压，即当转换的电压过高或者过低的时候都不让电机工作，从而起到了保护电机的作用。该电路可以实现将0~24V的电压转化为0-2.97V，即大约0~3V，同样利用集成运放的“虚短”、“虚断”的原则，可得当电机正常工作时得到的输出电压为2.97V。 图5-8 电源电压转换电路 5.5 编码器和霍尔接口模块设计 编码器和霍尔信号接口电路，因为霍尔信号经过长距离的传输使得其信号的衰减，电路中将其信号用1K的上拉电阻将其电压上拉到5V。同时编码器的信号和霍尔传感器的信号都用了RC电路组成一个低通滤波器，过滤掉信号中的高频噪声。同时为了提高编码器信号和霍尔信号的驱动能力将其通过一个反相器74LVC14AD，即输入时1，输出则为0;同理输入为0，输出则为1，以提高信号的驱动能力。其电路图如下图5-9所示。 图5-9 编码器信号接口电路 32 西南科技大学本科生毕业论文 图5-10 霍尔信号接口电路 5.6 本章小结 这章中主要介绍了无刷直流电机驱动器的主要模块的电路图，其中包括电源模块、驱动电路模块、采样电路模块和编码器接口模块，分别阐述了其电路的设计原理和采样电路中的集成运放的计算，也为后文的软件中的AD转换部分提供了数值参考，以及驱动模块的电路的MOSFET和重要元件如何选型。 33 西南科技大学本科生毕业论文 第6章 BLDCM控制系统软件设计 6.1 控制系统软件总体设计 该系统采用的控制策略为基于等效直流电机励磁绕组的电流分量为零。控制系统的主程序中主要完成各个驱动的初始化和等待上位机的控制信号触发中断，其中初始化主要设置相应的寄存器，包括高级定时器TIM8的初始化，串口通信的初始化，GPIO口的初始化，编码器和霍尔信号接口的初始化等。子程序的主要就进行矢量控制的计算输出，其中包括坐标变换、转子位置计算、PI调节器和SVPWM的输出等工作。其程序流程图如下图6-1所示。 (a) 主程序 (b) 中断服务子程序 图6-1 控制系统整体程序流程图 6.2 主要模块的算法设计 6.2.1 AD转换程序设计 AD转换程序是将硬件电路采集的相电流和相电压经过集成运放转化为相应的单极性电压，送入STM32的AD通道中用于检测。STM32有16个转换通道，AD转换 34 西南科技大学本科生毕业论文 的精度为12位，且转换的频率不要超过14MHz，不然容易出现错误。由于STM32内部的存储都是16位的，所以存在一个左对齐和右对齐的区别，一般都选用左对齐以方便运算。并且将AD转换通道的DMA通道开启，转换完成的数可直接送个STM32处理，节约了采样的时间。AD转换程序流程图如下图6-2所示。 图6-2 AD转换程序流程图 6.2.2 编码器模块程序 光电编码器的输出一般有A、B、Z三个信号，A、B是两两正交的方波信号，信号的相位差为1/4个周期(也就是相差90?)，根据检测两个信号的相位差就可以知道电机是正转还是反转，Z信号是用来检测转速和转子位置的。 编码器接口以输入A、B两相信号的边沿信号触发相应的计数器计数，并且两相信号的跳变顺序决定定时器向上还是向下计数。 图6-3 定时器编码器接口模式 这是还需要设置第二个定时器用于计时，让第二个定时器的产生一个更新中断， ,t这样每次都以一个固定的周期去采集编码器当前的数值。那么可以计算出电机转过的角度为: 35 西南科技大学本科生毕业论文 CountttCountt()()，,,: (6-1) ,,,，()360tEncoderPulses_ 该电机采用的编码器是1000线的，编码器接口的计数模式设置为两个通道均为 Encoder-Pulses)。得到上升沿触发计数，那么转动360?后会有4000个编码器脉冲( 当前的角度为: (6-2) ,,,()()ttt，,,，, 当前转速则可以根据角速度推算出: ,,,,()()tt (6-3) nt(),,22,t,, 该模块的程序流程图如图6-4所示。 图6-4 编码器模块程序流程图 6.2.3 SVPWM算法实现 在第4章中已经详细的介绍了如何通过矢量控制输出的指令，经过Park逆变换 u到两相静止坐标系下来实现SVPWM的控制。其本质是在程序中具体的实现通过、,u来得到PWM1、PWM2 、PWM3的占空比。其程序大致可以分为两部分，一部分, 为先判断扇区，第二部分为根据扇区得到相应的PWM波占空比。不妨将这两部分分别编写成两个子程序，而在SVPWM的主程序中只需要调用这两部分子程序就可以实现输出需要的PWM波的占空比，主程序的程序流程图如下图6-5(a)所示。根据第4章的4.2.1不难得出其判断扇区，就是通过三个判断来计算出扇区号，其程序流 36 西南科技大学本科生毕业论文 程图如下图6-5(b)所示。根据第4章的4.2.3可知出得到相应的扇区后，七段式SVPWM的输出Compare1、Compare2、Compare3的对应值。其程序流程图如下图6-5(c)所示。 (a) 主程序 (b) SVPWM扇区判断子程序 (c) SVPWM占空比子程序 图6-5 SVPWM程序流程图 37 西南科技大学本科生毕业论文 6.3 PI调节器 本文的一个转速环、两个电流环都采用的PI调节器，因为PI调节器对直流提供 较好的跟随效果，通常可以提供较高的直流增益来消除稳态误差。根据第3章的3.3 电流环(转矩环)和电流环(励磁环)是节里图3-6可知，其在转速环是外环，iiqd内环，而电流环对转矩没有多大的影响，但是电流环(转矩环)是控制无刷直流iiqd 电机的转矩而且又是转矩环的内环，因而先调节电流环的比例环节参数，再调节转iq 速环的比例环节参数，再整定这两个环的积分环节参数。 根据离散的PI表达式: k,,T (6-4) PkKEkEj()()(),，,,,PTj,0I,, 式中:——为第K次采样的输出值; Pk() T——为采样周期; ——为第K次的偏差; Ek() K——为采用序号，K=0、1…。 将其改写为增量型PID得到: (6-5) ,,,,,,,，PkPkPkKEKEKKEK()()(1)(()(1))()PI 无论是电压还是转速环还是两个电流环PI调节的原理都是一致的，只是K、KPI 两个参数的不同，所以PI调节的程序流程图如下图6-6所示。 图6-6 PI调节器程序流程图 38 西南科技大学本科生毕业论文 6.4 本章小结 本章主要介绍了整个控制系统的流程图，以及详述了几个重要模块的程序流程图，包括AD转换模块，QEP模块以及SVPWM的程序流程图，特别是其中的PI调节器的设计，其调节的效果好坏直接影响到了矢量控制的好坏，特别讲述了几个参数调节的先后顺序。 39 西南科技大学本科生毕业论文 第7章 调试结果与分析 7.1 控制系统实物 该控制系统的硬件电路和软件部分，经过实际的焊接和调试最后的实物，如下 图所示7-1所示。 (a) 控制板和电机俯视图 (b) 两层控制板的结构 图7-1 控制板的实物图 40 西南科技大学本科生毕业论文 7.2 控制系统波形分析 7.2.1 SVPWM波形 在调试无刷直流电机之前，除了要满足驱动电路模块的每个上、下桥臂的PWM波波形互补之外，还要满足输出的PWM每个周期输出还要有一定时间的“死区”。而所谓“死区”的含义就是,每个硬件电路在实际工作的时候反应都需要一定的时间，上、下桥臂的MOSFET的开启和关闭同样需要一定时间反应。换而言之STM32芯片输出的PWM波在下个周期可以立刻发生电平改变。但是IGBT的反应却没有这么快，如果这个周期结束关闭了上桥臂，立刻就去打开下桥臂，但是关闭的过程却需要一定时间，而此时的下桥臂的MOSFET却已经被导通了，这就会导致IR2110模块或者电机烧毁。 根据IR2110和MSOFET 手册 华为质量管理手册 下载焊接手册下载团建手册下载团建手册下载ld手册下载 可以得到延时上均有说明，将两者相加后，为了安全考虑并放大一定时间后将其死区时间定为2us，也就是说同时处于关闭的时间是 (a)所1示，图7-2(b)2us。根据这个时间设置的互补的PWM波输出如下图7-2 是其死区设置的时间为10us。 (a) 带“死区”互补PWM波形 (b) “死区”时间 图7-2 带“死区”的互补PWM波形 根据图7-2(a)可以明显的发现这两路PWM波形互补。根据图7-2(b)可知，其采样时间是10us(一个大格10us)，大格中有五个小点，那么每个小点就是2us，而这个间距就是一个小格，这与前文提到的“死区”时2us是相同的。 7.2.2 BLDCM相电压和相电流波形 将SVPWM输出的3对两两互补波形通过控制IR2110S的两个输出口从而控制驱动电路中的上、下桥臂的两个MOSFET的导通与断开，得到的相电压波形如下图 41 西南科技大学本科生毕业论文 7-3所示。 (a) 相电压波形 (b) 放大后的相电压波形 图7-3 A、B相电压输出波形 通过图上的分析不难发现输出波形的高电平的大小约为24V，其实此时的波形应该有一部分下降的，呈现一种正弦的趋势，但是并不明显。放大后不难发现其这个过程中是有下降的但是并不太明显，其原因很大的因为三个PI环的参数没有调节好。 输出的相电流是无法通过示波器直接测量得到，所以直接经过采样电路得到电压，经过集成运放后得到相应的偏置电压送给STM32的AD转换，其输出如下图7-4所示。 图7-4 AD转换电压输出波形 可以看到相电流输出的波形近似于正弦波形，而且其输出的电压值是大于零的最大值大约为3.2V，这和我我们设计时候的计算时一致的。至于开始的波形的正弦曲线不太精确，原因是多方的，很大程度上是本文中的三个PI环的参数不够好以及系 42 西南科技大学本科生毕业论文 统本身的干扰信号等原因，但是也证明了相电压的输出近似的是个正弦波形。 7.2.3 光电编码器和霍尔信号波形 通过示波器测量出不同转速和不同转动方向后的编码器波形如下图7-5所示。 (a) 正转波形 (b) 反转波形 图7-5 编码器输出波形 由上图的波形可知编码器输出的电压在4V左右，而且噪声较多，所以一般都还要进行滤波和上拉电路将信号的电压上拉到5V，再经过一个驱动芯片提高编码器信号的驱动能力，而且正转和反转两相的相位先后相差90?。 测量得到的霍尔信号的波形如下图7-6所示。 图7-6 霍尔传感器输出波形 本文中的电机三个霍尔传感器互成120?，通过波形不难发现该波形的周期为7.95ms，而与第二个通道的信号之间相差2.7ms，而两者的比值约为0.340。角度为122.4?与120?的实际值相差不太大。所以霍尔信号的相对较为精确，但其精度远不 43 西南科技大学本科生毕业论文 如光电编码器。 7.3 本章小结 本章通过对SVPWM和BLDCM的相电压和相电流的调试结果所得的波形进行了分析，得出矢量控制理论和SVPWM理论的正确性，并对输出的死区电压经过精确的测量满足IR2110的使用要求。 44 西南科技大学本科生毕业论文 结论 由于我国现在节能、低耗的发展趋势，无刷直流电机的应用和发展是一种必然的趋势。而其中的矢量控制这种稳定、可靠、节能的控制算法也必然会得到大量的使用。 本人阅读了大量的相关参考文献后，理解矢量控制原理及其采用的相关控制策略，以及SVPWM的控制方法，并且有了自己的对整个控制过程也有了自己的体会。在明白系统控制过程后，根据相关资料设计出了一款基于STM32F103ZET6的无刷电机矢量控制系统，采用IR2110驱动MOSFET来驱动24V无刷直流电机，然后根据实际的算法编写出了矢量控制的程序，但是由于其控制算法中有三个PI调节器，这也给控制过程中的调试带来了很大的挑战，最后通过调试结果证明了其理论的正确性，以及本文设计的控制系统的软件和硬件部分的合理性，而且运行过程中更加的平稳，噪声小。 45 西南科技大学本科生毕业论文 致谢 时光荏苒，转眼又是一个毕业季，在本科生涯即将结束之际，心中难免也是感慨万分。在此临别之时，要感谢大学中给予我帮助的各位同学和老师。首先要感谢的是蒋老师，虽然现在已经不再您的实验室了，但是还是要感谢您在大一到大三给我的帮助和培养，坦诚的说没有您就没有现在的自己。然后就是现在实验室的廖老师，感谢您在大四这一年里的培养和指导，您的工作和做事态度都对我产生了很大的影响，特 让自己获益匪浅。最后要别是这一年的悉心指导，感谢自己大学本科四年遇到的同学和兄弟，特别是在实验室中遇到与自己有着共同目标和方向的兄弟，现在怀念起那些年一起熬过的夜，至今心中还有些感动。 46 西南科技大学本科生毕业论文 参考文献 [1] 回毅.基于STM32无位置传感器无刷直流电机控制器设计[D].武汉:华中科技大学，2011. 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