[工学]同步发电机PWM励磁电源设计

[工学]同步发电机PWM励磁电源设计 摘要 在现代电力系统中，同步发电机运行稳定性一直是世界各国所普遍关注的课题，在诸多改善发电机稳定性的措施中，提高励磁系统的控制性能，被认为是最为有效和经济的措施之一。 目前采用的励磁方式主要分为两大类:一类是用直流发电机作为励磁电源的直流励磁机励磁系统，此种励磁方式由于运动部件多，控制复杂费时，功能少，不易维修等缺点，逐步将会被淘汰;另一类是用可控硅整流装置将交流转化成直流后供给励磁的整流器励磁系统，这种励磁方式取消了全部的运动部件，运行可靠，经济性好，技术已经相当的成熟，正在得到越来越广泛的应用。 本论文主要论述一个基于PIC16F877单片机实现的同步发电机PWM励磁电源的设计。首先，就同步发电机励磁电源研究的背景和意义以及励磁控制方式的演绎做了简要论述;其次针对PWM控制技术和数字PID及其改进方法等基本原理做了详细介绍;然后阐述了同步发电机PWM励磁电源的主电路设计、控制电路设计以及IGBT的驱动与保护电路的设计，其中包括元器件的参数整定计算和选型、各部分 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 论证。最后介绍了控制算法的实现和软件设计，并分析了设计中存在的问题。 关键词:励磁电源;PWM斩波;数字PID;PIC16F877;IGBT驱动与保护; I Abstract In modern power systems, synchronous generator has been running stability of the world as issues of common concern. In many generators to improve the stability of measures to enhance the control of excitation system performance, are considered to be the most effective and economic measures. Excitation current methods are divided into two major categories : The first category is used as a DC generator excitation power of DC exciter excitation system, This exciting way as a sports component, control complex and time-consuming, less functional and difficult to repair defects gradually will be eliminated; Others are using thyristor device will be exchanged into DC excitation supply after the rectifier excitation system, This exciting way of all the moving parts, reliable, economical, and the technology is already quite mature, is being increasingly widely used. This paper mainly discusses a PIC16F877 microcontroller-based achieve synchronous generator excitation PWM power supply design. First, synchronous generator excitation Power study the background and significance of excitation control and interpretation of a brief discussion; Secondly against PWM control technology and digital PID and its methods of improving the basic tenets of a detailed; then expounded the PWM synchronous generator excitation power supply circuit design, control circuit design and IGBT drive and protection circuit design, These include parts of the parameter setting and Selection, part of the demonstration program. Finally, the realization of the control algorithm and software design, the design and analysis of the problems that exist. Key Words : Excitation Source; PWM Chopper; Digital PID; PIC16F877; IGBT Driver and Protection; II 目录 第一章 绪 论 ........................................................................................................1 1.1概述 ...............................................................................................................1 1.2论文的研究背景及意义 .................................................................................1 1.3励磁控制方式的演绎 .....................................................................................2 1.4励磁系统的作用 ............................................................................................3 1.5设计的任务和要求.........................................................................................4 1.6方案论证 ........................................................................................................4 第二章 基本原理介绍 .............................................................................................6 2.1 PWM控制技术 ................................................................................................6 2.2.1 PWM控制技术的发展 ..........................................................................6 2.2.2 PWM控制的基本原理 ..........................................................................7 2.2.3 直流斩波 ............................................................................................9 2.2数字PID ....................................................................................................... 10 2.2.1 PID控制及作用 ................................................................................ 10 2.2.2 离散化的的方法 ............................................................................... 11 2.2.3 数字PID及其算法 ........................................................................... 13 2.2.4 PID调节器参数的整定 .................................................................... 15 2.2.5 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 PID算法的改进 ....................................................................... 16 第三章 同步发电机PWM励磁电源主电路实现................................................... 19 3.1概述 ............................................................................................................. 19 3.2整流电路 ...................................................................................................... 19 3.2.1整流技术 ........................................................................................... 19 3.2.2整流电路的设计 ................................................................................ 21 3.2.3整流二极管参数计算与保护电路的设计.......................................... 22 3.3滤波电路 ...................................................................................................... 23 3.4绝缘栅双极型晶体管(IGBT) ....................................................................... 24 3.4.1IGBT结构和基本功能 ........................................................................ 24 3.4.2IGBT 的静态特性 ............................................................................... 24 3.5所用主要元器件参数整定与选型 ................................................................ 25 3.5.1进线熔断器 ....................................................................................... 25 3.5.2断路器的选型.................................................................................... 26 3.5.4 IGBT参数的计算 .............................................................................. 27 III 第四章 同步发电机PWM励磁电源控制电路实现 ............................................. 28 4.1概述 ............................................................................................................. 28 4.2控制电路的设计 .......................................................................................... 28 4.3IGBT的驱动电路的设计 ............................................................................... 29 4.3.1IGBT驱动电路要求 ............................................................................ 29 4.3.2 HCPL-316J内部结构及工作原理 ..................................................... 30 4.3.3驱动电路设计.................................................................................... 31 4.4PIC16F877 ..................................................................................................... 32 4.4.1PICl6F877微处理器的核心特点 ....................................................... 32 4.4.2PIC16F877外围特点 .......................................................................... 33 4.4.3输入输出端口简介 ............................................................................ 33 4.4.4CCP模块 ............................................................................................. 35 4.4.5PIC16F877的中断 .............................................................................. 37 4.5反馈环节 ...................................................................................................... 39 4.5.1霍尔电压传感器 ................................................................................ 39 4.5.2霍尔交流到直流变换器 .................................................................... 40 4.5.3反馈环节的设计计算 ........................................................................ 40 第五章 同步发电机PWM励磁电源软件实现 ..................................................... 42 5.1概述 ............................................................................................................. 42 5.2软件程序设计的特点 ................................................................................... 42 5.3寄存器地址和端口的分配 ........................................................................... 43 5.3.1寄存器地址的分配 ............................................................................ 43 5.3.2端口分配 ........................................................................................... 44 5.4各模块软件设计 .......................................................................................... 44 5.4.1主程序 ............................................................................................... 44 5.4.2增量式PID子程序 ............................................................................ 45 5.4.3给定励磁电压子程序 ........................................................................ 46 5.4.4反馈电压采样子程序 ........................................................................ 47 5.4.5乘法子程序 ....................................................................................... 48 5.4.6外部故障中断子程序 ........................................................................ 49 第六章 总结 .......................................................................................................... 51 参考文献 ................................................................................................................ 52 英文原文 ................................................................................................................ 53 英文翻译 ................................................................................................................ 62 致谢 ....................................................................................................................... 69 IV 附件 ....................................................................................................................... 69 附件一:系统程序清单...................................................................................... 69 附件二:元件清单 ............................................................................................. 77 V 第一章 绪 论 1.1 概述 在电力系统的运行中，同步发电机的励磁电源是一个十分重要的组成部分。其主要任务是向同步发电机的励磁绕组提供一个可调的直流电流或电压, 从而控制机端电压的恒定, 满足发电机正常发电的要求, 同时还控制发电机机组间无功功率的合理分配, 以提高同步发电机并列运行的稳定性, 确保电力系统安全运行。 1.2论文的研究背景及意义 在现代电力系统中，同步发电机运行稳定性一直是世界各国所普遍关注的课题，在诸多改善发电机稳定性的措施中，提高励磁系统的控制性能，被认为是最为有效和经济的措施之一。 励磁调节对电力系统的暂态和静态都有一定的影响,在正常运行情况下,同步发电机的机械输入功率与电磁输出功率是保持平衡的。同步发电机以同步转速运行，其特性是一条正弦曲线;如果发电机在运行中可自动调节励磁，则此时发电机内电动势为定值，相应的传输功率可得到显著的提高。假如自动励磁调节是无惯性的，并假定在负载变化时可保证发电机的暂态电动势近似为常数,由于随负载变化时,内电势亦随励磁调节而变化,此时的功率特性已不是一条正弦曲线,而是一组内电势等于不同恒定值的正弦曲线族上相应工作点组成。这就是对静特性的影响。同时对于暂态特性来说，提高励磁系统励磁电压响应比的同时，提高强行励磁电压倍数，使故障切除后发电机内电势迅速上升，增加功率输出，以达到增加减速面积的目的，从而提高暂态稳定性。 同步发电机的励磁调节和原动机的调速系统是保证电力系统正常运行的最基本的调节手段。电能质量的基本指标是系统的频率和电压，频率作为影响电能质量主要指标之一，它的偏差将严重影响电力用户的正常工作，原动机的调速系统是保证系统频率稳定的基本手段;电压质量作为另一影响电能质量主要指标，它对各类用电设备的安全经济运行有直接影响，励磁调节系统则是维持电压稳定的主要手段。 目前采用的励磁方式主要分为两大类:一类是用直流发电机作为励磁电源的直流励磁机励磁系统，此种励磁方式由于运动部件多，控制复杂费时，功能少，不易维修等缺点，逐步将会被淘汰;另一类是用可控硅整流装置将交流转化成直 1 流后供给励磁的整流器励磁系统，这种励磁方式取消了全部的运动部件，运行可靠，经济性好，技术已经相当的成熟，正在得到越来越广泛的应用。 1.3励磁控制方式的演绎 在五十年代初期，随着电力及电子技术的进展,电力系统对发电机励磁系统的控制功能也不断提出了新的要求,主要体现在对自动励磁调节器的功能要求上。自动电压调节器的主要功能是维持发电机电压为恒定值。当时应用的电压调节器多为机械型的，其后又发展为电子型或者电磁型。在这一历史时期中,发电机多采用直流励磁机励磁方式,励磁的调节多作用于直流励磁机励磁绕组侧,须经过具有相当惯性的励磁机功率环节实现对发电机励磁的调节.为此它属于慢速励磁调节系统。 在五十年代后期，随着电力系统的大型化和发电机单机容量的增长，出于提高电力系统稳定性的考虑，自动电压调节器的功能已不再局限于维持发电机电压恒定这一要求上，而更多地体现在提高发电机静态及动态稳定性方面。这标志着对励磁调节的功能要求已有了根本改变。 在五十年代期间，有一点须说明的是关于强行励磁的作用问题。当时有一观点认为，在系统事故时，应当限制励磁的作用，以防止发电机定子电流过载。但是，前苏联的学者经过实验和实践证明:采用强行励磁可加速切除事故后电压的恢复，并缩短定子电流过负载的时间，这对于缩短事故后系统电压的恢复时间及系统稳定都是极为有利的。 自五十年代至今，励磁控制技术也有了极大的发展。概括地说，励磁控制方式的演绎大致经历了单变量输入及输出的比例控制方式、线性多变量输入及输出的多变量反馈控制方式以及伴随控制理论发展起来的非线性多变量控制方式等几种主要的演绎阶段。 同步发电机的励磁系统一般由两部分组成。一部分是用于向发电机的磁场绕组提供直流电流以建立直流磁场，通常称为励磁功率输出部分(或称功率单元)。另一方部分用于在正常运行或发生事故时调节励磁电流，以满足运行的需要。这一部分包括励磁调节器、强行励磁、强行减磁和自动灭磁等，一般称为励磁控制部分(或称控制单元，或统称为励磁调节器)。励磁系统总体框图如图 1,1 所示。 近年来由于调速系统的数字化，其惯性时间常数已经大大减少，由此为通过调速系统直接抑制有功功率的振荡提供了可能。对于多机系统亦有良好的控制性能。同时具有自检能力，在硬件故障时可进行自动切换。 2 图1-1 同步发电机励磁控制系统控制框图 1.4励磁系统的作用 励磁系统是同步发电机的重要组成部分，对发电机的运行可靠性、经济性及其它特性有直接的影响。它的主要作用有: (1)正常运行时供给发电机励磁电流，并根据发电机负载的变化做相应调整，以维持发电机端电压或电网中某一点电压在给定水平上。当发电机突然甩负荷时，实行强行减磁以限制其端电压，使其不会过度升高。此外，当几台发电机并联运行时通过励磁系统的作用可使无功功率在机组间得到稳定和合理的分配。 (2)通过灵敏而又快速的励磁调节，提高电力系统运行的静态稳定和输电线路的传输能力。当电力系统发生短路或因其他原因使系统电压严重下降时，对发电机实行强行励磁，以提高电力系统的动态稳定。如果发电机内部发生短路故障，则对发电机实行自动灭磁，以降低故障的损坏程度。 为完成上述任务，特别是第(2)点，要求励磁系统应具有较高的励磁电压定值和较快的励磁电压上升速度。最初，同步发电机励磁系统的励磁功率单元，一般均采用同轴的直流发电机，称为直流励磁机。励磁控制单元则采用机电型或电磁型调节器。随着电力系统的发展和单机容量的增大，这种励磁系统已不能适应现代电力系统和大容量机组的需要，其主要问题是: (1) 励磁功率不能满足要求。随着机组容量的增大，所需的励磁功率也越来越大，而同轴直流发电机由于存在整流子和碳刷，其容量受机械强度(如转速所决定的周边速度)和电气参数(如换相电压)等因素的限制。 (2) 励磁电压顶值和上升速度不能满足要求。随着电力系统的发展和单机容量的增大，对励磁系统的这两个方面提出了更高的要求。尤其是对于大型水电 3 站而言，由于输电距离较远，电力系统稳定问题更加突出，情况就更是如此。此时上述励磁系统已难于满足这些要求。 电子技术的发展，使得大功率硅整流器和大功率可控硅在制造技术、应用技术及其可靠性方面都等到了不断的提高。在这种情况下，以大功率硅整流装置或可控硅整流装置及其相应的交流电源为励磁功率单元(取消直流励磁机)，以半导体励磁调节器为励磁控制单元而组成的励磁系统，及可控硅励磁系统，便在适应电力系统发展和单机容量增大需要的情况下发展起来。可控硅励磁系统具有调节速度快、调节范围宽、强力定值高、制作容易、运行维护简便等优点。 然而,这种相控式整流电路交流输入功率因数低,并且在工作时会产生大量的谐波分量,谐波电流将引起同步发电机定子特别是转子附加损耗和附加温升，降低了发电机的额定出力，这对以整流负荷为主或以发电机电压直接供给整流负荷的同步发电机尤为严重。 随着电力电子技术的发展和全控型器件的诞生，脉宽调制 PWM 整流器得以迅速发展，解决了以往励磁电流谐波干扰及功率因数低的不足。 1.5设计的任务和要求 本设计主要是完成基于PIC16F877单片机的同步发电机PWM励磁电源设计，其设计的主要任务如下: 1. 设计出能达到毕业设计要的硬件图，包括主电路，控制电路，驱 动电路，保护电路; 2. 绘制软件程序框图; 3. 编程实现脉冲宽度可调的波形来控制IGBT的通断; 4. 进行电气元件选型并作出相关的整定计算; 5. 设计励磁电流连续可调的同步发电机PWM励磁电源; 6. 完成毕业设计论文及相关的设计要求。 毕业设计的技术指标为: 输入参数 额定电压:380V 频率:50HZ 输出参数 额定电压:80V 额定电流:16A 1.6方案论证 本设计有三种方案，第一种方案是采用降压变压器将系统输入的3AC 380V 50HZ交流电降压后，经过三相不可控整流器整流，然后用滤波电容将其滤为较平 4 滑的直流电压，最后通过PIC单片机控制IGBT的通断实现PWM斩波得到频率和占空比连续可调的脉冲电压。在电路设计中单片机使用MICROCHIP公司推出的PIC16F877单片机、IGBT的驱动保护电路采用IGBT的集成驱动模块HCPL-316J、电压反馈电路采用霍尔电压传感器和变送器模块组成。第二种方案采用三相桥式全控整流电路，其它与方案一一致，也是采用PIC16F877单片机、IGBT的驱动保护电路采用IGBT的集成驱动模块HCPL-316J、电压反馈电路采用霍尔电压传感器和变换器模块组成;第三种方案大体与第一种方案设计相同，只是在选用模块上有所差异，它的IGBT驱动模块采用三菱公司生产的M57918L集成电路，电压反馈电路采用电容滤波的单相不可控整流电路。 在这三种方案中，本设计采用了第一种方案，一是由于采用电容滤波的三相不可控整流器整流具有提高功率因数、便于控制等优点;二是由于三菱公司生产的M57918L集成电路没有软关断和电源电压欠压保护功能，而惠普生产的HCPL-316J有过流保护、欠压保护和IGBT软关断的功能，且价格相对便宜;三是由于采用霍尔传感器变送器模块具有精度高、线性度好、频带宽、响应快、过载能力强和不损坏被测电路能量等诸多优点。 5 第二章 基本原理介绍 2.1 PWM控制技术 随着电压型逆变器在高性能电力电子装置中的应用越来越广泛，PWM(Pulse Width Modulation)控制技术作为这些系统的共用及核心技术，引起了人们的高度重视，并得到了更深入的研究。 PWM(Pulse Width Modulation)控制方式就是对电路开关器件的通断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或所需要的波形。也就是在输出波形的半个周期中产生多个脉冲，使各脉冲的等值电压为正弦波形，所获得的输出平滑且低次谐波谐波少。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，即可改变电路输出电压的大小，也可改变输出频率。 2.2.1 PWM控制技术的发展 1964年A.Schonung和H.stemmler首先提出把PWM控制技术这项通讯技术应用到交流传动中，从此为交流传动的推广应用开辟了新的局面。 从最初采用模拟电路完成三角调制波和参考正弦波比较，产生正弦脉宽调制SPWM信号以控制功率器件的开关开始，到目前采用全数字化方案，完成优化的实时在线的PWM信号输出，可以说直到目前为止，PWM在各种应用场合仍在主导地位，并一直是人们研究的热点。 由于PWM可以同时实现变频变压反抑制谐波的特点。由此在交流传动及至其它能量变换系统中得到广泛应用。PWM控制技术大致可以为为三类，正弦PWM(包括电压，电流或磁通的正弦为目标的各种PWM方案，多重PWM也应归于此类)，优化PWM及随机PWM。正弦PWM已为人们所熟知，而旨在改善输出电压、电流波形，降低电源系统谐波的多重PWM技术在大功率变频器中有其独特的优势(如ABB ACS1000系列和美国ROBICON公司的完美无谐波系列等);而优化PWM所追求的则是实现电流谐波畸变率(THD)最小，电压利用率最高，效率最优，及转矩脉动最小以及其它特定优化目标。 在70年代开始至80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般最高不超过5kHz，电机绕组的电磁噪音及谐波引起的振动引起人们的关注。为求得改善，随机PWM方法应运而生。其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪音(在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的)，尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此，即使在IGBT已被广泛应用的今天，对于载波频率必须限 6 制在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值(DTC控制即为一例);别一方面则告诉人们消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，因为随机PWM技术提供了一个分析、解决问题的全新思路。 2.2.2 PWM控制的基本原理 在采样控制理论中，冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果把各输出波形用傅立叶变化分析，则低频段非常接近，仅在高频段略有差异。例如图2.1a、b、c所示的三个窄脉冲形状不同，其中图2.1a为矩形脉冲，.图2.1b为三角形脉冲，2.1为正弦半波脉冲，他们的面积都等于1，那么，当他们分别加在具有惯性的同一环节上，其输出响应基本相同。当脉宽变为.图2.1d的单位脉冲函数δ(t)时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。 图2.1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 面积等效原理: 分别将如图2.1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节(R-L电路)上，如图2.2a所示。其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图2.2b所示。从波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相 图2.2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形 7 同。脉冲越窄，各i(t)响应波形的差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应i(t)也是周期性的。用傅里叶级数分解后将可看出，各i(t)在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。 根据上面理论我们就可以用不同宽度的矩形波来代替正弦波，通过对矩形波的控制来模拟输出不同频率的正弦波。例如，把正弦半波波形分成N等份，就可把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于 ?,n ，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积(即冲量)相等，就得到一组脉冲序列，这就是PWM波形。可以看出，各脉冲宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。 PWM脉宽调制，是靠改变脉冲宽度来控制输出电压，通过改变周期来控制其输出频率。而输出频率的变化可通过改变此脉冲的调制周期来实现。这样，使调压和调频两个作用配合一致，且于中间直流环节无关，因而加快了调节速度，改善了动态性能。由于输出等幅脉冲只需恒定直流电源供电，可用不可控整流器取代相控整流器，使电网侧的功率因数大大改善。利用PWM逆变器能够抑制或消除低次谐波。加上使用自关断器件，开关频率大幅度提高，输出波形可以非常接近正弦波。 图2.3 用PWM波代替正弦半波 在PWM波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按同一比例系数改变各脉冲的宽度即可，因此在励磁电源主电路中，整流电路采用不可控的二极管电路即可，PWM逆变电路输出的脉冲电压就是直流侧电压的幅值。 8 2.2.3 直流斩波 直流斩波电路实际上采用的就是PWM技术,这种电路把直流电压“斩”成一系列脉冲,改变脉冲的占空比来获得所许的输出电压。改变脉冲的占空比就是对脉冲宽度进行调制，只是因为输入电压和所需要的输出电压都是直流电压，因此脉冲既是等幅的，也是等宽的，仅仅是对脉冲占空比进行控制，这是PWM控制中最为简单的一种情况。 6种基本斩波电路:降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路，其中前两种是最基本的电路。 由于本设计只用到降压斩波电路，则其他的就不做详细的介绍，斩波电路的典型用途之一是拖动直流电动机，也可带蓄电池负载，两种情况下负载中均会出现反电动势，如图2.4中 E所示。为使i连续且脉动小，通常使L值较大。 mo 数量关系: 电流连续时，负载电压平均值: U=a*Uc 0 a= Ton/T——导通占空比，简称占空比或导通比; U最大为E，减小a，U随之减小——降压斩波电，也称为Buck变换器。 00 负载电流平均值: I=U/R d 电流断续时，U平均值会被抬高，一般不希望出现。 0 斩波电路三种控制方式: a( 脉冲宽度调制(PWM)或脉冲调宽型——T不变，调节t，应用最多; on b( 频率调制或调频型——t不变，改变T; on c( 混合型——t和T都可调，使占空比改变。 on 9 2.2数字PID 2.2.1 PID控制及作用 PID调节器是一种线性调节器，这种调节器是将设定值r(t)与输出值c(t) 进行比较构成控制偏差 e(t),r(t),c(t) 将其按比例、积分、微分运算后，并通过线性组合构成控制量，如图2.5所 示，所以简称为P(比例)、I(积分)、D(微分)调节器。 图2.5 模拟PID调节器控制系统框图 1、比例调节器 (1) 比例调节器的表达式 u,Ke，uP0 Kp——比例系数; u——是控制量的基准，也 0 就是e,0时的一种控制 作用。 (2) 比例调节器的响应 比例调节器对于偏差阶跃变化的时间 响应如图2.6所示。比例调节器对于偏差e 是即时反应的，偏差一旦产生，调节器立 即产生控制作用使被控量朝着偏差减小的 方向变化，控制作用的强弱取决于比例系 数Kp的大小。比例调节器的特点是简单、快速，有静差。 2、比例积分调节器 (1) 比例积分调节器的表达式 10 t,,1,, ,，，uKeedtu0P,,,0T,,I TI——积分时间常数 (2) 比例调节器的响应 PI调节器对于偏差的阶跃响应如图2.7所示。 可看出除按比例变化的成分外，还带有累计的成分。只要偏差e不为零，它将通过累计作用影响控制量u并 减小偏差，直至偏差为零，控制作用不在 变化，使系统达到稳态。 3、比例积分微分调节器(PID) (1) 比例积分微分调节器(PID)表达式 t1de u,K(e，edt，T)，uPD0,0TdtI TD——微分时间 (2) 比例积分微分调节器(PID)的响应 理想的PID调节器对偏差阶跃变化的响应如图2.8所示。它在偏差e阶跃变化的瞬间t,t0处有一冲击式瞬时响应，这是由附加的微分环节引起的。 (3)环节的作用及其控制规律为 deuKT ,dPDdt 它对偏差的任何变化都产生——控制作用ud以调整系统输出，阻止偏差的变化。偏 差变化越快, ud越大，反馈校正量则越大。故微分作用的加入将有助于减小超调，克服振荡，使系统趋于稳定。 (4)PID调节器与PI调节器的区别 PI调节器虽然可以消除静差，但却降低了响应速度。PID调节器加快了系统 的动作速度，减小调整时间，从而改善了系统的动态性能。 2.2.2 离散化的的方法 微机测控系统是采用数字控制方式，所以应对模拟调节器进行离散化处理， 以便微机能够通过软件实现其控制算法。 11 1、差分变化法 离散化处理的方法之一，是将模拟调节器的微分方程表达式的导数可用差分近似代替。 1) 变换的基本方法 把原连续校正装置传递函数D(s)转换成微分方程，再用差分方程近似该微分方程。差分近似法有两种:后项差分和前项差分。微机测控离散化只采用后项差分。 2) 项差分法 (1)一阶后项差分 du(t)u(k),u(k,1)一阶导数采用近似式: , dtT (2)二阶后项差分 二阶导数采用近似式: uk,uk,1u(k,1),u(k,2)，，，，,2，，，，，，，，dutuk,2uk,1，uk,2TT ,,2dtTT2、零阶保持器法 ，，Dz 1) 基本思想: 离散近似后的数字控制器的阶跃响应序列，必须与模拟调节器的阶响应的采 Ds，，样值相等，即 ，，,1DzzZ,,，，，，1,,s，，因为 ,Tse 1,Hs，，, s ,Ts，，,e上式变为 1，，，，，，，，,,Dz,ZDs,ZHsDs,, s，， 式中H(s)——零阶保持器;T——采样周期。 2) 物理模型 图2.9零阶保持器的物理模型 微机控制就是用软件实现D(s)算式，这样输入的信号必须经过A/D转换器对e(t)进行采样得到e*(t)，然后经过保持器H(s)将此离散信号变换成近似e 12 (t)的信号eh(t)，才能加到D(s)上去。为此，用D(z)近似D(s)求Z变换表达式时，不能简单地只将D(s)进行变换，而应包括H(s)在内。 3、双线性变化法 基本思想:就是将s域函数与Z域函数进行转换的一种近似方法。由Z变换的定义有 Ts2eTs ze,,T,s2e T2TT22用泰勒级数展开为 e1ss,，，，,28 T2,TT22和 e1ss ,,，，,28 Ts2eTs若近似只取前两项代入式: ze,,T,s2e T21，ss，12，Ts2T则得 z,,,T22,Ts1,ss,12T 即s近似为 ,12z,121,zs,,,1 Tz，1T1，z 2.2.3 数字PID及其算法 因为微机是通过软件实现其控制算法。必须对模拟调节器进行离散化处理，这样它只能根据采样时刻的偏差值计算控制量。因此，不能对积分和微分项直接准确计算，只能用数值计算的方法逼近。用离散的差分方程来代替连续的微分方程。根据输出量u(k)的形式可分为位置式PID控制算法和增量式PID控制算法。 1、位置式PID控制算法 模拟表达式: 13 将积分项和微分项离散化: 将上两式代入模拟表达式中得到离散PID表达式: 上式的输出与阀门开度位置一一对应，也称为位置型PID算式。用位置型PID算式计算P(K)，需要用到各采样时刻的偏差值，计算复杂，且需要占用内存。 2、增量式PID控制算法 当执行机构需要的不是控制量的绝对值，而是控制量的增量(例如去驱动步进电动机)时，需要用PID的“增量算法”。 由位置型PID算式可得出(k-1)时刻的输出: 两式相减,得出控制量的增量算法: 3、增量型较位置型的优点 位置式算法每次输出与整个过去状态有关，计算式中要用到过去偏差的累加值，容易产生较大的积累误差。而增量式只需计算增量，当存在计算误差或精度不足时，对控制量计算的影响较小。对于位置式算法，控制从手动切换到自动时，必须先将计算机的输出值设置为原始阀门开度u0，才能保证无冲击切换。如果采 14 用增量算法，则由于算式中不出现u0，易于实现手动到自动的无冲击切换。此外，在计算机发生故障时，由于执行装置本身有寄存作用，故可仍然保持在原位。 2.2.4 PID调节器参数的整定 1、凑试法确定PID调节参数 凑试法是通过模拟或闭环运行(如果允许的话)观察系统的响应曲线(例如阶跃响应)，然后根据各调节参数对系统响应的大致影响，反复凑试参数，以达到满意的系统响应，从而确定PID调节参数。 (1)PID的参数对系统性能的影响 1)比例系数KP对系统性能的影响 增大比例系数KP一般将加快系统的响应，在有静差的情况下有利于减小静差。但过大的比例系数会使系统有较大的超调，并产生振荡，使稳定性变坏。 2)积分时间TI对系统性能的影响 增大积分时间TI有利于减小超调，减小振荡，使系统更加稳定，但系统静差的消除将随之减慢。 3)微分时间TD对系统性能的影响 增大微分时间TD，也有利于加快系统响应，使超调量减小，稳定性增加但系统对扰动的抑制能力减弱。 (2)凑试法确定PID调节参数 在凑试时，可参考以上参数对控制过程的影响趋势，对参数实行下述先比例，后积分，再微分的整定步骤。 1) 首先只整定比例部分。即将比例系数由小变大，并观察相应的系统响应，直至得到反应快、超调小的响应曲线。 2) 如果在比例调节的基础上系统的静差不能满足设计要求，则须加入积分环节。整定时首先置积分时间TI为一较大值，并将经第一步整定得到的比例系数略为缩小(如缩小为原值的0.8倍)，然后减小积分时间，在保持系统良好动态性能的情况下，使静差得到消除。 3) 若使用比例积分调节器消除了静差，但动态过程经反复调整不能满意，则可加入微分环节，构成比例积分微分调节器。 2、实验 经验 班主任工作经验交流宣传工作经验交流材料优秀班主任经验交流小学课改经验典型材料房地产总经理管理经验 法确定PID调节参数 (1)扩充临界比例度法 扩充临界比例度法是以模拟调节器中使用的临界比例度法为基础的一种PID数字控制器参数的整定方法。 (2)阶跃响应曲线法 15 在上述方法中，不需要预先知道对象的动态性能，而是直接在闭还系统中行整定的。如果已知系统的动态特性曲线，数字控制器的参数的整定也可采用类似模拟调节器的响应曲线法来进行，称为阶跃响应曲线法，也称扩充响应曲线法。这一方法适用于多容量自平衡系统。 2.2.5 标准PID算法的改进 1、“饱和”作用的抑制 (1) 原因在实际过程中，控制变量u因受到执行元件机械和物理性能的约束而 ，，u,uk,u控制在有限范围内，即 minmax (2) 饱和效应 如果由计算机给出的控制量u在上述范围内，那么控制可以按预期的结果进行。一旦超出上述范围，那么实际执行的控制量就不再是计算值，由此将引起不期望的效应。 (3) PID位置算法的积分饱和作用及其抑制 1)遇限削弱积分法 基本思想:一旦控制变量进入饱和区，将只执行削弱积分项的运 算而停止进行增大积分项的运算。具体地说，在计算u(k)时，将判断上一时刻的控制量u(k)是否已超出限制范围，如果已超出，那么将根据偏差的符号，判断系统输出是否在超调区域，由此决定是否将相应偏差计入积分项。 2) 积分分离法 减小积分饱和的关键在于不能使积分项累积过大。上面的修正方法是一开始就积分，但进入限制范围后即停止累积。这里介绍的积分分离法正好与其相反，它在开始时不进行积分，直到偏差达到一定的阀值后才进行积分累计。这样，一方面防止了一开始有过大的控制量，另一方面即使进入饱和后，因积分累积小，也能较快退出，减少了超调。 由式 k ，，，，，，，，，，uk,Kek，KKei，K,,ek,ek,1 ,PLID,0i ,1,当(),时ek,,式中K 其中ε为预定门限值。 ,L0,当(),时ek,, 系统输出在门限外时，该算法相当于PD调节器。只有在门限范围内，积分部分才起作用，以消除系统静差。 (4)PID增量算法饱和作用及其抑制 在PID增量算法中，由于执行元件本身是机械或物理的积分储存单元，在算法中不出现累加和式，所以不会发生位置算法那样的累积效应，这样就直接避免 16 了导致大幅度超调的积分累积效应。这是增量式算法相对于位置算法的一个优点。但是，在增量算法中，却有可能出现比例及微分饱和现象。(1)“积累补偿法”基本思想是将那些因饱和而未能执行的增量信息积累起来，一旦有可能时，再补充执行，这样就没有遗失，动态过程也得到了加速。(2)方法在每次计算积分项时，应判断其e(kT)的符号，是否将继续增大累加器的积累。如果增大，就将积分项略去，这样，可以使累加器的数值积累不致过大，从而避免了积分饱和现象。 2、不完全微分PID算法 在标准的PID算式中，当有阶跃信号输入时，微分项急剧增加，容易引起调节过程的振荡，导致调节品质下降。 基本思想: 仿照模拟调节器的实际微分调节，加入惯性环节，以克服完全微分的缺点。 算法的传递函数表达式为 ，， ,,Ts，，Us1D,,,K1，， PT，，EsTs,,DI1，s,,KD，， 式中K——微分增益 D 将上式分成比例积分和微分两部分，则其中 ，，，，，，,，UsUsUsPID ，，1，，U,K1，Es ,,PIPTs，，I TD，，，，Us,KEsDPTD1，sKD 将上式化成微分方程，再用一阶向后差分近似代替微分，得到不完全微分的PID增量式算式为 T，，，，，，，，,,,uk,Kek,ek,1，KekDPPTI TD，，，，，，，，，，，K,,ek,2ek,1，ek,2，,,,uk,1，uk,2PDDTs 3、微分先行PID算法 微分先行PID算法的实质是将微分运算提前进行。有两种结构，一种是对输出量的微分;另一种是对偏差的微分，如图所示。 17 图2.12对输出量先行微分PID算法 图2.13对偏差量先行微分PID算法 在第一种结构中，只对输出量c(t)进行微分，它适用于给定量频繁升降的场合，可以避免升降给定值时所引起的超调量过大，阀门动作过分剧烈振荡。后一种结构是对偏差值先行微分，它对给定值和偏差值都有微分作用，适用于串级控制的副控制回路。因为副控制回路的给定值是由主控回路给定的，也应对其作微分处理，因此，应该在副控制回路中采用偏差PID控制。 4、带死区的PID控制 在控制精度要求不高、控制过程要求平稳的测控系统中，为了避免控制动作过于频繁，消除由此引起的振荡，可以人为的设置一个不灵敏区B，即带死区的PID控制。只有不在死区范围内时，才按PID算式计算控制量。 5、给定值突变时对控制量进行阻尼的算法 在给定值发生迅速变化时，例如阶跃变化时，为了防止出现过大的控制量，一般可采用下列办法: (1)前置滤波器; (2)修改算法中对给定值变化敏感的项。 18 第三章 同步发电机PWM励磁电源主电路实现 本设计实现的是一个基于PIC16F877同步发电机励磁电源设计过程及基本原理,他采用三相不可控整流桥将降压后的交流电变为脉动的直流,然后用滤波电容将其滤波为较平滑的直流电压,根据同步发电机的输出电压的变化,将所采集的反馈量与相应的给定值比较后,执行数字PID算法,通过MICROCHIP公司推出的PIC16F877单片控制IGBT的通断实现PWM斩波得到频率和占空比连续可调的脉冲电压。整个硬件电路由主电路和控制电路两大部分组成，由于这部分是设计的重点，所以分三、四两章将分别论述。 3.1概述 在本章中，将详细论述电气主电路的各个组成部分、元器件的特性和功能、元器件的选型以及参数的整定计算。本系统的电气主电路由整流电路和滤波电路两部分组成。本次设计的励磁控制系统电气主电路图如图3.1所示。 图3.1 励磁控制系统电气主电路图 3.2整流电路 3.2.1整流技术 整流电路是电力电子电路中出现最早的一种，它将交流电变为直流电，应用十分广泛，电路形式多种多样，各具特色。可从各种角度对整流电路进行分类，主要分类方法有:按组成的器件可分为不可控、半控、全控三种;按电路结构可分为桥式电路和零式电路;按交流输入相数分为单相电路和多相电路;按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为单拍和双拍电路。 近年来，在交-直-交变频器、不间断电源、开关电源等应用场合中，大都采用不可控整流电路经电容滤波后提供直流电源，供后级的逆变器、斩波器等使用。 19 将全控整流电路中的晶闸管换为整流二极管就是不可控整流电路。其中，目前最常用的是单相桥式和三相桥式两种接法，由于电路中的电力电子器件采用整流二极管，也称这类电路为二极管整流电路。 1、电容滤波的单相不可控整流电路 图3.2 电容滤波的单相桥式不可控整流电路 主要的数量关系 2) 输出电压平均值 空载时，R=?，放电时间常数为无穷大，输出电压最大，U =1.414U。通常 d2在设计时根据负载的情况选择电容C值，使RC(1.5-2.5)T，T为交流电源的周, 期，此时输出电压为 U =1.2 U d2 3) 电流输出平均值 输出电流平均值I为 d I=U/R dd 在稳态时，电容C在一个周期吸收的能量和释放的能量相等，其电压平均值保持不变，相应的流经电容的电流一周期的平均值为零，又i=i+i得出: dCR I=IdR 4) 二极管承受的电压 二极管承受反向电压最大值为变压器二次电压最大值，即1.414 U。 22、电容滤波的三相不可控整流电路 在电容滤波的三相不可控整流电路中，最常用的是三相桥式结构如下图所示电容滤波的三相不可控整流电路如图3.3所示: 20 图3.3 电容滤波的三相桥式整流电路 1)基本原理 该电路中，当一对二极管导通时，输出直流电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。当没有二极管导通时，由电容向负载放电，Ud按指数规律下降。在wt=0时，二极管VD1和VD5开始同时导通，直流侧电压等于下一次同时导通的一对管子是VD1和VD4，直流侧电压等于uuacab 这两段导通之前VD5和VD1是关断的，交流侧向直流侧的充电电流是断续的。id实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感。考虑电感时电流波形的前沿平缓很多，有利于电路的工作。 2)主要数量关系 输出电压平均值: 输出电压平均值U在(2.34U~2.45U)之间变化。 d2 2 输出电流平均值: I=U/R dd 二极管的电流平均值为I的1/3，即I = I/3=I/3 d VDdR 。 3)二极管承受的电压 二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值2.45*U。 2 3.2.2整流电路的设计 整流电路采用电容滤波三相不可控整流电路。采用不可控整流电路可以提高功率因数便于控制等优点。目前大都不采用由单管组成的整流桥，而是采用由模块组成的整流桥，而整流模块的种类目前有四种，即全桥整流模块，共阴极整流模块、共阳极整流模块和桥臂整流模块。 21 a)全桥整流模块 ( b)共阴极整流模块 c)共阳极整流模块 (d)桥臂整流模块 这四种整流模块都可使用，但从模块的散热条件和连接方式等方面考虑，本设计采用桥臂整流模块来构成功率单元的三相整流桥。 整流模块的主要参数有额定电压和额定电流，三相桥式整流电路中，整流管承受电压的最大值等于三相交流进线电压的峰值。为了在电源电压波动和出现瞬时过电压时不致损坏整流管，整流模块的额定电压应有2,3倍的裕度。 3.2.3整流二极管参数计算与保护电路的设计 对于三相桥式整流电路中整流管额定电流的选择一般是按直流电流的最大电流值来计算: I,0.367KIeidm : 直流电流最大值，:电流储备系数， 一般情况下取1.2,2，但在功率IKdmi 单元中，由于考虑到整流电路中无预充电限流电阻，故可取为2,3倍。 由于题目所给输出指标:输出额定电压80V，输出额定电流16A。取占空比为0.8时，输出电压为80V，则占空比为1时，输出电压为100V 根据 2.34*U=100V 2 得 U=42.74V 2 380,5.13变压器变比 N= 3*42.74 则变压器变比取N=5 22 380由此 U= ,43.8V23*5 =2=2**=214.54V UU3*43.82RMM =2*16=32A IVDM 根据计算的参数可以选取整流二极管。本设计选用IR公司生产的桥臂整流模块型号为IRKD91/12 400V 50A。 3.3滤波电路 滤波电路主要由滤波电容器组成，滤波电容器是电压源型整流器中最重要的元件。因此对它的选择非常重要，它的性能及其参数的选择，直接决定着同步发电机励磁电源能否正常工作。滤波电容的参数主要有额定工作电压和电容量。滤波电容均采用电解质电容器，但目前电解质电容器的最高电压只能达到450V，因此，当其电压不能满足要求时，得用分组电容器串联。对其额定电压的选择可根据功率单元中间直流电压的最大值来选 择: Udm U,1.1~1.3Uedm U,2U，,UdmL1 :再生电压增量，一般为10% U,Udm1 :功率单元进线电压有效值 UL 滤波电容器的电压比较好选择，但对其容量的选择比较困难，因为对其容量选择太小同步发电机励磁电源将不能正常工作，若选择太大，会使同步发电机励磁电源的体积增大，目前设计者大都将其选择得很大，只要安装空间允许就尽可能的多用，但是对于功率单元来说，设计的基本出发点是要使其尽可能的紧凑，而体积尽量的小。故合理的选择电容器的容量就显得更为重要。滤波电容器的容量是按功率单元的容量来选择，一般按200uF / kVA来选择电容器的容量或按以下经验 公式 小学单位换算公式大全免费下载公式下载行测公式大全下载excel公式下载逻辑回归公式下载 计算: C=(3--5)T/ RL 本次设计按200uF / kVA来选择电容器的容量。所以 C=200*16*43.8*3/1000=420uF 额定电压的计算如下: =68.13V U,2U，,UdmL1 Ue=1.3*68.13V=88.56V 所以本次设计选取滤波电容的额定电压为100V。 23 3.4绝缘栅双极型晶体管(IGBT) 绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor)简称IGBT,因为它的等效结构具有晶体管模式,所以称为绝缘栅双极型晶体管。IGBT于1982年开始研制,1986年投产,是发展最快而且很有前途的一种混合型器件。目前IGBT产品已系列化,最大电流容量达1800A,最高电压等级达4500V,工作频率达50kHz。IGBT综合了MOS和GTR的优点,其导通电阻是同一耐压规格的功率MOS的1/10,开关时间是同容量GTR的1/10。在电机控制、中频电源、各种开关电源以及其他高速低损耗的中小功率领域,IGBT有取代GTR和VDMOS的趋势。 3.4.1IGBT结构和基本功能 IGBT 是在功率 MOSFET 的基础上发展起来的，两者结构十分类似，不同之处在于 IGBT 比 MOSFET 多一个 P+层，即多一个 PN 结，并由此引出集电极，这个 PN结的引入，提高了 IGBT 的耐压水平，并可以通过传导率调制，减小通态损耗，但开关频率受到了一定的限制;栅极和发射极的结构与 MOSFET 类似。IGBT 相当于一个由 MOSFET驱动的厚基区 GTR。 IGBT是以 GTR 为主导元件，MOSFET 为驱动元件的达林顿结构。 作为压控型的器件，IGBT 的开通和关断是由栅极电压来控制的。栅极施以正电压并且大于开启电压VGE时，MOSFET 内形成沟道，并为 PNP 晶体管提供基极V电流，从而使 IGBT 导通，由于电导调制效应，使得电阻 Rmond 减小，()GEth 这样高耐压的IGBT 也具有很小的通态压降。在栅极上施以负电压时，MOSFET 内的沟道消失，PNP 晶体管的基极电流被切断，IGBT 关断。 3.4.2IGBT 的静态特性 IGBT 的输出特性，第一象限为正向运行区，在这一区内 IGBT 可以承受高截止电压和关断大的电流。通过控制栅极的电压，IGBT 可以由正向截止区域切换到饱和区域，这两种状态之间的主动区域(放大区)只是在开关过程中被越过。第三象限中的电流电压曲线表示 IGBT 的反向特性，这个特性由 IGBT 本身的性能及功率模块中的二极管特性(与 IGBT 串联或反并联)所决定，图中还给出了不带有混合二极管的 IGBT 的反向特性。 1)正向阻断状态 当集电极-发射极电压V为正，且栅极-发射极电压V小于开启电压V()CEGEGEth时，在 IGBT 集射极之间的残余电流 I 很小。随V增加，I 略微增加，CESCE CES当V大于最高允许的集射极电压V 时，IGBT的pin结(p+井区/n-漂移区/n+CE CES 层)会出现锁定效应，从物理角度上说，这时的V对应于IGBT结构中PNP 双CES 极式晶体管的击穿电压，进而导致IGBT的损坏。 24 2)导通状态 当集电极-发射极之间的电压和电流均为正值时，IGBT 为导通状态，可以进一步划分为主动区域和饱和导通区域两部分。当栅极-发射极电压V 只是略大于GE开启电压V时，由于沟道电流的饱和效应，如上图中输出特性的水平线所示，()GEth V呈现一个可观的压降，此时集电极电流 I跟随V的变化而变化，这时的IGBTCECGE 处于放大区域，I跟随V变化的关系由转移特性的斜率g来描述，如图3.5(b)CGE fs 所示。 g= dI / dV = I /(V-V) ()fs CGECGE GEth 在放大区内，g随着 I和栅射极间的电压的增大而增大，随着芯片温度的fsC 增加而减小。在多个 IGBT 的并联应用中，模块在主动区域内的稳态运行是不允许的，而只能在开关过程中被经过，这是因为V随温度的上升而下降，因此()GEth 单个芯片之间的制造偏差就可能引起温升失衡。 当V 超过开启电压V一定量时，IGBT 的输出特性便进入图中的陡斜()GEGEth 部分，这时 IGBT 的 I集电极电流只是由外部电路的参数来决定，这时称 IGBT C 处于饱和区域，也叫开关处于导通状态。这时的 IGBT 的 C-E 间残余电压称为饱和压降V ，IGBT 的特殊结构使得其V 明显低于同类的 MOSFET 的CEsatCEsat 值。PT(Punch Through)型IGBT 的V在额定电流区域内随温度升高而下降，CEsat NPT(Non-punch Through)型IGBT 的V随温度升高而升高。 CEsat 3)反向运行状态 反向运行状态对应于第三象限，此时IGBT的集电极端PN结处于截止状态，IGBT 不具有反向导通的能力，由于人们在芯片设计中着重追求正向截止电压和优化集电极端口散热，目前的 IGBT 的反向耐压仅在几十伏左右，IGBT在静态反向工作时，其输出特性由模块内部或外部反并联的续流二极管特性来决定。 3.5所用主要元器件参数整定与选型 3.5.1进线熔断器 进线熔断器的作用主要是对功率单元整体进行短路故障保护的，它必须选用保护半导体器件用的快速熔断器。快速熔断器的主要参数有:额定电压、额定电流和分断能力。额定电压是指熔断器分断后能长期承受的电压。目前低压快速熔断器的额定电压有:250V、500V、750V、1000V和1500V。额定电流是指快速熔断器能长期通过的电流有效值，目前低压快速熔断器的额定电流有:10A、30A、50A、80A、100A、150A、200A、250A、350A、400A、450A、500A、600A、700A、750A和1000A。分断能力是指快速熔断器能分的最大短路电流，目前快速熔断器的分断 25 能力大都在50kA以上。快速熔断器的选择应遵循以下两条原则,它也是快速熔断器的两条基本性能。 1)快速熔断器在额定电流及110%额定电压的情况下能长期正常地工作; 2)快速熔断器在110%额定电压的情况下，才能够分断约定熔断电流至极限电流之间的任何电流。 对于功率单元的输入快速熔断器，可根据功率单元的额定输入电流和电压进行选择。快速熔断器的额定电压应大于交流进线电压的有效值，但考虑电网电压的上波动(一般+10%)，还应留有适当的余地，即: U,1.1UeL :功率单元进线电压有效值 UL 快速熔断器的额定电流，应根据功率单元进线电流的有效值计算，并留有Ie 一定的裕量即: I,1.2Ie :进线电流有效值 I I,0.816Idm :直流电流最大值 Idm 则: I,1.2，0.816Iedm 根据熔断器选用的标准和计算出来的参数选择的熔断器的熔断电流为: Ie=1.2*0.816**16/5=4.43A 2 熔断器的额定电压为 Ue=1.1*380=418V 所以本次设计选用规格型号为450V，10A的熔断器。 3.5.2断路器的选型 断路器的特点: 其实断路器就是一种开关,它和其他普通开关的不同点主要在: 1、适用电压等级高 ; 2、灭弧介质及方式,有真空,少油,多油及六氟化硫等等; 3、灭弧能力强,效果好。 断路器的作用 : 1、正常情况下接通和断开高压电路中的空载及负荷电流. 2、在系统发生故障时能与保护装置和自动装置相配合,迅速切断故障电流,防止事故扩大,从而保证系统安全运行。 断路器选型的原则: 1、断路器额定电压不低于所在电路最大运行电压; 2、断路器电流不低于所在电路最大运行电流。 26 根据断路器选型的原则与主电路的参数选择可以选出此次设计所要用的断路器。本次设计用的断路器的规格型号为400V，10A。 3.5.3IGBT参数的计算 (1)=2**(43.8*1.1*1.414)=192.66V U2e (2)=1.2*2**16=54.2976A I2e 开关管IGBT的选择应考虑三个方面: 1. 耐压要求:主要考虑IGBT上浪涌电压不应超过IGBT集电极与发射极的额定电压; 2. 电流要求:集电极峰值电流必须处在IGBT开关安全工作区以内(即小于两倍的额定电流; 3. 散热条件:在良好的冷却条件下，可选用额定值较小的IGBT模块。根据系统的设计参数，取一定的裕量。 根据IGBT的参数和选用标准可以选取IGBT的型号。本次次设计选取EUPEC公司生产的IGBT桥臂模块，型号为BSM75GB120DNZ 200V 100A。 27 第四章 同步发电机PWM励磁电源控制电路实现 4.1概述 本系统控制电路微处理器采用MICROCHIP公司推出的PIC16F877单片机，该单片机具有开发容易，周期短，高速，低功耗，低价适用等特点。本控制电路主要由微处理器(CPU);信号给定电路;反馈电路等部分组成。它是本次设计的主体部分，这章主要介绍它的硬件电路设计下一章将详细论述软件设计部分。 4.2控制电路的设计 同步发电机PWM励磁电源控制电路图如图4.1所示。 图4.1 同步发电机PWM励磁电源控制电路图 该电路由微处理器(CPU);信号给定电路;反馈电路等部分组成之外，还包括PIC16F877单片机复位和时钟外接电路。本部分电路主要实现对同步发电机的输出电压进行采样，将反馈回的信号与系统给定值进行比较，通过单片机改变输出脉冲的占空比来控制IGBT的通断时间，，实现对励磁电流大小的控制，达到同步发电机输出电压恒定的目的。 28 4.3IGBT的驱动电路的设计 IGBT在以变频器及各类电源为代表的电力电子装置中得到了广泛应用。IGBT集双极型功率晶体管和功率MOSFET的优点于一体，具有电压控制、输入阻抗大、驱动功率小、控制电路简单、开关损耗小、通断速度快和工作频率高等优点。 但是，IGBT和其它电力电子器件一样，其应用还依赖于电路条件和开关环境。因此，IGBT的驱动和保护电路是电路设计的难点和重点，是整个装置运行的关键环节。 为解决IGBT的可靠驱动问题，国外各IGBT生产厂家或从事IGBT应用的企业开发出了众多的IGBT驱动集成电路或模块，如国内常用的日本富士公司生产的EXB8系列，三菱电机公司生产的M579系列，美国IR公司生产的IR21系列等。但是，EXB8系列、M579系列和IR21系列没有软关断和电源电压欠压保护功能，而惠普生产的HCLP一316J有过流保护、欠压保护和1GBT软关断的功能，且价格相对便宜，因此，本设计将采用1700V，200,300A IGBT的驱动和保护电路。 4.3.1IGBT驱动电路要求 在设计IGBT驱动时必须注意以下几点。 1)栅极正向驱动电压的大小将对电路性能产生重要影响，必须正确选择。当正向驱动电压增大时，IGBT的导通电阻下降，使开通损耗减小;但若正向驱动电压过大则负载短路时其短路电流I随U增大而增大，可能使IGBT出现擎住效应，CGE 导致门控失效，从而造成IGBT的损坏;若正向驱动电压过小会使IGBT退出饱和导通区而进入线性放大区域，使IGBT过热损坏;使用中选12V?U?18V为好。GE栅极负偏置电压可防止由于关断时浪涌电流过大而使IGBT误导通，一般负偏置电压选-5V为宜。另外，IGBT开通后驱动电路应提供足够的电压和电流幅值，使IGBT在正常工作及过载情况下不致退出饱和导通区而损坏。 2)IGBT快速开通和关断有利于提高工作频率，减小开关损耗。但在大电感负载下IGBT的开关频率不宜过大，因为高速开通和关断时，会产生很高的尖峰电压，极有可能造成IGBT或其他元器件被击穿。 3)选择合适的栅极串联电阻R和栅射电容C对IGBT的驱动相当重要。R较GGG小，栅射极之间的充放电时间常数比较小，会使开通瞬间电流较大，从而损坏IGBT;R较大，有利于抑制dVce,dt，但会增加IGBT的开关时间和开关损耗。合适的G C有利于抑制dic,dt，C太大，开通时间延时，C太小对抑制dic,dt效果不明GGG 显。 4)当IGBT关断时，栅射电压很容易受IGBT和电路寄生参数的干扰，使栅射电压引起器件误导通，为防止这种现象发生，可以在栅射间并接一个电阻。此外， 29 在实际应用中为防止栅极驱动电路出现高压尖峰，最好在栅射间并接两只反向串联的稳压二极管，其稳压值应与正负栅压相同。 4.3.2 HCPL-316J内部结构及工作原理 HCPL-316J的内部结构如图4.2所示，其外部引脚如图4.3所示。 图4.2 HCPL-316J的内部结构图 从图4.2可以看出，HCPL-316J可分为输入I(左边)和输出I (右边)二部分，CC输入和输出之间完全能满足高压大功率IGBT驱动的要求各引脚功能如下: 脚1(V)正向信号输入; IN+ 脚2(V)反向信号输入; IN- 脚3(V)接输入电源; CG1 脚4(GND)输入端的地; 脚5(RESERT)芯片复位输入端; 脚6(FAULT) 故障输出，当发生故障(输出正向电压欠压或IGBT短路)时，通过光耦输出故障信号; 脚7(V)光耦测试引脚，悬挂; LED1+ 脚8(V)接地; LED1- 脚9，脚10(V)给IGBT提供反向偏置电压; EE 脚11(V)输出驱动信号以驱动IGBT; OUT 脚12(V)三级达林顿管集电极电源; C 脚13(V)驱动电压源; CC2 脚14(DESAT) IGBT短路电流 检测 工程第三方检测合同工程防雷检测合同植筋拉拔检测方案传感器技术课后答案检测机构通用要求培训 ; 脚15(V)光耦测试引脚，悬挂; LED2+ 脚16(V)输出基准地。 E 30 其工作原理如图4.2所示。若V正常输入，脚14没有过流信号，且V-V=12VIN+CC2E即输出正向驱动电压正常，驱动信号输出高电平，故障信号和欠压信号输出低电平。首先3路信号共同输入到JP3，D点低电平，B点也为低电平，50×DMOS处于关断状态。此时JP1的输入的4个状态从上至下依次为低、高、低、低，A点高电平，驱动三级达林顿管导通，IGBT也随之开通。 4.3.3驱动电路设计 驱动电路及参数如图4.4所示。 图4.4 驱动电路 HCPL-316J左边的V，FAULT和RESET分别与微机相连。R7，R8，R9，D5，IN+ D6和C12 起输入保护作用，防止过高的输入电压损坏IGBT，但是保护电路会产生约1µs延时，在开关频率超过100kHz时不适合使用。Q3最主要起互锁作用，当两路PWM信号(同一桥臂)都为高电平时，Q3导通，把输入电平拉低，使输出端也为低电平。R1和C2起到了对故障信号的放大和滤波，当有干扰信号后，能让微机正确接受信息。 在输出端，R5和C7关系到IGBT开通的快慢和开关损耗，增加C7可以明显地减小dic,dt。首先计算栅极电阻:其中I为开通时注入IGBT的栅极电流。为使ON IGBT迅速开通，设计，I值为20A。输出低电平V=2V。可得 ONMAXOL ,,,1,，/RRVVVI，，,,5GCC2OLEE0NMAX ,15,1,2,5/20 ，，,,VVVVA ,0.8, C3是一个非常重要的参数，最主要起充电延时作用。当系统启动，芯片开始工作时，由于IGBT的集电极C端电压还远远大于7V，若没有C3，则会错误地发出短路故障信号，使输出直接关断。当芯片正常工作以后，假使集电极电压瞬间 31 升高，之后立刻恢复正常，若没有C3，则也会发出错误的故障信号，使IGBT误关断。但是，C3的取值过大会使系统反应变慢，而且在饱和情况下，也可能使IGBT在延时时间内就被烧坏，起不到正确的保护作用， C3取值100pF，其延时时间 t,C，U/I3 , ,100pF，7,2，0.6V/250A，， ,2.32,s 在集电极检测电路用两个二极管串连，能够提高总体的反向耐压，从而能够提高驱动电压等级，但二极管的反向恢复时间要很小，且每个反向耐压等级要1000V，一般选取BYV261E，反向恢复时间75 ns。R4和C5的作用是保留HCLP-316J出现过流信号后具有的软关断特性，其原理是C5通过内部MOSFET的放电来实现软关断。图4.4中输出电压VOUT经过两个快速三极管推挽输出，使驱动电流最大能达到20A，能够快速驱动1700v、200-300A的IGBT。 4.4PIC16F877 PICl6F877的工作频率范围为DC—20MHz，内置POR(Power-on Reset)和BOR(Bmwn-out Reset)两种复位功能、上电延时定时器(Power-up Timer，PWRT)、振荡器起振定时器(Oscillator Start-upTimer，OST)，除了1个看门狗定时器之外，另外还有3个定时器及2个CCP模块，串行通信模式方面则支持MSSP和USART。这些都是P1C16F877的特点。 4.4.1PICl6F877微处理器的核心特点 使用高性能的RISC CPU核心;只需要学习35个单字的指令即可;除了部分程序分支(Branch)的指令需要2个指令周期外，所有的指令执行时间都只需要1个指令周期而已;操作时钟速度范围:DC到20MHZ的时钟输入，相当于DC到最短200ns的指令周期;程序存储器(Flash)最多可到8K的字(14位宽)，368的字节(8位)以及256字节的EEPROM数据存储器:引脚和PICl6C73/74/76/77完全兼容;支持中断处理(14个中断源);8层的硬件堆栈(Hardware Stack)结构;有直接、间接及相对寻址三种模式;具有上电复位功能POR(Power-on Reset);内置上电延时定时器PWT(Power-up Timer)与振荡器起振定OST(OscillatorStart-up Timer);内部的看门狗定时器WDT(Watchdog Timer )有自己的RC振荡器，提高动作的可靠度;提供可编程代码保护(Code Protection)功能;具有省电功能的休眠(SLEEP)模式;多种振荡时钟形式的选择;采用低功率、高速的CMOS Flash/EEPROM 技术;完全静态设计(Full Static Design);使用两个引脚来完成串行烧写的工作亦即支持ICSP(In-Circuit Serial Programming)功能:烧写时仅需5v的电源即可;两个引脚的ICD(In-Circuit Debug)接口功能;可对程序存储器进行读取 32 或写入的动作;操作电源范围弹性大，由2.0V到5.5V;引脚可吸入或提供电流高达25mA;商业用、工业用或范围更大的操作温度范围;低功率消耗，在5V/4MHz下，低于2mA;在3V/32kHz下，约为20uA;在一般待命状况下，电流小于luA。 4.4.2PIC16F877外围特点 T1mero:为8位的定时器/计数器(Timer/Counter)，其中包含了8位的预定标器(Prescaler)，实际上就是一个预分频器; Timerl:为16位的定时器/计数器，也包含了预分频器，在休眠模式下也可使用外部的时钟来递增计数; Timer2:为8位的定时器/计数器，包括了8位的周期寄存器、预分频器(Prescaler)与后分频器(Postscaler); 2个集捕捉、比较、脉宽调制3项功能于一身的CCP模块(Capture/Compare/PWM Module); 捕捉功能为16位，最大分辨率为12.5ns，比较功能也是16位，最大分辨率为200ns，PWM的最大分辨率为10位; 10位多通道的模拟/数字转换器(A/D Converter)提供了同步串行口 2(Synchronous Serial Port，SSP)，包括了SPI主控模式，与IC功能的主控和从动模式; 通用同步异步接收发送系统〔Univensal Synchlonous Asynchronous ReceiverTransmitter，USART/SCI)，包含9位地址的侦测; 提供8位的并行从动端口(Parallel Slave Port，PSP)，并有RD、WR、CS3个外接控制引脚; 电源电压低侦测(Brown-out Detection)、电路掉电复位(Brown-out Peset，BOR)的功能。 4.4.3输入输出端口简介 输入输出端口是单片机最基本的接口，通过这个接口单片机可以用数字的方式与其外围电路连接，从而进行电路的控制和信号的检测。大部分的单片机引脚都可以同时具备双向输入输出的功能，基本上是作为一个输入引脚或输出引脚使用，只是引脚的阴抗特性有个同罢了。在单片机引脚内部提供不同的两条阻抗特性的路径可以作为双向输入输出引脚，不过此时需要另外—个选择引脚作为输入或输出的选择位，通常称之为方向位(Direction Bit):另外还有一个标志位，在作为输入引脚时用来存放引脚的状态值，作为输出引脚时则是单片机用来设置引脚状态用的，这就是一般常见的单片机引脚结构。 33 PIC是8位的单片机，因此I/O端口也以8个引脚为一组单位，恰好对应到内部的端口寄存器和端口方向寄存器。方向寄存器的内容决定了I/O口的方向，I表示输入，O表示输出。 当引脚当作I/O口使用时，主要有两个寄存器，一个是PORTx(也可用Rx表示)，另外一个是TRISx。TRISx用来决定输入输出口的方向，每一个I/O口个别的引脚都可以独立地设定作为输入或是输出引脚，当该引脚设置为输入引脚时，对应的Rx位的内容就为该引脚的状态:当该引脚设置为输出引脚时，对应的Rx位的值由程序内部写入。在写入Rx寄存器数据时，单片机内部真正的动作流程是依照“读入一修改一写入”的程序来完成的，整个端口的数据都会被读出，然后根据指令修改位的内容，再将整个端口的值写回去。所有的I/O口引脚都有保护二极管存在，此二极管接在I/O引脚和V、Vss之间，确保引脚的电压电位在V、Vss之DDDD间，因此单片机外部可以省去保护二极管的设计。基本上I/O口的使用并不困难。 当引脚作为输出时，表示单片机必须提供一个电压电位来控制外部组件，在引脚输出l的时候，引脚必须提供足够的电流才能维持引脚的状态，因此在设计外部电路的时候，必须注意引脚的电气规格能提供多大的电流，这样的设计才不会发生推不动外围电路的情形。同样，在输出0的时候，电流的方向可能是由外围电路流进引脚内，这时必须注意流进引脚的电流是否会超过单片机输出电路所能吸入的最大电流值，这是在引脚作为输出功能时，外围电路设计上要注意的地方。至于输入引脚作为输入功能时为高阻抗的输入特性，还会有一个微小的漏电流存在，这些电气特性都可以在单片机Date Book的电气特性(Electrical Chara -teristic)部分查到。这其实不仅是作为标准I/O引脚时所具有的电气特性，在作为其他的外围功能的输入输出引脚时，也有相同的问题要注意。 PORTA是一个6位宽的输入输出端口(I/O Port)，分别标示为RA.0~RA.5。在当作一般的I/O口时，TRISA用来设置该引脚是要作为输入还是输出，每一个引脚都可以个别地做不同设置，设为1表示作为输入引脚，为0则表示为输出引脚。RA是I/O口的值，每个位对应该引脚的值，作为输入引脚时，引脚会呈现高输入阻抗的特性，因此外部的值会直接反应在RA中的位里;作为输出引脚时，只要将值写入这位即可。 PORTB是一个8位宽的双向I/O端口，同样也使用TRISB寄存器来设置端口引脚作为输入/输出引脚，用RB寄存器作为端口引脚数据的缓冲器。PORTB具有一项由内部提供的弱上拉(Weak Pull-up)功能，并在OPTION- REG寄存器中有一个RBPU位可以使能或禁止这个特性。但是在端口引脚设定作为输出引脚时，这项特性就会自动被屏蔽;在POR的时候Weak Pull-up也是被屏蔽的。另外PORTB的PB7:PB4这4个引脚，提供了电平变化中断(Interrupt On Change)的功能，当然要使 34 用这项功能时必须先把该引脚对应于TRISB的位设置为输入才行，其他则是属于中断的设置。 PORTC是一个8位宽的双向I/O端口，同样也是使用TRISC寄存器来设置端口引脚作为输入输出引脚，用RC寄存器作为端口引脚数据的缓冲器。PORTC的输入为斯密特触发缓冲器(Scbmitt Trigger Input Buffer)。PORTC的引脚也和其他外围模块共享，这些外围包括了Timerl的时钟输入和振荡器的输入/输出、CCP模块的输入/输出引脚以及串行通信的引脚。在使用这些外围的时候(TRISC寄存器的内容无法完全决定该引脚的输入/输出状态，主要以外围模块的设置为主。因此在 2使用PORTC的外围模块时，尽量避免写入或读取TRISC这个寄存器。在使用IC的通信方式时，PORTC,3:4,的引脚可以通过SSPSTAT寄存器中的CKE位来设置 2是要使用一般IC的电位还是SMBUS的电位。 PORTD是一个8位宽的双向I/O端口，同样也是使用TRISD寄存器来设置端口引脚是作为输入还是输出引脚，用RD寄存器来作为端口引脚数据的缓冲器。PORTD也可以作为并行从动端口(Parallel Slave Port PSP)的总线引脚，作为和其他微处理器沟通的并行接口，PORTD方向控制寄存器TRISE中的PSPMODE位就是用来选择PORTD作为PSP功能。作为PSP功能时全部的引脚同时作为总线引脚，不能选择性地使用。在作为一般的I/O端口时，PORTD的输入为斯密特触发缓冲器(Schmitt Trigger Input Buffer)，在作为并行从动口时，则是TTL缓冲器。 PORTE仅有3个引脚，可作为双向的I/O口，它有自己的RE和TRISE寄存器，不过只有位0到位2有用。在作为I/O口的输入引脚时，内部为斯密特触发缓冲器(Schmitt Trigger Input Buffer)。 4.4.4CCP模块 CCP模块是指捕捉/比较/脉宽调制模块(Capture/Conpare/PWM Module，CCP Module)，顾名思义这个模块可以提供外部信号相捉、内部比较输出以及PWM输出这三种功能，不过在设置一个CCP模块时你只能选择其中一种功能使用。PICl6F87x中有两个CCP模块(CCPl，CCP2)，这两个模块在使用上除了工作寄存器不同外，其动作方式与功能都很相近。另外一个不同的是，在输入输出引脚的使用上，CCP1使用的是RC2/CCP1的引脚，而CCP2则使用RCl,TIOSI/CCP2引脚。 捕捉与比较功能在基本的动作方式是相同的，在搭配定时器使用时，捕捉指的是侦测引脚上输入信号的状态，在信号的变化吻合设定的条件时(信号上升沿或下降沿出现时)，产生中断并记录当时的定时器值:比较是将事先设定好的值与定时器的值相互比较，—旦两个值相等时，产生中断并驱动事先设定好的动作;PWM则是输出脉冲宽度可调的信号，脉冲的周期(Period)和工作循环周期(Duty Cycle)是由内部的定时器比较产生的，因此也需要搭配定时器来使用。 35 1、捕捉功能 在启动捕捉功能之后，定时器会根据设置自动地递增累计，而CCP模块会一直侦测该CCP模块引脚的状态。当引脚的状态变化符合所设定的事件时，16位的TMRl值，也就是累计值，便会被捕捉到CCPRx寄存器CCPRxH:CCPRxL)中，并且产生个一个中断来设置CCPxIF这个中断标志位。上面的叙述都是捕捉模块自行完成的，并不需要软件来控制，因此正常的程序流程也可以继续执行。程序中惟一要做的就是之前的定时器和捕捉模块的设置，以及中断发生后的处理。 至于可以选择的捕捉事件主要是引脚上信号的四种状况，包括: 信号中每个下降沿发生时; 信号中每个上升沿发生时; 信号中每4个上升沿发生时; 信号中每16个上升沿发生时。 这些事件的设置可以从CCPxCON寄存器中的CCPxM3:CCPxM0位来选择。当捕捉事件吻合发生时，产生的中断标志必须在中断子程序中自行清除，而所捕捉到CCPRx寄存器的值如果没有读取，在下一次捕捉事件发生时，所捕捉的值便会覆盖原来在CCPRx寄存器的值。 2、比较功能 同样，CCP模块的比较功能也是要搭配Timerl的使用，因此在设置CCP模块前也要将Timerl的工作方式设定在定时器方式(Timer Mode)或同步计数器方式(Synchronized Counter Mode)下。如果在比较吻合的事件发生后，要改变CCP模块引脚的状态，该引脚也必须设成输出引脚。 在比较功能开始后，Timer1中的值(16位TMRl寄存器的值)会一直和CCPRx寄存器(CCPRxH:CCPRxL)作比较。当两个寄存器的内容相同时，就是比较吻合的事件发生这个吻合的情况会去驱动事先设定好的事件，并产生比较吻合的中断，设定CCPxIF这个中断标志位。就这样的工作原理来看，CCPRx寄存器可以说是Timerl的寄存器。当吻合情况发生时，可以改变CCP模块引脚的状态，包括了: 输出该引脚状态为高电平; 输出该引脚状态为低电平; 输出引脚保持不变; 触发特殊的事件(CCPl和CCP2所驱动的事件不大一样)。 3、PWM功能 要设置CCP模块为PWM的功能，必须在CCPxCON寄存器中设定CCP模块的工作方式。既然要输出PWM的信号，固此有两件事情是我们要关心的，一是PWM信 36 号的周期，一个是PWM信号的工作循环周期(Duty Cycle)。有两个寄存器分别用来储存PWM的周期值(Period)和工作循环周期((Duty Cycle)的值，储存PWM周期的寄存器为PR寄存器，储存工作用周期的寄存器为CCPRxL寄存器。 2 4.4.5PIC16F877的中断 在PIC16F87X的子系列中，具体型号不同，中断逻辑电路也存在着差异，中断源的种类和个数也不同:最多的具备14种中断源;最少的具备10种中断源(详见表1)。其中并行端口模块和并行端口中断源，只有40脚封装的型号(PIC16F871、PIC16F874和PIC16F877)才会具备;而对于28脚封装的型号(PIC16F870、PIC16F872、PIC16F873和PIC16F876)则不具备。 每一种中断源对应着1个中断标志位(记为XXXF，F是Flag的第1个英文字母)和1个中断屏蔽位或者叫中断使能位(记为XXXE，E是Enable的第1个英文字母)。中断源产生的中断标志信号是否得以向前传递，将受控于对应的中断屏蔽位。每一个中断标志位都对应着1个触发器。当中断源申请CPU中断时，与之对应的触发器就由硬件自动置位，而该触发器的清零是由用户安排程序来实现的;每一个中断屏蔽位也对应着1个触发器。该触发器的置位和清零均是由用户程序完成的。 1、PIC16F877的中断硬件逻辑 PIC16F877共有14个中断源，将全部14个中断源按2个梯队并列排开，第1梯队中只安排了3个中断源，其余的中断源全部安排到第2梯队中。这样做是为了与早期的PIC系列单片机型号相兼容(前些年研制出的单片机型号片内配置的外围设备模块数量较少，相应的中断源的数量自然也就少，比如PIC16C61只有第1梯队中的3个中断源)。近期研制的一些PIC单片机新型号是在原有的单片机芯片基础之上进行一些功能扩展而得来的。 所有的中断源都受全局中断屏蔽位(也可以称为总屏蔽位)GIE的控制。第1梯队的中断源不仅受全局中断屏蔽位的控制，还要受各自中断屏蔽位的控制;第2梯队的中断源不仅受到全局中断屏蔽位和各自中断屏蔽位的控制，还要额外受到1个外设中断屏蔽位PEIE的控制。 与中断功能有关的特殊功能寄存器共有5个:中断控制寄存器INTCON、第1外围设备中断标志寄存器PIR1、第1外围设备中断屏蔽寄存器(又称中断使能寄存器)PIE1、第2外围设备中断标志寄存器PIR2和第2外围设备中断屏蔽寄存器PIE2。如表2所列，5个寄存器中共有40位，其中使用了30位。分别与图1中的中断逻辑电路的输入逻辑信号成严格对应关系，也与逻辑表达式成严格对应关系。这5个寄存器都具有在RAM数据存储器中统一编码的地址。也就是说，PIC单片机 37 可以把这5个特殊寄存器当作普通寄存器单元来访问(即读出或写入操作)。这样有利于减少指令集的指令类型和指令数量，也便于学习、记忆和编程。 2、 中断的现场保护问题 中断现场的保护是中断技术中一个很重要的环节。在进入中断服务程序期间，只有返回地址，即程序计数器PC的值被自动压入堆栈。若需要保留其他寄存器的内容，就得由程序员另想办法。由于PIC单片机的指令系统中没有像其他单片机那样的PUSH(入栈)和POP(出栈)之类的指令，所以要用1段用户程序来实现类似的功能。因为是用1段程序来实现现场保护，而程序的执行有可能会影响到W寄存器和STATUS寄存器，所以，首先应该把这2个寄存器保护起来，然后再去保存其他用户认为有必要保护的寄存器。并且在PIC单片机中，中断现场数据不是保留到芯片的堆栈存储区中，而是保留在用户自己选择的一些文件寄存器(即RAM数据存储器单元)中，当然一般应该选择通用寄存器来保护现场。 3、 需要注意的几个问题 (1)中断标志位的状态与该中断源是否产生中断无关。换句话说，不管是否允许其中断，只要满足中断的条件，中断标志位就会被置位。另外，也可以利用软件将中断标志位置“1”或清“0”。 (2)当开放某一中断源时，该中断源就是通过中断标志位向CPU申请中断的。无论什么原因，只要将中断标志位置位，就会产生中断。如果用软件强行将中断标志位置位，也会产生中断。 (3)如果在中断被屏蔽(或禁止)的情况下，中断标志位被置位，只要不被清除就会一直潜伏下来，那么，一旦解除屏蔽，就会立即产生中断。 (4)如果在中断被禁止的情况下，中断标志位已经被置位，但是，假如在允许其中断之前将它清除，那么，即使解除禁止，它也不会产生中断。 (5)当CPU相应的任何一个中断时，全局中断屏蔽位GIE将会自动清0;当中断返回时它又会自动恢复为1。如果在中断处理期间用软件将已经复位的GIE重新置位，这时再出现中断请求，就可以形成中断嵌套。也就是说，如果在响应某一中断期间又响应了其他中断请求，就形成了中断嵌套。发生中断嵌套时，前一中断处理过程被暂停而进入后一中断处理，当后一中断过程被处理完毕之后，才会继续处理前一中断。照此方式，还可以形成多级嵌套，甚至自身嵌套。不过嵌套的级数绝对不能超过硬件堆栈的深度。 (6) 对于中断响应和处理时间有严格要求的应用，保护现场的指令安排也应考虑延时问题。 (7)如果同时发生多个中断请求，得到优先处理的中断完全取决于在中断服务程序中检查中断源的顺序。原因是各个中断源之间不存在优先级别之分。如果 38 清除中断标志位的指令安排在中断服务程序的尾部，就有可能丢失响应在处理中断期间该中断源第2次中断请求的机会。 4.5反馈环节 反馈环节是利用霍尔电压传感器将同步发电机输出的交流电压转化为直流电压，当同步发电机输出的电压最大峰值时，霍尔传感器的输出为5V。 4.5.1霍尔电压传感器 霍尔电压传感器模块有优越的电性能，是一种先进的能隔离主电流回路与电子控制电路的电检测元件，它综合了互感器和分流器的所有优点，克服了互感器和分流器的不足(如:互感器只适用于50Hz 工频测量;分流器无法进行隔离检测。)同一只检测元件即可以检测交流也可以检测直流甚至检测瞬态峰值，是替代互感器和分流器的新一代产品。 它具有精度高、线性度好、频带宽、响应快、过载能力强和不损失被测电路能量等诸多优点，因而广泛应用于变频调速装置、逆变装置、UPS 电源、逆变焊机、变电站、电解电镀、数控机床、微机监测系统、电网监控系统和需要隔离检测大电流电压的各领域中。 霍尔电压传感器(CHV 系列)的工作原理与电流传感器相似，也是磁平衡方式工作磁补偿式的工作原理是磁场平衡的，即主回路电流I 在聚磁环所产生的磁P 场，通过一个次级线圈的电流产生的磁场进行补偿，使霍尔器件处于检测零磁通的工作状态，具体工作过程为:当主回路有一电流通过时，在导线产生的磁场被聚磁环聚集，感应霍尔器件使之有一个信号输出，这一信号驱动相应的功率管导通，从而获得一补偿电流I。这一电流通过多匝绕组产生的磁场与被测电流产生的S 磁场正好相反，因而补偿了原来的磁场，使霍尔器件的输出逐渐减小，当I与匝数P相乘所产生的磁场与I 与匝数相乘所产生的磁场相等时，I 不再增加，霍尔器件SS 起到指示零磁通的作用。此时可以通过I 来测试I，当如变化时，平衡受到破坏，SP 霍尔器件就有信号输出，即重复上述过程重新达到平衡。被测电流的任何变化都会破坏这一平衡，一旦磁场失去平衡，霍尔器件就有信号输出，经放大后，立即有相应的电流流过次级绕组，对失衡的磁场进行补偿。从磁场失衡到再次平衡所需的时间不到1us 。这是一个动态平衡的过程。 电压传感器有五只接线端子。其中两只为原边端子:被测电压输入端+;被测电压输入端-。另外三只为副边端子:+端:电源+15V;-端:电源-15V;M 端:信号输出端。根据用户所测电压的大小，须将被测电压串接一只电阻R 后再接到传感器原边端子，串接电阻R 由下式决定: VpR,,Rin Iin 39 式中: R 为串联电阻;V 为被测电压;I 为额定输入电流(一般额定电压pin 下取10mA); R 为传感器原边内阻。 in 串接电阻R 的功率确定: 。 W,Vp*Iin 电压传感器的输出端应用与磁补偿型电流传感器相同，见图4.5 电压传感器接线方法: 图4.5霍尔电压传感器接线方法 4.5.2霍尔交流到直流变换器 交流?直流变换器(CHZ 系列):与电流或电压传感器相配合使用的模块，它可把0~1V的交、直流信号(0,100KHz)转换为 4,20mA、0,20mA、 l,5V、0,5V 的标准直流信号。因为电流电压传感器的输出波形与被测波形完全一致，若用户测量非直流信号，需要传感器输出与仪表、A/D 转换、计算机配合使用或需长线传钱，需要标准直流信号时，可将变换器与电流电压传感器配合使用，形成电流或电压变送器(若测量50Hz信号可与电流电压传感器做为一体);变送器也可以与压力、温度、流量等传感器配合使用，将它的输出转换为标准直流信号，形成不同的变送模式。 电流传感器与变换器相接;形成电流变送器;电压传感器与变换器相接，形成电压变送器。变换器也可以单独使用，可以将其他传感器(如压力、温度等)的输出信号相接于变换器，变换成4,20mA或0,20mA 的标准信号，便于长线传输或与计算机接口相接。 4.5.3反馈环节的设计计算 在测量电压时，在传感器原边电路必须先串接一只电阻R 以得到额定值时原边电流为10mA，然后再并接到被测电压，如图4.7。 确定测量参数: (1) 确定原边串联电阻R: Vp,38K,= R,R，Rin总Ip 其中:Rin=1.8KW(手册中可以查到) 所以:R,36.2KW 40 2,4R 的额定功率 ，选用时应留有一定余量，并由最，，Pr,38K,，10mA,3.8W大测量电压时的工作时间决定。 R 的精度通常要比用户要求测量精度高一个数量级。 手册中可以查到匝比为 Np:Ns=10000:2000 (2)确定测量电阻Rm: Np10000Is,Ip，,10mA，,50mA Ns2000 Vs1V Rm,,,20,Is50mA 取样电阻Rm的精度应比用户要求的精度高一个数量级，功率应比实际耗散功 率高出一倍(或适当留有余量) (3)可达到的最大测量电压V: Pmax Vmin,Vce15，1,5%,0.5，，Ismax,,,0.1719ARm，Rin20，60 可测量原边电流的最大值为I: Pmax Ns2000Ipmax,Ismax，,0.1719，,0.0344ANp10000 Vpmax,Ipmax，R,1245V 由以上计算可知，设计满足要求。 41 第五章 同步发电机PWM励磁电源软件实现 5.1概述 本设计采用PIC16F877单片机实现的同步发电机励磁电源，在软件方面主要完成给定励磁电压的采样、反馈电压的采样、增量式数字PID运算、外部故障的判断、欠压与过压的报警等部分组成，从而与硬件配合达到同步发电机输出电压恒定的目的。 本章主要介绍此次程序设计的过程、寄存器地址和端口端口的分配以及各模块软件设计的流程图绘制。 5.2软件程序设计的特点 模块化程序设计是PIC16F877单片机应用中常用的一种程序设计方法。它采用自顶向下逐步求精的设计方法和单入口单出口的控制结构，把有关功能完整的较长的程序分解为若干个功能相对独立的较小的程序模块，各个程序模块分别进行设计编程和调试，最后把各功能模块集成为所需的程序。模块化程序设计的优点是单个功能明确的程序模块的设计和调试比较方便容易完成，一个模块可以为多个程序所共享也可利用现成的程序模块，这样的编程思路符合人们解决问题的普遍思维规律，其程序清晰和模块化使得在修改和重新设计一个软件时可以重复使用的代码量最大而且易于测试、提高软件的可靠性。 模块划分遵循“功能独立”原则，每个模块的功能分配明确，有利于软件调试、修改和维护。基于模块独立原则划分出来的模块应该具有独立功能而且与其它模块之间没有过多的相互作用也就使得一个模块内包含的信息对于不需要这些信息的模块来说是不能访问的。 在本次设计过程中，我采用模块化程序设计法，可以编制标准化的程序段，存储于程序存储器的指定区域，在每次需要时就调出使用，这种程序就称为子程序，调用子程序的程序称为主程序或调用程序，然后运行主程序调用各子程序即可。整个程序由主程序、给定励磁电压采样子程序、反馈电压采样子程序、增量式数字PID运算子程序、乘法运算子程序、外围故障中断子程序等模块组成。 在程序的编写上，我采用PIC汇编语言进行程序设计。汇编语言是对机器语言的改进，它采用便于人们记忆的一些符号或者字符串来表示操作码、操作数和地址码等，所以它实际上是一种符号语言。汇编语言的语句通常与机器语言指令是一一对应的。用汇编语言编写的程序就称为汇编语言源程序。 42 由于单片机不认识汇编语言程序，所以需要在计算机上运行一个由单片机制 造商免费配套提供的成为汇编器的软件，让汇编器帮助我们，将编写的源程序翻 译成机器语言程序。Microchip公司提供的MPASM汇编器具有宏功能，适合高档微 型计算机上运行的Windows版本。 另外，我在程序的编写过程中，加入了注释部分，用来做程序的注解和说明。 注释不是程序的功能部分，通常用分号隔开，汇编器对该部分不做任何处理。 5.3寄存器地址和端口的分配 5.3.1寄存器地址的分配 PID运算系数A寄存器: 20H; PID运算系数B寄存器: 21H; PID运算系数C寄存器: 22H; 电压最小值寄存器: 23H; 电压最大值寄存器: 24H; 给定电压寄存器1: 25H; 给定电压寄存器2: 26H; 反馈电压寄存器1: 27H; 反馈电压寄存器2: 28H; e(k)寄存器: 29H; e(k-1)寄存器: 30H; e(k-2)寄存器: 31H; A*e(k)寄存器: 32H; B*e(k-1)寄存器: 33H; C*e(k-2)寄存器: 34H; 偏差寄存器: 35H; 乘数寄存器: 36H; 被乘数寄存器: 37H; 计数器一: 38H; 计数器二: 39H; 乘法计数器: 40H; 积寄存器: 41H; 被乘数寄存器: 42H; 工作寄存器堆栈地址: 43H; 状态寄存器堆栈地址; 44H; 43 5.3.2端口分配 给定励磁电压采样口:RA0; 反馈电压采样口: RA1; 外部故障中断检测口:RB0; PWM脉冲输出口: RC2; 过压报警输出口: RC3; 欠压报警输出口: RC4; 5.4各模块软件设计 5.4.1主程序 程序主要是完成对各个子程序的调用功能，在一个完整的软件设计中来说主程序是重中之重，是不可或缺的一部分。在主程序的适当位置放置CALL指令来实现调用或跳转，在子程序的开头需要设置地址标号，末尾需要放置RETURN或RETLW指令，以便于主程序的调用和子程序的返回。通过主程序的调用功能可以轻松实现对给定励磁电压采样、同步发电机输出反馈电压采样和数字PID运算调用以及过压和欠压判断及报警、PWM脉冲输出等功能。其流程图如下所示: 44 图5.1 主程序流程框图 5.4.2增量式PID子程序 这部分子程序主要实现的是将给定励磁电压与反馈电压值进行比较并计算偏差，然后通过数字PID运算得出偏差，进而调节IGBT的通断时间，改变占空比，实现对励磁大小的控制，达到同步发电机输出励磁电压恒定的目的。其流程图如下所示: 45 图5.2 增量式PID运算子程序流程框图 5.4.3给定励磁电压子程序 这部分子程序主要实现的任务是实现对给定的励磁电压进行八次采样，然后求平均值，以消除随即误差的产生，给自调节系统造成不必要的误操作系统。其中的除法运算是利用位右移三次，实现八次采样值求平均值运算。其流程图如下所示: 46 图5.3 给定励磁电压子程序流程框图 5.4.4反馈电压采样子程序 这部分子程序主要实现的任务是实现对同步发电机输出的交流电通过霍尔传感器转化为直流电进行八次采样，当交流电达到最大值时，RA1口输入的值恰好为+5V，也就是RA1口的基准值也为+5V达到与RA0口输入值处于同一量级。然后对八次采样值进行求平均值，以消除随即误差的产生，给自调节系统造成不必要的误操作系统。其流程图如下所示: 47 图5.4 反馈电压采样子程序框图 5.4.5乘法子程序 这部分子程序主要实现的是对八位二进制数进行乘法运算，乘积的值最大不会超过255(由于偏差值大于255时，系统早已发出过压报警信号了)。它首先对乘数进行右移，以判断乘数各位的位值，如果位值为一，则将被乘数左移一位，然后进行加法运算;如果位值为零，则将被乘数左移一位，但不进行加法运算。如此循环八次完成数乘运算。其流程图如下所示 48 图5.5 乘法运算子程序框图 5.4.6外部故障中断子程序 这部分子程序主要完成的是通过RB0口的电平变化来检测外部电路是不是发生过流或者是欠压等故障的检测，当发生中断时，先通过标志位判断是不是RB0口所发生的电平变化，如果外部电路发生故障，则停止对外部电路输出脉冲信号;如果未发生故障，则继续原来的操作。其流程图如下所示: 49 图5.6 外部故障中断子程序框图 50 第六章 总结 本次设计所做的同步发电机励磁电源完全符合设计要求，能够完成将系统输入的三相交流电降压后经过不可控滤波整流电路变为较平滑的直流电压，最后通过PIC单片机控制IGBT的通断实现PWM斩波得到频率和占空比连续可调的脉冲电压，实现对励磁电流大小的控制，达到同步发电机输出电压恒定的目的。 本次同步发电机PWM励磁电源的设计，设按照总-分-总的设计模式进行的。首先将整个设计过程划分为主电路设计、控制电路设计、软件设计三部分，整体把握设计的关键，形成设计的初步思想。然后进行各部分的设计，绘制各部分电路图、流程图。最后将各部分的电路图、软件流程图进行汇总，在汇总过程中，有可能出现信号的不匹配等一些问题，(比如在本次设计中，由于给定电压信号和反馈电压信号之间出现了不匹配问题，最后我采用霍尔传感器与霍尔变送器构成的霍尔变换器将同步发电机输出的电压信号转化为基准值为+5V的电压信号。)这就需要我们对电路进行再次改进，以达到完成设计的目的。在设计中还要注意软件与硬件的相结合，不要将二者独立设计，由于软件的设计是基于硬件电路进行设计的，软件的设计是完成整个设计的核心。 本次设计使我提高了计算机应用水平和一些常用应用软件的应用水平，同时对科学研究的方法与态度也有了提高。对整体设计的把握和时间的合理分配能力有所提高。 虽然本次设计顺利完成，但还存在一些不足，尤其在设计的整体把握和主次要问题的把握方面欠缺一定的经验，在专业知识学习方面不够求精，导致在设计中遇到不少麻烦，也走了不少弯路。希望以后能有更多的机会参加这种综合性的设计，提高自我。 51 参考文献 [1]王兆安，黄俊(电力电子技术[M](机械工业出版社，2000 ( [2]刘和平著(PIC16F87X单片机实用软件与接口技术[M](北京航天航空大学出版社( [3]刘和平译(IC16F87X数据手册[M]Microchip 著(北京航天航空大学出版社，1992( [4]电气传动自动化技术手册[M](天津电气传动研究所著(机械工业出版社( [5]刘和平，黄开长( PIC16F87X数据手册[M](北京航空航天大学出版社 2001( [6]电气传动(期刊)( [7]路继明等著(同步发电机微机励磁控制[M](中国电力出版社( [8]电力电子技术(期刊)( [9]电气自动化(期刊)( [10]电子技术应用(期刊)( [11]王俊锋.理工科学生怎么做好毕业设计 [M]( 北京: 电子工业出版社( [12]陈伯时.电力拖动自动控制系统[M] (机械工业出版社，2000( [13]李序葆 等(电力电子器件及其应用[M](机械工业出版社，1998， [14]李永东(脉宽调制(PWM)技术——回顾、现状及展望[J]( 电气传动， 1996.4， [15]赵良炳，现代电力电子技术基础[M](清华大学出版社， 1995， [16]张立，赵永健(现代电力电子技术——器件、电路及应用[M]( 科学出版社，1995( [17] 赵正毅，杨潮，赵良炳(对三电平IGBT变流器两种缓冲电路的研究[M](中国电机工程学报， 2000.12， [18] 李仁，电器控制[M](机械工业出版社，1988( [19上海齐济电子有限责任公司.单片机学习指南2007.1.www.tai-yan.com. [20]李学海.PIC单片机原理[M].北京,北京航空航天大学出版社.2004.5.1-265 [21]王晓明.电动机的单片机控制[M].北京,北京航空航天大学出版社.2002.5.73-99. [22]王增福,魏永明.新编线形直流稳压电源[M].北京,电子工业出版社.2004.11 [23]何信龙,李雪银.PIC16F87X快速上手[M].北京,清华大学出版社.2002.1 [24]吴守箴,臧英杰.电气传动的脉宽调制控制技术[M].北京,机械工业出版社.2003.1 [25]李基成.现代同步发电机励磁系统设计及应用[M].中国电力出版社.2002.3 52 英文原文 Improved PID method of temperature control for adiabatic demagnetization refrigerators Abstract We report a new method of precise temperature control for an adiabatic demagnetization refrigerator (ADR). Temperature of the experimental stage of ADRs is usually controlled with the standard PID(Proportional, Integral, and Derivative control) method by decreasing the magnet current of the superconducting solenoid surrounding the paramagnetic salt inside the ADR. In controlling the temperature of our portable ADR system, we found a small residual between the aimed and measured temperatures, which gradually increased in time as the magnet current decreases. This phenomenon is explained by the magnetic cooling theory, and we have introduced a new functional parameter to improve the standard PID method. Applying this improvement to our system, highly stabilized temperature of rms at 100 mK up to the period of is presented. It is demonstrated that the temperature controlled time was increased by 30% in our experiment. Our improved PID method is useful to maintain the long-term temperature stability down to almost zero magnet current with a relatively small ADR. Keywords: Control system; Low temperature; Magnetic cooling; PID; ADR 1. Introduction The high resolution X-ray spectroscopy with a non-dispersive instrument is strongly desired in the X-ray astronomy field because dispersive instruments with Bragg crystals or gratings have generally low throughputs and are not usable with extended sources. The single-photon microcalorimeter is one of the best candidates, which realizes a spectral resolution comparable to dispersive instruments. The first results are reported for a sounding rocket experiment, and also Japanese X-ray astronomy satellite, Suzaku (formerly called Astro-E2) with the XRS instrument has realized E/ΔE1000 at 6 keV in orbit. Such high spectral resolution with a compact system is also attractive to the industrial and laboratorial applications, e.g., material analysis, plasma diagnostics, etc. The recent invention of superconductive 53 transition-edge sensor (TES) calorimeters and metallic magnetic calorimeters (MMC) has accelerated this stream. However, all these kinds of calorimeters require extreme low temperature well below and simultaneously the highest temperature stability ΔT/T typically better than the energy resolution ΔE/E. For example, the refrigerator of the Suzaku XRS is specified to maintain the temperature of 60 mK to be better than rms over a 10 s to 10 min timescale. In the space environment, an adiabatic demagnetization refrigerator (ADR) is an almost unique and ideal solution, since it is all solid, and properly works on zero-g condition in contrast to the dilution refrigerator commonly used in the ground experiment. It is also possible to make the ADR relatively compact and portable. The ADR makes use of the magnetic cooling, allowing the spins of electrons in a paramagnetic salt to randomize adiabatically in a small magnetic field, which is once aligned under the strong magnetic field (see Ref. for review). It is also a merit of the ADR that the temperature can be controlled quite precisely by controlling the current of superconducting magnet surrounding the salt. On the other hand, when the magnetic spins are completely randomized, i.e., no more heat can be absorbed, a ―recharge‖ of the refrigerator is necessary. The period to the next recharge, i.e., temperature controlled time, depends on the heat input to the salt, the temperature to maintain, and the size of the salt. We have also developed a portable ADR system for ground experiments, which is based on the system originally designed for the rocket experiment. While developing a compact and portable ADR, we faced a problem limiting the temperature controlled time in the cooling cycle. Because heat capacity of the refrigerant material in a ―salt pill‖ is small for compact ADRs, difficulties arises in keeping constant temperature for a long time. Particularly, we found small residual temperature difference between the aimed and measured temperatures, which gradually increased in time when we controlled the temperature of our ADR with the standard PID (Proportional, Integral and Derivative control) method. The problem originates in the principle of the standard PID, which is naively applied to ADRs, making it critical to keep stable temperature with a small refrigerator. Bernsteinetal have demonstrated quite steady control of the ADR temperature by rejecting thermometry readout noise and optimizing varying parameters which determine dI/dt, although their method assumes the magnet current, I, is sufficiently high. We have succeeded in solving the problem with an improved PID method by adding a new term in the standard PID considering the physical properties of the paramagnetic salt, and demonstrated it with our portable ADR system. In this 54 article, we introduce the outline of the improved PID method, and the experimental results with our ADR system are presented. 2. Theory of temperature control method and magnetic materials 2.1. PID method With regard to usual refrigeration systems which have a cold bath and an experimental stage equipped with a resistive heater, the temperature, T, of the experimental stage is usually controlled by the heater output, w(t), in dimension of W, making use of the standard PID method. In this case, heat load on the experimental stage, wL(t), and the heat outflow into the cold stage, wout(t), should be balanced with w(t), as (1) in which represents the time average of w(t). Here, wL(t) is almost constant with a small level of fluctuations, and the wout(t) is determined by the thermal conductivity and the temperature difference between the experimental stage and the cold bath. In the standard PID method, the w(t) is determined with a formula, (2) in which Taim is the aimed temperature to maintain, and , , , Δt are the non-negative constant parameters. The first term with represents the constant heater output when perfectly T=Taim, and the second or third term indicates the compensational heater output proportional to the difference or differential of the measured temperature, respectively. On the other hand in the ADR systems, the experimental stage is stiffly connected to the refrigerant salt itself, so that the temperature, T, of the experimental stage is almost equivalent with the temperature of the salt pill. We can control the heat absorption, wa(t) in the salt pill by changing the current, i(t), of the superconducting solenoid magnet. It is also notable that warming and cooling are both feasible with ADRs by increasing or decreasing the current, while resistive heaters can do only warming. Fig. 1 represents a schematic example of the temperature control with ADRs. Each of solid lines indicates the entropy behavior under a certain constant magnetic field, plotted versus temperature. The magnetic field is weaker for upper lines. Under the constant magnetic fields of B(1), the temperature slowly increase due to the heat input win(t) from the bottom point towards the upper-right direction along the solid line. At some point where the temperature difference is significant, the magnetic field is reduced to B(2) by decreasing the magnet current and the state of the ADR jumps to 55 the upper solid line. This step occurs in a short time scale through closely adiabatic path, so that the entropy, S, is preserved and the temperature is lowered. Repeating these steps with sufficient minuteness, the temperature of the ADR salt can be controlled quite precisely, usually to the level of the temperature determination accuracy. Ideally, we can control the temperature until the magnet current, i(t), reaches down to zero. In order to stabilize the ADR temperature, the equation to balance is, (3) while wa(t) is a complicated function of B, T, and other ADR specific parameters, as described in the next subsection. Therefore, the easiest way of incorporating the PID method to ADRs is to replace w(t) in Eq. with i(t). There is a similarity between w(t) and i(t) that increasing (or decreasing) the value corresponds to raising (or lowering) the temperature. One difference is, however, that i(t) must be decreased gradually to zero, in long-range time scale. In order to take into account this effect, we have introduced another term, F(t), into Eq. as, (4) Throughout this article, we call the temperature control method based on this equation with F(t)?0 as an improved PID method, and the method with F(t)=0 as the standard PID method. Considering the fact that the first term roughly equal to (i(t)+i(t-Δt))/2 when , F(t) should follow (5) Ignoring the second and third term. Because i(t) gradually decreases, F(t) is always negative. This value is usually small compared with the fluctuation of the actual setting of i(t), hence it is not realistic to determine F(t) at each time by numerically differentiating i(t). To specify the functional form of F(t), help of the theory on magnetism. 2.2. Magnetic theory In this subsection, we deal with the physical property of the localized spin in the magnetic material, and derive a simple formula balancing the heat input, win, and the heat absorption, wa, in the salt pill. Typically, a 3d-group transition metals or rare earth elements which has unpaired electrons in the outer shell are utilized as the magnetic material of ADRs. The total angular momentum quantum number J of the localized spin is expressed with a sum of spin angular momentum S and orbital angular 56 momentum L (LS-coupling). In the applied magnetic field of B at the temperature of T, the magnetization M(T,B) for the N spin system is represented by a Brillouin function as (6) in which x?gμBBJ/kBT, g is the Landé factor, μB is the Bohr magneton, and kB is the Boltzmann constant. Then the magnetic entropy, S(T,B), is, (7) In fact, B is the magnetic field which contributes to the spin, and is represented by the superposition of the internal spin b and the external field B0, as (8) When the thermal energy is dominant, namely x1, (9) The former equation in Eq. (9) is known as the Curie's law, and C is the Curie constant. As a result, Eq. (7) of the entropy is reduced to (10) We must pay attention to the condition that x1. This means that the thermal energy, kBT, is much higher than the magnetic energy, gμBBJ. 2.3. Heat balance during the temperature control To make it simple, the heat inflow, win, is assumed to be constant. The thermal energy due to win during the time δt is winδt. This energy input must be balanced with the heat absorption in the salt pill, wa=TδS. Here we put B0=c1i, and using Eqs. (8) and (10), then we derive (11) In which the internal field, b, is cancelled out. Therefore, (12) in which . Combining Eqs. (4), (5), and (12), formula of the improved PID method can be written as, 57 (13) 3. Experiment 3.1. Setup We have done simple experiments to verify our formulation of the improved PID method with our portable ADR system. The details of the system are described in Ref. [4]. The experimental setup and several parameters of the refrigerator are shown in Fig. 2 and Table 1. We stabilized temperature of the experimental stage by controlling the current of the superconducting solenoid magnet according to Eq. (13). The temperature was monitored with the RuO2 (Ruthenium-Oxide) thermometer attached on the experimental stage. The thermometer resistance was measured using the temperature monitor, Cryo-con Model 62, with the four wire connection, and the filter time constant was set to 8 s. The inherent noise of the thermometer bridge is measured as rms with a constant resistor placed at in the ADR. The self-heating of the thermometer is less than 1 pW, which is much smaller than the heat inflow (Table 1), and the temperature difference between the thermometer and the experimental stage is negligible. The magnet current was controlled by the current controller, with the finest resolution of . Both the temperature monitor and the current controller were connected to a laptop computer (PC) with GPIB bus, which conducted the temperature control according to the PID calculations. Fig. 2. A block diagram of temperature control experiments with our ADR system. Table 1. Setup parameters of the ADR in the experiments Aimed temperature to maintain 100 mK Heat inflow at 100 mK 0.6– Paramagnetic material FAA (0.187 mol) Heat capacity at 100 mK Heat sink temperature (pumped liquid 1.7 K 4He) The operation of the temperature control was done in the 1 s cycle, although the thermal time constant between the experimental stage and the salt pill is less than 1 s. Namely, the temperature acquisition, calculation, and setting of the new magnet 58 current were done at every 1 s. In order to calculate the next magnet current, i(t+Δt), one needs the temperature, T(t), the temperature differentiation, dT/dt(t), and the magnet current, i(t), in Eq. (13). These values tend to be affected by noises in actual situations, therefore we averaged these values in the previous 60, 15, and 15 samples, respectively. The superconducting solenoid magnet has a thermal link to the pumped liquid 4He bath at 1.7 K, and the maximum magnetic field is 2.85 T at the magnet current of . There is a backing coil in the solenoid coil to cancel the magnetic field at the experimental stage, which also has a cryoperm shield to further reduce the magnetic effects. Although the RuO2 thermometer is little affected by the magnetic field, that on the experimental stage is less than 1 G during the temperature control. We utilizes 89.8 g of FAA (ferric ammonium alum; Fe(NH4)(SO4)2?12H2O) for the magnetic cooling material, and it is sealed in the salt pill. The heat capacity of the other components attached to the salt pill is quit smaller than that of FAA at the lowest temperature. The salt pill is suspended by six Kevler supports. Because the hold time of the pumped liquid 4He is , which is sufficiently longer than the temperature controlled time of the cold part at 100 mK in the single ADR cycle, the heat inflow to the cold part can be regarded to constant (0.6– at 100 mK). The FAA crystal, however, has become slightly deteriorated, the internal field, b, in our FAA salt is somewhat larger than that of a complete FAA crystal. 3.2. Result The temperature control results with the standard PID and the improved PID method are shown in . In these experiments, the parameters for the improved PID method are summarized in Table 2, in which we added a small offset, , to the magnet current, i(t)?im(t)+ioff, to avoid the divergence of the term to infinity when i(t)?0. Here, im(t) is the actual current set by the current controller. After when the magnet current becomes lower than , the difference between the two is noticeable. In the improved PID method , it keeps constant temperature at 100 mK, while the temperature begins to rise in the standard PID method . The mean temperature of the improved PID is well consistent with the aimed temperature of 100 mK, while it is significantly shifted by with the standard PID. The temperature dispersion in the whole time range is by about 1.5 times smaller for the improved PID with . In addition, the magnet current for the improved PID ramps down to zero slower than that for the standard PID . It might be suggested that the eddy-current heating were reduced due to smoother temperature control. The two experiments were conducted in the same day without warming up the 59 cryostat, it is unlikely that the parasitic heat leak had changed between the two. We have cooled our ADR system more than 100 times since 2002, and the reproducibility of the ramping time was typically 10%. In this respect, however, the difference is not significant. Fig. 3. Results of the temperature control experiments with the aim of temperature to maintain. (a) The measured temperature residual, T-Taim, in unit of μK plotted versus time in seconds with the improved PID method. (b) Similar to (a) with the standard PID method. (c) The magnet current, im(t), in unit of mA plotted versus time in seconds. The solid black line represent the magnet current with the improved PID, and the gray line is that with the standard PID. (d) Histograms of the residual temperature at each second for both methods in the whole time range plotted in (a) and (b). Regarding the improved PID (black), mean of the temperature residual is and rms is in the whole time range. For the standard PID (gray), mean is and rms is . The temperature dispersion in a shorter time scale between 2000–4000 s is derived to be for the improved PID and for the standard PID, both of which is close to but slightly above the inherent noise of the thermometer bridge. It is indicated that the temperature stability is almost the same in both methods in the shorter time scale. These results mean that we can extend the period to keep constant temperature by 30% with high temperature accuracy of . The improved PID method is supposed to be of great advantage especially in the range ), which is comparable to the internal field of the FAA. under 30 mA ( 4. Discussion By solving Eq. (12), dependence of the magnet current on time is derived as (14) in which t0 is the integral constant, and im(t) is the actual current set by the current controller. We have determined the values of , t0 and in Table 2 by fitting the previously obtained curve of the magnet current like Fig. 3(c). The existence of ioff means that the internal magnetic field, b, should be considered in the low current situation. There also need a caution that the assumption of x1 for Eq. (9) is beginning to break in such situation. It is also possible to calculate the predicted value of using the theoretical values for our FAA salt which is summarized in Table 3. It is derived that , which is similar to the experimental result. The difference between the predicted value and the experimental result is supposed to be within the uncertainties of the included values, approximation in the theory of 60 magnetism,and the magnetic hysteresis of the FAA salt. Finally, we can predict the maximum control time, tmax, by solving Eq. (14) as, (15) assuming im(t+tmax)=0. This technique is very useful in the actual experiments. Table 3. Parameters in calculating the predicted value of Curie's constant for FAA (g=2, J=5/2) [] Aimed temperature T=100 [mK] Heat inflow win=0.6–0.8 [μW] External magnetic field c1=0.518 [TA-1] per unit current –0.270 Predicted value [] Acknowledgements This research was partially supported by the Ministry of Education, Culture, Sports, Science and Technology of Japan, Grants-in-Aid for Scientific Research 16340077. 61 英文翻译 断热除磁电冰箱温度控制的PID改进方法 摘要 我们为断热除磁电冰箱(ADR)的精确温度控制报道了一种新的方法，断热除磁电冰箱实验阶段的温度经常被标准的PID方法所控制，这种方法减少了在ADR内部的常磁性盐的磁铁电流。在控制轻便的ADR系统温度时，我们在目标温度和测量温度之间发现了一些小的残渣，这些残渣就如同磁电流一样逐渐的增加。这一现象被磁冷却理论所解释，而且我们已经引进了一个新的功能参数来改善标准PID方法。把这些改进应用于我们的系统使在100mk下的高度稳定化温度在15ksis阶段被呈现出来。这说明被时间所控制的温度在我们的实验当中提高了30%，我们改进后的PID方法用于维持长期的温度稳定，并用相当较小的ADR使其降到零磁场电流。 关键字:控制系统 低温 磁性冷却 PID ADR 1.引言 由于有布拉格水晶和格子的分散性器具通常产量比较低而且没有广泛的来源的原因，运用非分散性器具的高辨识率X光光谱学被很好的需求于X光天文学领域。单光子分秒计是实现对分散性器具光谱比较的一个最好的选择。第一个结果被发声的火箭实验报告过，同时日本X光天卫星(以前被称作Astro-E2)已经实现了E/ΔE1000 a在轨道内的6千电子伏。利用紧凑系统的如此高的光谱决议也被吸引到了工业和实验更领域。例如，材料分析，血浆的诊断等等。 对超传导转变边沿感应器(TES)和金属的磁热量计(MMC)的最近发明促进了此进程的发展。 尽管如此，热量计的这些类型需要在100mk以下的极其低的温度下工作，同时要有比能源决议更好的最高温度稳定?1T/T。例如，Suzaku XRE电冰箱对于维持在10秒到10分钟时间段的60mk要好于10uk。在空间环境中，ADR是几乎最理想和富有独特性的选择，因为相对于用于地面实验的稀释性电冰箱来说，它是全固态而且恰倒好处的工作在零度的条件中，同时它也使ADR相对的紧凑和轻便。ADR利用磁性冷却，在一个小磁场中得到了矫正。ADR还有一个优点，那就是通过控制现场的超导盐性磁场，温度可以被十分准确的控制。另一方面，当旋转磁场完全的随机化，也就是说没有更多的热量被吸收。电冰箱本身的充电是十分必 62 要的，在下次充电期间，也就是被时间控制的温度依赖于盐吸收的热量，温度的保持和盐的大小。 我们也为地面的实验研发了一种轻便的ADR系统。这种系统是以火箭系统为基础的系统，同时研发了一种紧凑，轻便的ADR。我们也面对一个问题，即限制受时间控制的温度在一个冷却的环境中，因此在“盐丸”中的电冰箱材料的热性能要比轻便的ADR要小。所以困难上升为在一个长的时间段内怎样保持恒定的温度，特别地，我们在指定的和测量的温度之间发现了一些小的温度差别。当我们用标准的PID方法控制温度时这一温度差别还在逐渐的增加。问题起源于用于ADR的标准PID原理，使得用一个小的电冰箱保持恒定的温度成为一个关键的一步。波恩斯坦以及其他人已经通过排斥温度数据解析噪音和使改变di/dt参数最佳化来实现ADR的温度稳定的控制。通过他们的方法假定磁场电流足够的高，我们已经成功的用改进PID解决了此问题，即在标准PID控制中加一个新的期限。从而重新考虑磁盐的物理特性和轻便的ADR系统来证明它。在这片文章中，我们介绍改进型PID的轮廓和展示以ADR为基础的实验结果。 2.温度控制方法和磁性材料的理论 2.1 PID方法 关于普通的电冰箱系统，有一个冷容器和装备了一个不受影响的加热器，利用标准的PID方法，实验阶段的温度(T)经常被加热器输出W(t)所控制。在这种条件下，在实验阶段的加热负载w(t)，加热流出物到冷却阶段w(t)，这些Lout和w(t)，必须平衡，即: 在这里w(t)表示平均时间，w(t)是一个持续波动的小水平线，w(t)是由实Lout验阶段冷容器之间的热导电率和温度差别所决定的，在标准的PID方法中，w(t)由下面的式子决定: 在这个式子中，Taim是要维持的目标温度，其他是非否定的参数，第一部分当T等于Taim时表现为持续的加热器输出，第二，第三部分各自表示比例的补偿加热器输出差异和测量温度差别。另一方面，在ADR系统中，实验阶段同冷冻盐本身十分紧密。因此实验阶段的饿温度(T)几乎等于盐丸的温度。我们可以通过改变超导螺线电导管磁铁的电流i(t)来控制热吸收Wa(t)，同样值得注意的是通过增加或减少电流可以加热或冷却，这对ADR是十分可行的。但是不受影响的加热器只能用于加热。图1用ADR展示了一个受温度控制的图表例子，每一条实线代表在固定连续磁场和平面相对温度下的无变化动作。磁场对上面的线是比较弱的。 63 在持续磁场B(1)的作用下，由于热量输入Win(t)从底部一直沿着实线往上面方向渐渐的增加。在许多地方，温度不同是有意义的，磁场强度通过减少磁场电流和ADR的状态而被减少，即而跳入实线上方。这一步骤通过紧密的 断热路径在很短的时间范围内发生。因此不变量S被保护，而温度被降低。用足够的微小量重复这些步骤，ADR的温度能被精确的控制。通常可达到温度限定精度的水平。理想地当磁场电流降到零时，我们就可以控制温度了。 为了使ADR温度稳定，平衡性方程为: Wa(t)是B，T的复合函数，其他的ADR特殊参数将在下一步分描述。因此，对于ADR合并PID最简单的方法是用i(t)取代W(t).W(t)和i(t)的相似性增加或减少符合上升或下降的标准。然而，一个不同点是i(t)必须在长时间范围内逐渐的降到零。为了考虑这个影响，我们引进了另外一个变量F(t)，即: 通过这篇文章，我们把基于这个平衡方程F(t)不等于零称为温度控制改进型PID方法。而把F(T)等于零称为标准的PID方法。考虑到当第一个变量粗略的等于(i(t)+i(t-Δt))/2。再忽略第二和第三变量时，F(t)为: 由于i(t)逐渐的减小，F(t)总是负的。这个值同实际设定值i(t)的波动相比较通常比较小。因此，被以数字化区别的i(t)再每次决定F(t)是不现实的。为了具体的说明F(t)的函数形式，需要磁场理论的帮忙。 2.2 磁场理论 在这一小部分，我们在磁性材料中处理使位置固化旋转的物理特性，而且使热量输入Win和热量吸收Wa在一个盐丸中得到一个简单的平衡公式。典型地，第三组的过渡金属和稀有地球元素，如同ADR的磁性材料一样被外壳所覆盖。位置固定化的总角动量J被旋转动量S和 轨道动量L的合成来表达。在温度T下 磁场B的应用中，N旋转系统的磁性化M(T，B)被Brillouin函数所表达如下: 在这里x?gμBJ/kT，是地因数，Ub是Bohr磁子，Kb是Boltzmann常数，BB 那么磁性不变量S(T，B)是: 实际上B是一个旋转的磁场，而且是内在的旋转磁场b和外部的磁场Bo的结合 64 当最终的能量占绝大部分时，大约X〈〈1时，即: 前面的等式因居里定理而知名。C是居里常数，结果平均信息量减少到: 我们一定要注意条件X〈〈1，这意思是热源KBT要比磁能量gUBJ高许多。 2.3 温控时的热平衡 为了简单化，使热流量Win设定为常量，在时间δt 等于 wδt的时候，热in源取决于 w。在盐丸中，能量的输入必须等于热量的吸收，w=TδS.在这里我们ina 使B=ci，，即而我们有: 01 在内磁场中，b被取消，因此有: 在这个式子中，改进型PID方法的公式可被写成: 3(实验 3.1 装备 利用简便的PID系统，我们用简单的实验来澄清改进型PID方法的公式，此系统的细节被描述在Ref中。实验的设备和一些电冰箱参数表示在图二和表仪中。通过依据等式〈13〉来控制超导螺线磁场来使实验阶段的温度稳定。温度被在实验阶段的 RuO (Ruthenium-Oxide)温度计来测定，使用四线连接的温度检测器 2 Cryo-con Model 62模型温度电阻被测量，并且过滤器时间被设定为8秒。温度计电桥被置于ADR中 rms 的连续电阻 器测量，自加热温度比1pw更少，同样的比在表一中的热流量要小，因此，温度计测量和实验阶段所得的温度差别是可以忽略的。磁电流由电流控制器 Keithley 2400来控制，它的精度为5毫安，温度检测器和电流控制器用GPIB公共线被连接到一个计算计中，这依照PID计算来管理温度控制。 用ADR系统来进行温度控制实验的区段图表如下: 65 表一 ADR在 实验阶段的设备参数 维持目标温度 100 mK 100mk是的热流量 0.6– 常磁性材料 FAA (0.187 mol) 100 mK时的加热限度 热下降温度 1.7 K 虽然处于实验阶段和盐丸之间的热流量时间少于1秒，但是温度控制的 操作依然在一秒内被循环。通常，新系统温度的获得计算和设定都在一秒内被执行。为了计算下一次电磁流 i(t+Δt)，需要温度T(t)，和磁流i(t)，这些值在实际的环境中容易被噪音所影响。因此，我们对以前的60，15样本值各自进行了平均，超导螺线形电磁铁在 1.7 K时同所抽液体有一个热的交换纽带。在磁流等于55安时的最大磁场为2.85 T在实验阶段绕成螺线形的电导管用来消除磁场，也有一个障碍物进一步的减少了磁的反映。尽管RuO温度计对磁场的影响较小，但是实2 验阶段要比温度控制期间要小1G。 我们用89.8 g FAA作为磁冷却材料，这种材料被密封在盐丸里面，在最低温度时，附在盐丸里的其它原素的加热能力要比FAA小的多。盐丸被六个Kevler 4支柱所终止，因为抽取液体He的保持时间为24小时，这一时间比在单ADR循环中100 mK时的冷却部分的温度控制时间要更长。热流量到冷却时被维持在100 mK。尽管如此，FAA晶体已经有一些轻微的变坏。在FAA盐的内在场b比纯粹的FAA晶体要稍微小一些。 3.2 结果 用标准PID和改进型PID方法的温度控制结果显示于图三中。在这些实验中，改进型PID方法的参数被总结在表格2中。在这些表格中我们增加了一个小的补偿给磁电流，使i(t)?i(t)+i，以次来避免当i(t)?0.接近于零moff 时的偏差接近于无限，在这里，i(t)是被电流控制器控制的实际电流。当磁场电m 流低于30毫安时，这两者之间的差异就越来越明显。在改进型PID方法中，它使温度保持在100 mK，而在标准的PID方法中温度则开始上升。改进型PID方法的温度和在100 mK以下的目标温度十分的一致。但大约要比改进型PID要小1.5倍。另外，改进型PID的磁流降到零要比标准PID使得它移动了在整个时间段内温度的分布降到零慢的多。由此可得出逆流加热由于平滑的温度控制而被减小。再没有加温的情况下，这两个实验在同一个时间内被执行，发生在他们之间的隐 66 藏的热漏洞成为不可能的事情。自从2002年以来，我们已经冷却了ADR系统大约100多次，蔓生时间的再生力典型的为10%。在这方面，差异是没有意义的。 图3为用标准温度 来维持的温度控制实验的结果。(a).测量的温度剩余T-T，在改进型PID方法几秒的相对时间里是以μK为单位的。aim (b)类似于标准的PID方法。(c)磁流在几秒的时间里以i(t)为单位，黑色的m 粗线代表改进型PID的磁电流，灰色的线代表标准PID的磁电流(d)两种方法在每一秒中的剩余温度柱状图再整个时间范围内分布在(a)和(b)中。关于改进的PID(黑色)在整个时间范围内温度剩余是， rms 是 。对于标准PID(灰色)温度剩余为， rms 是 。 在2000-4000秒的较短时间里，温度分布对于改进型PID为，对于标准PID为，这两种方法在温度桥上的内在噪音稍微有些相近，从而可以看出对于这两种方法的温度的稳定型在较短的时间里几乎相同。这些结果指出为了以的高准确性来实现恒定的温度，我们可以采取延长时间的方法。改进型PID方法有许多优点，尤其在30毫安以下的范围内，这可以和FAA的内在场相比较。 4. 讨论 为了解决第十二个等式，磁流的依赖性刚好为: 在这里t是积分常数，i(t)是由电流控制器得来的实际电流变量。我们已经0m 在表格2中定义了，t和i的值，就像以前在图3(c)中获得磁电流曲线一0off 样，，i的存在意味着内部磁场b应该在低电流的情况下被考虑。我们同时也需off 要注意等式(9)，在这种情况下也可能发生用理论的值来计算设定的值也是可能的，具体概括在表格3中，由此得到，这同实验的结果是相似的，预测值和实验的结果的不同被假设为总结值的不确定性。在磁场理论和在FAA盐体中的磁滞现象同样也相似，最后我们预测了最大的控制时间 t，max把等式(14)表示为: 假定(+)=0.，这个设定在实际的实验方面十分有用的。 ittmmax 在计算测量预测值 中的参数为: FAA中的居里常数 目标温度 T=100 [mK] 热流量 w=0.6–0.8 [μW] in 67 -1单位电流的外部磁场 c=0.518 [TA] 1 预测值 –0.270 [] 致谢 此研究部分得到了日本的教育部、文化部、体育部、科学和技术部门的支持、 为科学研究提供了资金。 68 致谢 毕业设计作为我们大学生本科生完成学业的标志性作业，它是对我们大学期 间所学知识的综合性考查与巩固，是我们从事科学研究的起点。在做毕业设计之 前觉得大学期间一无所知，一无所获，但是当拿着自己几个月的论文成果，却感 觉自己充实了许多。 附件 附件一:系统程序清单 LIST P=16F877 ;指定微控制和文件输出格式 INCLUDE ―PIC16F877.INC‖ ;读入MPLAB提供的定义文件 P16F877.INC **************RAM常用资源、变量定义以及说明*************** A EQU 20H ;PID运算系数A寄存器 B EQU 21H ;PID运算系数B寄存器 D EQU 22H ;PID运算系数C寄存器 QY EQU 23H ;电压最小值寄存器 GY EQU 24H ;电压最大值寄存器 LC1 EQU 25H ;给定电压寄存器1 LC2 EQU 26H ;给定电压寄存器2 FK1 EQU 27H ;反馈电压寄存器1 FK2 EQU 28H ;反馈电压寄存器2 EK EQU 29H ;e(k)寄存器 EK1 EQU 30H ;e(k-1)寄存器 EK2 EQU 31H ;e(k-2)寄存器 AKE EQU 32H ;A*e(k)寄存器 BKE1 EQU 33H ;B*e(k-1)寄存器 CKE2 EQU 34H ;C*e(k-2)寄存器 DUK EQU 35H ;偏差寄存器 69 DATA1 EQU 36H ;乘数寄存器 DATA2 EQU 37H ;被乘数寄存器 COUNT0 EQU 38H ;计数器一 COUNT1 EQU 39H ;计数器二 COUNT2 EQU 40H ;乘法计数器 MUL-SUM EQU 41H ;积寄存器 MUL-TEMP EQU 42H ;被乘数寄存器 W-STK EQU 43H ;工作寄存器堆栈地址 STATUS-STK EQU 44H ;状态寄存器堆栈地址 NOP NOP ********************主程序清单****************** ORG 0X0000H ;主程序入口 NOP GOTO MAIN ORG 0X0004H ;外部故障中断失量入口 NOP GOTO INTERUPT ORG 0X0100H MAIN:BANKSEL ADCON0 ;ADCON0 初始化 MOVLW 0100 0001B ;F/8时钟频率，T=2us，A/D OSCAD 转换模式开放 MOVWF ADCON0 MOVLW 0000 0100B ;TIM2初始化 MOVWF TIM2 MOVLW 0000 1100 ;CCP1初始化，设置为PWM模 式，未使用预分频器。 MOVWF CCP1CON MOVLW 0XFFH ;PWM初始化 MOVWF PR2 MOVLW 0X7FH ;设定PWM模式 MOVWF CCPR1L MOVLW 00011000B ;C口初始化 MOVWF PORTC CLRF PORTB ;B口清零 70 BANKSEL ADCON1 ;ADCON1初始化 CLRF ADCON1 BSF TRISA,0 ;RA设置为输入 0 BSF TRISA,1 ;RA设置为输入 1 MOVLW 0XFFH MOVWF TRISB ;设置B口为输入 MOVLW 0000 0111B MOVWF TRISC ;C口初始化 MOVLW 0X08H MOVWF COUNT0 ;设定计数初值 MOVLW 0X03H MOVWF COUNT1 ;设定计数初值 MOVLW 0XFFH MOVWF GY ;设定过压界值 MOVLW 0X7FH MOVWF QY ;设定欠压界值 CLRF LC1 ;给定电压寄存器1清零 CLRF LC2 ;给定电压寄存器2清零 CLRF FQ1 ;反馈电压寄存器1清零 CLRF FQ2 ;反馈电压寄存器2清零 BANKSEL INTCON ;中断初始化 MOVLW 10000001B MOVWF NTCON LOOP0: CALL A-D1 ;调用给定励磁电压子程序 BCF STATUS,C ;标志位C清零 MOVLW LC1 ;判断是否过压 SUBLW GY BTFSC STATUS,C GOTO LOOP1 BCF STATUS,C MOVLW LC1 ;判断是否欠压 SUBLW QY BTFSS STATUS,C GOTO LOOP2 71 BCF PORTC,4 ;如果欠压黄灯亮 CALL DELAY GOTO LOOP0 LOOP1: BCF PORTC,3 ;如果过压红灯亮 CALL DELAY GOTO LOOP0 LOOP2: CALL A-D2 ;调用反馈电压子程序 CALL PID ;调用数字PID子程序 MOVLW CKE2 ;将偏差值送入工作寄存器 ADDWF LC1,W ;计算U(k) BANKSEL TRISC BCF TRISC,2 ;将RC口设置为输出 2 MOVWF CCPR1L ;修改PWM工作周期 END *************外部故障中断子程序*************** INTERUPT: CAII PUSH ;堆栈保护 BTFSC INTCON，RBIF ;检测是否发生电平变化中断 BSF TRISC，2 ;将C2口置为输入 BCF INTCON，RBIF ;中断标志位清零 CALL POP RETFIF ;中断返回 **************给定励磁电压子程序*************** A-D1:CALL PUSH ;堆栈保护 BANKSEL ADCON0 ;选择A/D转换通道 BSF ADCON0,GO ;执行A/D转换 A/D-WAIT1: BTFSC ADCON0,GO ;检查转换是否完成 GOTO A/D-WAIT1 ;若未完成，等待转换完成 MOVF ADRESH,W ;若转换完成，将转换的值送入工 作寄存器 ADDWF LC1 ;将采样值进行累加 BTFSC STATUS,C 72 INCF LC2 DECFSZ COUNT0,1 ;判断是否完成八次采样 BCF STATUS,C GOTO A-D1 ;若未完成则等待完成 CHUFA1: BCF STATUS,C ;求平均值 RRF LC2,1 ;除2 RRF LC1,1 DECFSZ COUNT1,1 ;判断平均值计算是否完成 GOTO CHUFA1 CLRF LC2 CALL POP ;出栈 RETURN *****************反馈电压子程序*************** A-D2: CALL PUSH ;堆栈保护 BANKSEL ADCON0 BSF ADCON0,3 ;选择通道1 BSF ADCON0,GO ;执行A/D转换 A/D-WAIT2: BTFSC ADCON0,GO ;检查转换是否完成 GOTO A/D-WAIT2 ;若未完成，等待转换完成 MOVF ADRESH,W ;若转换完成，将转换的值送入工 作寄存器 ADDWF FK1 ;将采样值进行累加 BTFSC STATUS,C INCF FK2 DECFSZ COUNT0,1 ;判断是否完成八次采样 BCF STATUS,C GOTO A-D2 ;若未完成则等待完成 CHUFA2: BCF STATUS,C ;求平均值 RRF FK2,1 ;除2 RRF FK1,1 DECFSZ COUNT1,1 ;判断平均值计算是否完成 GOTO CHUFA2 73 CLRF FK2 CALL POP ;出栈 RETURN ****************堆栈保护子程序*************** PUSH: MOVWF W-STK ;存储W寄存器内容备份 MOVF STATUS,W ;W=状态寄存器内容 CLRF STUTAS MOVWF STUTAS-STK ;将状态寄存器内容备份 MOVF PCLATH,W MOVWF PCLATH-STK ;将PCLATH备份 CLRF PCLATH RETURN ****************出栈子程序**************** POP: MOVF PCLATH-STK,W ;W= PCLATH-STK MOVWF PCLATH ;PCLATH= PCLATH-STK MOVF STUTAS-STK,W MOVWF STATUS MOVF W-STK,W ;W=W-STK RETURN **************增量式PID运算子程序************** PID: CALL PUSH ;保护堆栈 MOVF LC1,W SUBWF FK1,W MOVWF EK ;计算e(k) MOVWF DATA1 MOVF A,W MOVWF DATA2 CALL MUL ;计算A*e(k) MOVF MUL_SUM,W MOVWF AEK MOVF EK1,W MOVWF DATA1 MOVF B,W MOVWF DATA2 CALL MUL 74 MOVF MUL_SUM,W MOVWF BEK1 ;计算B*e(k-1) MOVF AEK,W ADDWF BEK1,f ;计算A*e(k)+B*e(k-1) MOVF EK2,W MOVWF DATA1 MOVF D,W MOVWF DATA2 CALL MUL MOVF MUL_SUM,W MOVWF CEK2 ;计算C*e(K) MOVF BEK1,W ADDWF CEK2,f ;计算A*e(k)+B*e(k-1) +C*e(K) MOVF EK1,W MOVWF EK2 ;更新e(k-1) MOVF EK,W MOVWF EK1 ;更新e(k-2) CALL POP RETURN *******************乘法子程序***************** MUL: MOVLW 09H MOVWF COUNT2 ;设定计数初值 CLRF MUL_TEMP CLRF MUL_SUM MOVF DATA2,0 ;将DATA2送入W寄存器 MOVWF MUL_TEMP MUL_LOOP1: BCF STATUS,C ;判断是否完成乘法运算 DECFSZ COUNT2,1 GOTO MUL_LOOP2 ;若未完成，则继续运算 GOTO MUL_END ;若完成，则结束乘法运算 MUL_LOOP2: RRF DATA1,1 BTFSC STATUS,C ;逐次检测DATA1中的位值 75 CALL MUL_ADD ;若当前位为1，则进行加法运算 BCF STATUS,C ;标志位清零 RLF MUL_TEMP GOTO MUL_LOOP1 MUL_END: RETURN MUL_ADD: BCF STATUS,C MOVF MUL_TEMP ADDWF MUL_SUM RETURN ****************延时4ms子程序***************** DELAY: MOVLW 0X26H MOVWF DELAY1 ;DELAY1寄存器装入26H CLRF DELAY2 ;DELAY2寄存器装入0H LOOP4ms: DECFSZ DELAY2,f ;DELAY2由255往下数到0 GOTO LOOP4ms DECFSZ DELAY1,f ;DELAY1由向下数到0时完成4ms延时 GOTO LOOP4ms RETURN 76 附件二:元件清单 序号 代 号 元器件名称 规格与型号 数量 1 450V 10A 3 FU1、FU2、FU3 熔断器 2 DZX2-100/3P100A 1 QF 断路器 3 KPB-05-800 3 RU1、RU2、RU3 压敏电阻 4 2CZ13B*4 3 UR1、UR2、UR3 整流器 5 CW7815 2 U1、U3 三端集成稳压器 6 CW7915 2 U2、U4 三端集成稳压器 7 CW7805 1 U9 三端集成稳压器 8 CW7905 1 U10 三端集成稳压器 9 CHV-100 1 U5 霍尔电压传感器 10 PIC16F877 1 U6 单片机 11 HCPL-316J 1 U7 IGBT集成驱动模块 12 BSM75GB120DNZ 1 IGBT 绝缘栅双极晶体管 200V 100A 13 IRKD91/12 400V 50A 6 VD1-VD6 整流二极管 14 400V 50A 1 VD7 二极管 15 400V 50A 1 VD8 二极管 16 R504B4CV 2 VD9、VD10 二极管 17 SR320 2 VD11、VD13 二极管 18 IN4007 1 VD12 二极管 19 BYV26E 2 VD14、VD15 二极管 77 20 D44VH 1 VT1 NPN型三极管 21 D45VH 1 VT2 PNP型三极管 22 16V 1 VS1 稳压二极管 23 5V 1 VS2 稳压二极管 24 420uF 180V 1 C1 极性电容 25 2000uF 5 C2、C4、C8、 极性电容 C9、C34、 26 0.33uF 5 C3、C5、C10、 电容 C11、C35 27 0.1uF 5 C6、C7、C12、 电容 C13、C36 28 0.1uF 2 C14、C15 电容 29 0.1uF 2 C16、C17 电容 30 30pF 2 C19、C20 电容 31 1nF 1 C21 电容 32 0.1uF 3 C22、C26、C28 电容 33 330pF 2 C23、C29 电容 34 2.2uF 1 C24 电容 35 100pF 1 C25 电容 36 0.01uF 1 C27 电容 37 CJ48-750V 1uF 3 C30-C32 无感吸收电容 38 0.2uF 1 C33 电容 39 1 R1 电阻 20.2KΩ 40 1 R2 电阻 100Ω 41 103 1 RP 电位器 42 4 R3、R4、R19、R20 电阻 1KΩ 43 1 R5 电阻 200Ω 44 1 R6 电阻 180Ω 45 1 R7 电阻 1KΩ 46 1 R8 电阻 3.3KΩ 47 1 R9 电阻 22KΩ 48 1 R10 电阻 100Ω 49 1 R11 电阻 3.3KΩ 50 1 R12 电阻 100Ω 78 51 1 R13 电阻 10Ω 52 1 R14 电阻 47KΩ 53 1 R15 电阻 0.8Ω 1/3W 54 1 R16 电阻 10KΩ 55 2 R17、R18 电阻 300Ω 56 1 R21 电阻 300Ω 57 20MHZ 1 XTAL 晶振 58 1 SB 复位按钮 59 CHZ0-5V 1 U11 霍尔交换器 79