横向磁通双凸极永磁电机的
设计
领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计
分类号 密级 UDC
华中科技大学
横 向 磁 通 双 凸 极 永 磁
电 机 的 设 计 与 分 析
学位申请人:瞿 遂 春
学 科专 业:电机与电器
指 导教 师:詹琼华教授
论文
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答辩日期: 学位授予日期 答辩委员会主席 评阅人:
华中科技大学博士学位论文
Design and Analysis of Transverse Flux Doubly Salient Permanent Magnet Machine
Ph.D.Candidate: Qu Suichun
Major : Electrical Machine
Supervisor : Prof. Zhan Qionghua
Huazhang Universityof Science and Technology
Wuhan,Hubei 530075,P.R.China
July,2010
华中科技大学博士学位论文
华中科技大学学位论文原创性声明
本人郑重声明:所呈交的学位论文，是本人在导师的指导下，独立进行研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。
月 日 作者签名: 日期: 年
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本人了解华中科技大学有关保留、使用学位论文的规定，即:学校有权保留学位论文，允许学位论文被查阅和借阅;学校可以公布学位论文的全部或部分内容，可以采用复印、缩印或其他手段保存学位论文;学校可根据国家或省有关部门规定送交学位论文。
作者签名: 导师签名: 日期: 年 月 日
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
摘 要
由于横向磁通电机(TFM)具有转矩密度高、起动转矩大、低速性能好以及设计灵活等特点，已成为研究开发的一个热点。但是因为该类电机结构复杂，加工成本高、磁场分析难度大，从而限制了横向磁通电机的广泛应用。本文研究工作主要是围绕一种新型结构的横向磁通双凸极永磁电机(TFDSPM)设计与研究展开的。
本文提出了一种新型结构的三相横向磁通双凸极永磁电机，对其进行了理论分析，定、转子齿极由硅钢片叠压而成，定子绕组为环形绕组。在定、转子的齿
0极上贴装永磁体，此结构大大降低了加工的难度和成本。各相之间依次错开120电角度，即可防止电机存在起动转矩死点，又能有效削弱定位转矩，减小电机输出转矩脉动。根据TFDSPM电机结构特点，建立了简化到一对极结构的三维磁网络模型，提出了TFDSPM电机主要尺寸的估算方法。
TFDSPM电机磁路复杂，利用二维磁场的分析结果不够准确，需要用三维磁场进行分析。分析三维磁场的难点是计算时间和精度问
题
快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题
。本文中系统推导了应用标量磁位法对电流区域作为永磁体进行处理的一般方法，基于三维等效磁网络法编制出三维有限元软件，使用标量磁位法求解可以比矢量磁位法具有更少的未知数，可以减少计算时间。
利用所编制的三维有限元软件对TFDSPM样机进行了磁场分析和参数计算，得到的结果作为TFDSPM电机性能分析和样机制造的依据。利用磁场分析结果对样机局部结构的尺寸进行优化，研究内容主要包括:定、转子铁心厚度、永磁体尺寸、气隙长度、极距以及电机极数等对电机性能的影响。分析结果表明，上述各参数的取值在合适的范围之内时，可以获得较优的性能。另外对电机的静态特性及其主要参数进行了仿真计算。最后设计了一台TFDSPM样机，并将该样机的主要性能、参数与横向磁通开关磁阻电机(TFSRM)及径向磁通开关磁阻电机(SRM)作了比较研究，证明TFDSPM电机具有较高的转矩密度和有效材料利用率，实验结果也验证了理论的正确性。
本文对TFDSPM电机控制系统进行了数字仿真。首先阐述了TFDSPM电机的基本控制原理，建立了电机的数学模型，然后对样机的输出特性进行了仿真，仿真结果表明横向磁通双凸极永磁电机具有起动转矩大，低速性能好的特点。最后，重点讨论了不同的电流斩波方式对电机性能的影响，并得出了采用斩单管方
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 式更有利提高电机的整体性能的结论。
关键词:横向磁通，双凸极永磁电机，三维等效磁网络法，静态特性，电机尺寸优化，DSP控制系统
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ABSTRACT
Transverse flux machine (TFM) has the advantages of high torque density, large starting torque and good low speed performance as well as designed flexibility. So TFM has attracted more attentions. But because of its complex structure and magnetic, high manufacture cost, the TFM's application is limited so far. This dissertation focuses on the design and research on a novel transverse flux doubly salient permanent magnet machine (TFDSPM).
A novel structured three phases TFDSPM is developed and analyzed in this
dissertation. Its stator and rotor poles can be stacked by laminated silicon steel, its stator winding is a ring-shaped winding, permanent magnet are arranged on the teeth of stator and rotor poles, which can greatly reduce the manufacture difficulty and cost. There is an electric angle difference of 120º between each phase so that there does not exist dead point any longer in starting procedure and the cogging torque and torque ripple can also be reduced. The TFDSPM three-dimensional magnet-network model can be reduced to only one pair of pole because of its special structure. And the calculating method of the main dimensions is also developed.
Because of the complexity of the TFDSPM field, it is not accurate enough to use 2D method to analyze it and then a 3D method is necessary.The key points are the calculation time and accuracy for 3D analysis. The scalar potential is adopted in this thesis, which has much fewer variants than the vector potential. So the calculating time can be greatly reduced. The general method to process the current area and magnet is deduced. A 3DFEM application software is programmed to analyze to TFDSPM field based on three-dimensional equivalent magnet-network method. With the help of the programmed software, the magnetic field of the TFDSPM prototype is analyzed and some parameters are calculated. The acquired results are the basis of evaluate the machine performance and to guide manufacture. The impacts of
the stator and rotor core thickness、 magnet thickness、air gas length、pole distance
and pole mumble are researched. It is found that the machine can gain better performance if these values are within a proper range .The static characteristics and other major parameters are also calculated. Meanwhile, the TFDSPM is compared with a TFSRM and a SRM which have higher torque density and better material usage ratio, the test results proves the correctness of the theory about TFDSPM.
The digital simulation about the TFDSPM control system is made in this dissertation .First of all, the basic control principle of the TFDSPM and the mathematic model are put forward. Secondly, the output characteristics of the prototype are simulated. The simulation results show that the TFDSPM has the advantages of large starting torque and good low-speed performance. Furthermore, the impact of different current chopping modes is simulated. And it is found that the machine performance can be improved by chopping modes of single-switched.
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Keywords: Transverse Flux, Doubly Salient Permanent Magnet Machine, Three-Dimensional Equivalent Magnet-Network Model, Static Characteristics, Machine Optimization, DSP Control System
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目 录
摘 要 ................................................................................................. I
ABSTRACT .......................................................................................... III
目 录 .................................................................................................. V
第一章 绪 论 ......................................................................................... 1 1.1 课题研究的目的与意义 ............................ 1
1.2横向磁通电机的基本类型及特点 ....................... 2
1.2.1 横向磁通电机的工作原理................................. 2
1.2.2 横向磁通电机的基本类型及特点........................... 4 1.3 横向磁通电机电磁参数分析方法 ..................... 10 1.4 本文的主要研究内容 ............................... 13 第二章 TFDSPM电机理论分析 ............................ 15
2.1 TFDSPM电机的数学模型 .................................................................. 15
2.2 TFDSPM电机的线性模式分析 .......................................................... 17
2.3永磁体励磁单独作用时，TFDSPM电机性能分析 ........................... 22
2.4定子绕组励磁和永磁体的励磁共同作用时，TFDSPM电机的性能分
析 24
2.5控制方式 ............................................................................................. 25
2.6本章小结 ............................................................................................. 27
第三章 横向磁通双凸极永磁电机结构设计及主要尺寸确定 ........... 29 3.1 TFDSPM电机总体结构设计 ........................... 29
3.1.1 总体设计 ......................................................................................... 29
3.1.2 转子设计 ......................................................................................... 33
3.1.3 位置检测器的设计 .......................................................................... 34
3.1.4 电枢绕组工艺处理 .......................................................................... 35
3.1.5 电机冷却 ......................................................................................... 35 3.2 TFDSPM电机整体结构的特点 ......................... 35 3.3 TFDSPM电机的主要尺寸确定 ......................... 36
3.3.1 TFDSPM电机预设计 ...................................................................... 36
3.3.2 TFDSPM电机主要尺寸的确定 ....................................................... 38 3.4 TFDSPM样机结构参数 ............................... 42
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3.5 本章小结 ......................................... 42
第四章 TFDSPM电机的三维等效磁网络法分析 .............................. 44 4.1 概述 ............................................. 44 4.2 电机的三维磁网络模型 ............................. 45
4.3 三维等效磁网络参数的计算 ......................... 46
4.3.1 电机电磁场的基本方程 .................................................................. 46
4.3.2 磁网络单元磁导的计算 .................................................................. 47
4.3.3 永磁体的磁导、磁势计算 .............................................................. 48
4.3.4 电流源的等效磁动势 ...................................................................... 50 4.4 网络方程的建立 ................................... 52 4.5 网络单元内任意点的计算 ........................... 53 4.6 基于三维等效磁网络法的TFDSPM电机静态特性分析 .... 54
4.6.1 TFDSPM电机三维等效磁网络模型建立及等效磁网络剖分 ......... 55
4.6.2 定子绕组励磁单独作用时TFDSPM电机气隙磁场分布 ............... 56
4.6.3 定子绕组励磁单独作用时TFDSPM电机相绕组电感分析 ........... 58
4.6.4 定子绕组励磁单独作用时TFDSPM电机电磁转矩分析 ............... 59
4.6.5 TFDSPM电机气隙磁场分布 ........................................................... 60
4.6.6 TFDSPM电机电磁转矩分析 ........................................................... 61 4.7 本章小结 ......................................... 64
第五章 TFDSPM电机磁场分析与参数计算 ...................................... 65 5.1 TFDSPM定位转矩分析及削弱方法研究 ................. 65 5.2 TFDSPM电机主要参数计算与分析 ..................... 68
5.2.1 TFDSPM电机相绕组电势的计算与分析 ........................................ 68
5.2.2 TFDSPM电机效率特性分析和计算 ............................................... 69 5.3 TFDSPM电机尺寸优化设计及研究 ..................... 71
5.3.1 极数对电磁转矩的影响 .................................................................. 71
,5.3.2 极距对电磁转矩的影响 .............................................................. 72
W5.3.3 定子铁心厚度对电磁转矩的影响 ............................................. 73 S
5.3.4 气隙长度对电磁转矩的影响 .......................................................... 73
5.3.5 永磁体尺寸对电磁转矩的影响 ....................................................... 74 5.4 TFDSPM与TFSRM电机对比研究 ....................... 75
5.4.1 TFDSPM电机与TFSRM电机相绕组磁链的对比研究.................. 75
5.4.2 TFDSPM电机与TFSRM电机静态转矩特性对比分析.................. 76
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5.5 TFDSPM电机与TFSRM电机及感应电机性能对比分析 ..... 77
5.6 本章小结 ......................................... 78 第六章 TFDSPM电机控制系统设计及实现 ...................................... 79
6.1 功率变换器的选择及研究 ........................... 79
6.2 控制器设计与实现 ................................. 86
6.2.1 DSP控制器 ...................................................................................... 86
6.2.2 软件设计 ......................................................................................... 90
6.3 本章小结 ......................................... 93 第七章 TFDSPM电机仿真及实验研究 .............................................. 94
7.1 TFDSPM电机模型 ................................... 94
7.2 功率变换器模型 ................................... 95
7.3 其他控制器模型 ................................... 96
7.4 TFDSPM电机系统仿真与结果分析 ..................... 97
7.5 实验内容 ......................................... 98
7.6 实验装置及实验设备 ............................... 98
7.7 TFSRM电机和TFDSPM电机矩角特性实验 ............... 99
7.8 TFSRM电机和TFDSPM电机机械特性实验 .............. 101 第八章 总结与展望 ........................................................................... 103 致 谢 ............................................................................................... 105 参 考 文 献 ....................................................................................... 106
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第一章 绪 论
本章主要介绍了课题研究的目的与意义，首先分析了横向磁通电机(Transverse Flux Motor——TFM)的研究现状与发展趋势，对几种主要的横向磁通电机拓扑结构进行了比较，分析了它们的工作原理及特点，总结了横向磁通电机电磁参数的分析方法，最后针对横向磁通双凸极永磁电机设计及计算中存在的若干问题，提出了本文的研究内容。
1.1 课题研究的目的与意义
自从十九世纪20年代发明第一台电机以来，电机的发展己经有近二百年的历史，它给人们的生活带来了极大的方便和天翻地覆的变化，甚至可以说电机加速了人类历史的进展。随着社会生产力的发展，人民生活水平的提高，需要不断地开发各种新型电机。科学技术的进步、新技术、新材料的不断涌现，也促进了电机产品的不断推陈出新，在过去由于受材料特性、器件性能、计算手段等因素的影响，人们所设计的电机大多局限于一种传统结构——径向磁通结构，该种电机的磁场通常可用二维磁场来分析，这样在分析时可以作较大简化，降低了分析难度。近年来，随着特殊应用场合的需要，以及新型材料(比如高性能永磁体)的出现、大功率电力电子器件的发明、计算机技术的快速发展，人们设计电机的理念也发生了转变，使得设计出结构特殊、性能优良的电机成为可能。上世纪八十年代末，德国电机专家H.Weh教授首创的一种新型电机即横向磁通永磁电机(Transverse Flux Permanent Magnetic Motor—TFPM)更是给电机研究注入了新
[1]的活力。与传统电机的磁路结构不同，TFM的电枢绕组与主磁路在结构上完全解耦，因此可以根据需要调整磁路尺寸和线圈窗口来确定电机的电磁负荷，不存在传统电机在增加气隙磁通与绕组电流密度之间结构上的相互制约关系，从而获
[2]得较高的转矩密度，可以达到80kN/m?以上。TFM除能提供比传统电机大得多的转矩密度之外，因转子极数多、转速低，所以可以取消齿轮传动机构，消除由齿轮传动引起的噪声和机械损耗，提高整个装置的精度和可靠性，延长系统使用寿命。另外，TFM的模块化结构易于组成多相形式，缺相也能正常工作，提高
[6][11][5]了容错能力，已在诸如风力发电、电动汽车、破冰船、游轮以及潜艇等领域得到应用。目前许多国家都在积极开展TFM的研究工作，并已取得阶段性成果。德国于1988年率先完成55kWTFPM电机样机后又在1999年将其作为今后
1
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 电动车发展的优化部件之一，列入KOFEH
计划
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加以研究;英美等国制定了21世纪高性能水面战舰的新一代综合全电力推进(Integrated Full Electric
Propulsion—IFEP)系统以改进传统推进系统笨重、庞大的缺陷。其中，作为驱动核心的TFM由于省略了齿轮装置，可以灵活安置在船尾后部，这样既缩短了推进轴，又节省电能损耗，提高舰船整体的工作效率和可靠性，显示出重要的军用价值。根据IFEP发展计划，在英国国防部的资助下，由英国Rolls-Royce国际研究发展中心(IRO)A.J.Mitcham等教授组成的课题组，于1998年开始了电力推进船用横向磁通电机的研究，已成功研制3MW实验用聚磁式横向磁通永磁电
[7]机，并准备进一步研究制造20MW、180rpm舰船用推进电动机;美国通用汽
[15]车公司Allison电气传动部于1999年开始研制30KW电动车用横向磁通电机。
[16]我国对此类电机的研究才刚刚起步，为使我国横向磁通电机的发展步入世界行列，我们应该在大量吸收国外设计经验和研究成果的基础上，研制、推广具有自主知识产权的横向磁通电机。应该看到，横向磁通电机无论在设计理念还是结构工艺等方面，都具有特殊性，它的进一步发展仍然面临着许多挑战。首先结构、工艺上的复杂性导致电机成本居高不下;其次电机功率因数较低，因此提高了驱动变换器的功率等级;另外转子极数多，在增加转速时将大幅度提高电机工作频
[17]率，给系统带来诸多不利后果。
从目前检索到的国内外文献看，介绍TFM电机基本原理、拓扑结构的占绝大多数，关于其尺寸设计、加工工艺、通风发热等方面的内容并不多见。而且由于设计经验大多存在于部分设计人员头脑中，如何总结这些设计经验，进行电机优化设计的深层次研究，建立准确规范的设计方法，进一步解决横向磁通电机的主要性能缺陷是当前急待解决的重要问题。TFM的出现提出了一种全新的理念，突破了传统电机的设计思想，开辟了一个全新的领域。从已有的结论来看，横向磁通电机已显示了较好的前景，同时还有许多领域有待探索。所以，无论从学术或实际应用的角度对横向磁通电机进行研究都有很大意义。
1.2横向磁通电机的基本类型及特点
1.2.1 横向磁通电机的工作原理
在讲述TFM工作原理之前，首先对传统电机(径向磁通电机,简称为RFM)的电磁负荷关系进行简单分析。图1-1所示为径向磁通电机横切面局部示意图。
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图1-1 径向磁通电机齿槽结构示意图
由电机学知识我们知道，电机产生的平均电磁力可表示为:
F,BIl (1-1) A,
F一个极下电机气隙力密度为: A
FBlIIa, (1-2) ,,,,FBBAA,,,,,ll
其中，为电机气隙磁密，为电机电负荷。由式1-2看出，可以通过两条途径BA,
增加力密度:一是增加气隙磁密，二是增加电负荷值。但是，由图1-1可以BA,
看出,电机齿部和线槽位于同一平面内，因此它们之间不是独立的，其相互关系可以从下面公式看出来。
JAssA, (1-3) ,
bt , (1-4) BB,t,
A,其中，为齿部宽度，为一个齿节距，为齿部磁密，为电流密度，bBJttss
B为槽面积。电流密度J与齿部磁密分别取决于电机的冷却方式和铁磁材料的st
Ab饱和程度，只有通过增加齿宽和槽面积来提高转矩密度。由此可以得出，st
在电枢内、外径一定的情况下，若增加气隙磁密，为保证电机齿部磁密不BB,t会增加而导致过饱和，势必要增加b，由于线槽和齿部在同一个平面内，增加btt
A就意味着减小线槽面积。在电流密度J不变情况下，就必须减小电负荷，Ass
FJ不能有效提高力密度。反之，若要通过增加电负荷值来增加，在保持不AsA
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A变的情况下，需增大槽面积，这样做的结果是导致齿部宽度减小。此时若要s
继续保证磁密不变，必需降低气隙磁通密度，同样也不能达到目的。由上述分析可以看出，由于电负荷和磁负荷存在竞争同一平面的矛盾，使得在增加力密度时
[67]受到限制。
横向磁通电机，通过巧妙的结构设计，实现了电磁负荷的解耦，可以分别增大电负荷和磁负荷而不会相互制约，从而可以获得较高力密度。
图1-3(b)是Weh教授发明的TFM原型机局部结构简图。转子采用聚磁式结构，沿周向相邻的两块永磁体极性相反，每块永磁体之间是转子铁心，对磁通起聚集的作用，沿轴向并排的永磁体极性也相反，在对应的铁心中形成相反极性。为提高永磁材料的利用率，电机采用双边(双定子)结构，内外定子沿周向错开
-3(b)所示，定子铁心为U形结构，图中箭头所指方向是某位置一个极距，如图1
时永磁体产生磁通的主磁路路径:由转子前端永磁体N极开始，到外定子U形铁心前端磁极，经U形铁心轭部到U形铁心后端磁极，到转子后端永磁体S极，经过永磁体内部到N极，到内定子U形铁心后端，经U形铁心轭部到U形铁心前端磁极，回到出发永磁体S极，经永磁体内部形成闭合回路。在U形铁心凹槽内是环形线圈，由于线圈为环形集中绕组，所以结构简单，制作起来也很方便。 当环形线圈中通过某一方向电流后，会在U形铁心中产生磁场，铁心两端相当于两个磁极。定子磁场和转子磁场相互作用，产生转矩，使得转子沿某一方向旋转。根据转子位置传感器的信号，在转子每转过一个极距(180?电角度)后改变电流方向，就会产生持续的转矩，使得转子沿某一固定方向不停地旋转。
从以上分析可知，由于定子铁心对磁场的导向作用，使得主磁路和载流线圈不竞争同一平面，这样可以在解耦情况下增加气隙磁密或电负荷。同时，由于极与极之间为空气，相当于增加了散热面积。与传统电机相比，横向磁场电机可具
[10]有较高的气隙磁密和电负荷，从而可以获得较高的力密度。文献研究表明，横向磁场电机输出的力密度可达传统电机的3,5倍之多。
1.2.2 横向磁通电机的基本类型及特点
在Weh教授推出TFPM电机的近二十年间，许多电机学者对其复杂结构进行改进研究，并结合最新制造工艺，提出多种结构迥异的横向磁通电机。按照永磁体的放置方式可分为表面式、聚磁式等，每种结构又包括单边式和双边式两种;按照永磁体的放置情况可分为有源转子式(永磁体位于转子)、无源转子式(永磁体位于定子)及磁阻式(无永磁体);按照转子的运动方向可分为直线式、旋
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[67]转式;按照定子铁心形状可分为U型、C型、E型及Z型等不同结构。下面就其中几种具有代表意义的TFM电机拓扑及其主要性能进行介绍.
[18] 单边横向磁通电机(Single-sided transverse flux machine-SSTFM)
图1-2是单边横向磁通电机结构简图，永磁体均匀分布在转子表面，相邻永磁体被充磁成不同极性。最初的SSTFM没有磁桥设计，U形定子元件以两倍极距呈圆周分布，其两个齿部对应的永磁体极性相反。这种结构使一半永磁体没有和定子元件形成回路，在没有产生电磁转矩的同时它所产生的漏磁通还会削弱定子中的主磁通。因此对早期SSTFM进行改进，如图1-2(a)所示的表面式结构中在那些没有被利用的永磁体上放置由软铁材料制成的梯形磁桥，提供磁通并联支路，减少漏磁。其缺点是磁桥使绕组空间缩小，导致定子磁动势降低。图1-2(b)是采用切向充磁的聚磁式结构，其转子永磁体沿切向充磁，相邻两片永磁体极性相对，形成聚磁效果，这样既增加了转矩密度也提高了磁钢利用率。
通常对SSTFM电机而言，多采用内定子(外转子)结构，主要有以下优点:
(1)从加工工艺来看，内定子结构更易于绕组下线;
(2)从电机性能来看，因转子的径向尺寸比定子小，外转子结构使电机的气隙处直径与外径比更大，这样在电机体积相同的情况下，可以获得更高的输出转矩，尤其在风力发电领域得到青睐。
(a) (b)
1、定子 2、绕组 3、磁桥 5、转子
图1-2 单边横向磁通电机
[19] 双边横向磁通电机(Double-sided transverse flux machine-DSTFM)
图1-3是双边横向磁通电机结构简图。由于在转子两侧同时安置定子元件，
5
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 双气隙结构使DSTFM比SSTFM具有更大的输出转矩能力。但其有源转子类似悬臂结构，较难固定，机械强度差。图1-3(a)是带磁桥的DSTFM，图1-3(b)是省略了磁桥的聚磁式DSTFM，梯形磁桥的省略并不影响磁路。这样不但减少了铁心材料的使用，而且还可以减轻电机重量，降低电机成本。
(a) (b)
1、定子 2、绕组 3、磁桥 4、转子
图1-3 双边横向磁通电机
改进的双边聚磁式横向磁通电机(Improved Double-sided flux transverse
[20] flux machine-IDSFCTFM)
图1-4 Weh氏双边聚磁式横向磁通电机及其轴向磁通路径图
图1-4是双边聚磁式横向磁通电机结构简图。顾名思义，由于聚磁作用，这种电机能在气隙产生较大磁密，在一定电流条件下可以提供较大的输出转矩。而采用径向充磁的SSTFM和DSTFM转子磁钢没有聚磁效果，因此转矩密度相对较低，SSTFM的不足之处与DSTFM类似，即转子机械强度差，加工工艺复杂。
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
图1-5 改进的双边聚磁式横向磁通电机周向及径向结构图
将DSFCTFM的两个定子合成一个C形定子，得到图1-5所示的IDSFCTFM结构。由于定子移到转子外侧，利于转子固定。因有源转子不再是悬臂结构，明显提高了转子机械强度。
[12] C形横向磁通永磁电机(C-TFM)
(a) 单相立体结构图 (b)两相轴向剖面图
图1-6 C形横向磁通永磁电机
如图1-6所示，为了节省铁心用量，将IDSFCTFM定子逆时针旋转90?得到C形横向磁通电机。C形定子铁心采用硅钢片卷绕，再用线切割加工成形，加工工艺十分复杂.若采用铁粉心等软磁材料，可以简化制造工艺，降低电机成本。
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[22] E形铁心横向磁通永磁电机(E-TFM)
如图1-7所示，在C形定子铁心的基础上引入中间过渡铁心形成E形定子铁心结构。由干过渡铁心相当于提供内外转子之间磁通路径的磁桥，其径向尺寸相对较小，与文献[12]结构相比，减小了电机体积，降低了材料成本。缺点是结构复杂，加工成本高。在此基础上，上海大学特种电机研究室又设计了一种特殊的
[22]定子铁心固定方式，进一步提高了E形定子铁心的机械强度。
图1-7 E形聚磁式横向磁通电机结构图
[25] Z氏横向磁通永磁电机(Z—TFM)
图1-8 两相Z氏横向磁通电机径向剖面图
如图1-8所示，对表面式横向磁通电机来说，其主要缺陷是虽然转子极对数多，但在电机运行过程中只有一半转子磁钢投入工作，漏磁严重，造成此类电机功率因数很低，一般在0.35,0.55之间，因此要提高功率因数，需打破常规设计思路，图1-8介绍了以其发明者Svante von Zweygbergk教授命名的Zweygbergk横向磁通电机(Z-TFM)拓扑。
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Z-TFM的最大特点是电机运行时，所有转子磁钢均处于有效工作状态，如图1-9所示，与表面式横向磁通电机相比，Z-TFM充分利用了转子磁钢，使电机磁路更加紧凑，显著降低了漏磁及绕组的边缘效应，提高了功率因数，改善了电机性能。当然，Z-TFM并未得到广泛应用，主要还存在一些有待改进的地方，譬如为减小气隙磁阻，希望转子磁钢高度较小;受定子磁极尺寸约束，转子磁极宽度不能大。所有这些因素均导致气隙磁密较低，影响电机转矩输出能力，从而失去了横向磁通电机大输出转矩的优越性。
(a)表面式横向磁通电机 (b)Z式横向磁通电机
图1-9 两类横向磁通电机磁极布局比较
开关磁阻式横向磁通电机(Transverse flux switched reluctance motor
[23] --TFSRM)
根据磁通总是力图沿着磁导最大的路径闭合的原理，因此开关磁阻电机(以下简称SRM)的结构设计原则是转子旋转时磁导要有尽可能大的变化。当定子极中心线和转子极中心线对齐时，磁导最大，磁通也最多;当定子槽中心线和转子极中心线对齐时，磁导最小，磁通也最少。
开关磁阻电机结构简单牢固，转子不需要散热，能在极高的转速下运行。依靠电枢电流产生主磁场，由于没有永久磁铁，成本相对较低。但与同体积的其它种类电机相比，存在转矩密度低、转矩脉动与噪声较大的不足。虽然增加极数在可以很大程度上解决以上问题，但为了给绕组留出足够的空间，SRM的极数增加幅度有限。开关磁阻式TFM的磁路与电路解耦，其特殊的磁路结构允许每相设计成更多的极数，从而极大地提高了电机的转矩密度。
开关磁阻式TFM的基本结构见图1-10，其定子铁心由凹字形冲片叠压成一个极，若干个定子极沿圆周360?排列，极间等距，每个极由两个齿极与一个齿轭构成，相邻两个极中心线之间距离为360?电角度。每相一个电枢绕组，为环形集中线圈形式嵌放在定子铁心的凹槽中。转子铁心由凸形冲片叠压成一个个极，若干个转子极沿圆周排列，转子极数与定子极数相同。一组周向排列的定子极与一组周向排列的转子极以及一个环形集中线圈构成一相。
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图1-10 开关磁组式横向磁通电机结构简图
当环形绕组有电流时，将产生电磁转矩驱使转子向磁导最大位置转动，然后停在定转子齿极中心对齐的位置，为使电机连续旋转，开关磁阻式TFM一般为三相或三相以上，对于三相电机每相定子极周向错开120?电角度，同时转子极在周向无相角差，或者每相转子极周向错开120?电角度，而定子极在周向无相角差。与通常的SRM一样，开关磁阻式TFM的转矩与电枢电流方向无关，电机的正反转取决于通电相序。
开关磁阻式TFM相与相之间不存在空间安放的矛盾关系，这就能使电机相数的选择更加灵活。当考虑转矩性能指标时，可以将相数设计得比较多，既能提高转矩密度又能进一步降低转矩脉动，但所需开关管相应增多，功率变换器的成本将加大，一般来说多选择三相或四相。
综上所述，以上结构的TFM有如下共同特点:
1) 磁路有轴向、径向和周向。
2) 具有较高的转矩密度。
3) 特殊的几何结构使得电机的设计更加灵活，极数和相数的选择受限制性小。在传统的电动机中，电负荷与磁负荷的所占空间取决于气隙直径的大小，两者往往是一对矛盾关系。而在TFM中，磁负荷所占空间取决于气隙直径的大小，电负荷所占空间的大小取决于电动机的轴向长度，两者相互独立，这为设计高功率密度电机提供了优越条件。
5) 许多设计参数彼此相互独立，如电枢电流与磁路解藕，参数选择的自由度大。
5) 绕组没有端部，无端部损耗，电机的结构更紧凑。
1.3 横向磁通电机电磁参数分析方法
由于各种TFM结构具有不同的特点，其电磁参数的分析方法也不相同。根据所查阅的各类文献，可以将目前国内外研究者所采取的分析方法归纳为如下几
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 种磁路法、等效磁网络法、有限元法。文献[10]中用磁路的方法对横向磁通永磁风力发电机进行了分析，将电机磁路等效为集中参数的数学模型，主磁路由永磁磁动势源、永磁体磁阻、气隙磁阻、定子齿磁阻、定子轭磁阻、转子磁阻、极间漏磁阻等部分构成。这种方法也是电机分析的一般方法，它有助于理解电机的工作原理和物理概念。
由于TFM结构复杂，各种漏磁较多，因此TFM等效磁路模型也比普通RFM模型复杂得多。再加上很多参数难以确定，因此这种方法比较适合于对电机进行定性分析，而若要准确计算电机参数则比较困难。
文献[2][21]中介绍了一种三维等效磁网络法(Equivalent Magnetic Network
Method— EMNM)，其主要原理是将电机的计算区域划分成一个个网络单元后，对各单元磁导进行计算。各单元之间通过节点相连接，得到磁网络。其中把TFM电流区域等效为永磁磁动势源，等效关系如下:
NIHl,,, (1-5) coil
H其中，为安匝数，为等效永磁体的矫顽力，为磁化长度方向。这NI,lcoil
样在求解区域就不存在矢量磁位，而直接求各节点标量磁位即可。这种方法实际上是一种分布散参数的磁路法，将整个计算区域离散为一个个磁路网格，联合每个网格的方程进行数值计算，相当于用场的方法进行路的计算。由于采用标量磁位，使得方程个数比矢量磁位减少，计算速度快，节约计算成本。
为了获得准确的结果,利用有限元分析法可以建立了三维物理模型。Anysoft软件是用有限元分析法解决三维静电、三维静止磁场、涡流等问题。利用它可以对以下一些对象进行仿真:由直流电、外部静止磁场及永磁体引起的静止磁场、转矩及电感，由交流电、振荡的外部磁场及电源、永磁体产生的瞬时磁场引起的时变磁场、磁力、转矩及阻抗。
采用有限元法可以方便地对电机计算区域进行有限元剖分，并且通过增加剖分精度可以精确地计算电机磁场参数。在分析径向磁通电机磁场时，往往可以忽略端部效应，因此采用二维方法即可。在分析TFM时，如果忽略端部效应，也可以对电机模型进行简化，用二维磁场进行初步分析。文献[8][15][35]等文献中都有采用二维有限元法对TFM磁场进行分析，分别对应用二维、三维两种方法所计算的结果进行比较，比较后发现三维结果比二维结果要更准确。例如，文献[35]对一台带永磁屏蔽的TFM进行分析，图1-11(a)为二维模型所得的磁力线分布效果，图1-11(b)为二维、三维计算结果及试验结果对比。
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(a) 简化二维结构磁力线分布 (b) 计算结果与试验结果的比较
图1-11 简化二维磁场分析结果与比较
从对比情况可以看出，三维分析结果更接近试验结果，说明采用二维方法时，尽管参数关系的趋势是一致的，但是由于忽略了端部效应，导致计算结果精度不高，因此作为定性分析是可以的，定量分析还是有较大的误差。
从以上分析看出，由于TFM电机结构复杂，端部效应比较明显，如果忽略会带来较大误差，因此磁场分析时多采用三维有限元法，这也是分析具有复杂磁路的其他电机的常用方法。除了前面介绍的文献外，文献[16]等也都应用三维有限元法进行TFM磁场分析，指出三维计算尽管相对准确，但是非常耗时。耗时的原因一方面是因为三维剖分产生的单元数目比二维情况下大大增多，另一方面如果在磁场分析时采用矢量磁位A,那么由于在空间具有三个分量Ax,, Ay, Az,使得求解方程未知数个数是标量磁位的三倍，因而占用大量计算机资源，非常耗时。因此，为了减少计算量，节约时间，文献[21]提出将电机模型进行分区处理，将整个求解区域分为电流区域和非电流区域两部分，在不同区域采用不同磁位，电流区域采用矢量磁位，而非电流区域采用标量磁位，这样可以尽可能减少求解的未知数个数。不仅如此，还要根据电机结构特点，充分利用周期性边界条件以及对称条件，从而尽可能地减小求解区域,文献[17]采用分区处理的方法可以在一定程度上减少计算量，加快磁场计算和分析的速度。但是由于两种方法混合使用，增加了分析过程的复杂程度，而且由于仍然存在矢量磁位，没有完全解决计算量大的问题。为了彻底解决上述问题，人们做了进一步的研究工作，提出将电流区域进行适当处理后，在整个计算区域全部采用标量磁位进行求解。由于传统电磁理论认为对电流区域只能采用矢量磁位求解，对电流区域采用标量磁位求解的方法直到19世纪70年代末才被人们接受。从查到的文献来看，对具有电流区域的磁场求解多采用如下方法进行处理:
H,H，H在电流区域内假设: 12
12
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H,H在其它区域内假设: 2
,，,HJH其中H为区域内实际磁场强度，选择为满足，为电流密度，J11
H,,,,,于是可以定义，这样就引入了标量磁位，成为求解区域的唯一未知2mm
量，计算量问题得到简化。不过，从目前查到的文献来看，还没有对该方法在不同坐标系下对不同形状电流区域的处理方法做出具体、系统分析和推导，尤其如何将该方法根据TFM特点建立有限元模型并进行磁场分析，还有待于进一步研究。
1.4 本文的主要研究内容
横向磁通电机设计自由度大，各相之间实现了电磁和结构的双重解耦，可以独立分析与控制，具有转矩密度高、模块化结构好、低速性能好等特点，并已被研制出很多拓扑结构，但是从Weh教授首次提出横向磁通电机的概念到现在己有很长时间，TFM仍然未被大规模应用，其中一个主要原因就是该种电机结构复杂、磁路分析较困难，与传统电机相比，不具备性能价格比方面的竞争力。因此，如何在提高性能的同时降低TFM结构复杂程度，减少加工成本成为人们研究的一个重点和难点之一。为此，本文在总结国内外现有横向磁通电机主要研究成果的基础上，提出了一种结构相对简化、成本较低的横向磁通双凸极永磁电机(TFDSPM)作为研究对象，并围绕该电机相关问题进行了一系列的研究工作。本文除绪论部分对TFM原理及其国内外研究现状、主要研究问题进行了总结和概述外，其余各章研究内容分别安排如下:
m第二章建立了相TFDSPM电机的数学模型，在线性模式的基础上对TFDSPM电机进行理论分析，定性地分析电机的主要参数随转子位置角的变化规律，为研究与设计TFDSPM电机打下了基础。并提出在电机定转子齿极的侧面贴装永磁体可提升电磁转矩，且不会影响电机的结构型式，保留了电机结构简单的优点。
第三章主要对提出的TFDSPM电机进行了结构设计，在保留了横向磁通电机的一些优点的基础上，简化了制造工艺，降低了加工成本，提出了TFDSPM电机主要尺寸的估算方法，根据此方法，对样机的主要尺寸进行了初步的计算，为该类电机的设计工作打下了基础。分析了电机的极数对电机性能的影响，对TFDSPM电机的位置检测器，电枢绕组进行了设计。对于多相结构的TFDSPM电机，通过相与相之间错开一定角度的方法，可有效削弱定位转矩。
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TFDSPM电机内部的磁场分布比较复杂，是同时具有径向、周向和轴向磁通的典型三维磁场的电机，需用三维场来分析，为此本文在第四章介绍了一种三维磁场计算方法——三维等效磁网络法，该方法将电流线圈及其所包含的空间等效为永磁体来处理，具有剖分简单、可视性好、精度高、后处理简单等优点。根据三维磁网络法编写的3DFE软件对TFDSPM电机的磁场分布进行了分析，对电机的静态特性进行了分析与计算。
第五章在TFDSPM电机磁场分析的基础上，研究了定、转子铁心厚度、气隙长度、永磁体的尺寸以及极距、电机极数等对电机性能的影响，提出了使电机获得优良输出性能时它们的合理取值范围，根据分析的结果对电机局部结构和尺寸进行优化设计。本章对电机相绕组感应电势、定位转矩及效率特性等进行了计算和分析，最终根据计算和优化的结果设计了样机。对横向磁通双凸极永磁电机和横向磁通开关磁阻电机(TFSRM电机)进行了比较研究，得出了结论:在电机尺寸、电流相同的情况下，通过增加少量的永磁体，TFDSPM电机的转矩高于TFSRM电机近一倍。最后对TFDSPM电机与SRM电机、传统感应电机的主要参数进行了比对，证明了TFDSPM电机具有较高的转矩密度和有效材料利用率。
第六章对TFDSPM样机控制系统进行了分析与设计，选择了单绕组双开关功率变换器作为样机实验
方案
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，对功率变换电路的电流斩波方式进行了分析和研究。对样机的控制器进行了设计与实现。
第七章对TFDSPM电机和TFSRM电机进行了有效仿真，并对两种电机进行了矩角特性实验和机械特性实验。仿真及实验结果表明TFDSPM电机具有较高的输出转矩，且电机永磁材料用料少，结构简单，制造成本低等特点，具有一定的实用价值。
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第二章 TFDSPM电机理论分析
和其它横向磁通电机相比，TFDSPM电机的结构相对比较简单，但电机内部的磁场分布确十分复杂，绕组电流和磁通波形极不规则，给分析和计算带来很大的难度。不过，TFDSPM电机内部的电磁过程仍然建立在电磁感应定律、全电流定律、能量守恒定律等基本的电磁关系上，并由此可写出TFDSPM的基本平衡方程式。本章建立了TFDSPM电机的数学模型，在线性模式的基础上，对TFDSPM电机进行了理论分析，定性地分析了电机主要参数随转子位置角变化规律，为分析电机的性能打下了基础。
2.1 TFDSPM电机的数学模型
2.1.1 电机平衡方程式
m相TFDSPM电机，由于各相结构和电磁参数对称，根据电路定律，对于
可以写出电机第相的电压平衡方程式: k
d,k,， (2-1) uRikkkdt
Rui式中，——第相的端电流;——第相的绕组电流;——第相的绕组kkkkkk
,电阻;——第相的绕组磁链。 kk
在TFDSPM电机中，由于各相之间彼此独立，相间没有电磁耦合，因此只有自感而没有互感。绕组的磁链是由绕组电流建立磁链和永磁体产生的磁链共同建立的。
,,,，, (2-2) kkLkm
,,,其中是转子位置角和绕组电流的函数，是转子位置角的函数，故kLkmk可写为:
,,,(i,,)，,(,) (2-3) kkLkkm
如果忽略电阻压降，并假设磁路为线性，则(2-3)式可写为:
ddidLd,,kkkkm,,，,，, uLikkkdtdtdd,,
,，，eee (2-4) ram
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d,e式中，——电机角速度，;——由电流产生的磁链变化在绕组中引,,,rdt
e起的感应电势，称为变压器电势;——由于转子旋转，绕组交链的电流产生磁a
e链的变化，产生的感应电势，称为旋转电势;——由于转子旋转与绕组交链m
的永磁体磁链变化，产生的感应电势，称为永磁电势。
进一步考察TFDSPM电机的能量流，有:
dLd,d1122kkm (2-5) ,，,，,uiLiii[]kkkkkkdtdd22,,
式(2-5)表明，输入功率的一部分转为磁场储能增量，另一部分则输出机
械功率，可以说，TFDSPM电机正是利用其不断的能量存储、转换获得高效、
大功率性能。
2.1.2 转矩平衡方程式
T当电机电磁转矩与作用在电机轴上的负载转矩不相等的转速就会发生变e
化，产生角加速度ddt,，根据力学原理，可以写出:
2d,,，,，TJKT (2-6) ,eL2dt
2dd,,,，，TJKT或: (2-7) ,eL2dtdt
KT式中，——系统转动惯量;——摩擦系数; ——负载转矩。 J,L
ddt,,0当TFDSPM电机稳定运行时，，则
TKT,,， (2-8) eL,
2.1.3 电磁转矩方程式
T电磁转矩可以表示为磁共能的函数: e
,,WiWi(,)(,),,ckmk (2-9) T,，e,,,,
WW式中，——在电流作用下产生的磁共能，它是电流和转子位置角的函数;—cm
—在永磁体作用下产生的磁共能，它是转子位置角的函数。
m综上所述，对于相电机的数学模型可以表示为:
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d,,kuRi,，kkk,dt,,，i(,)(),,,,,,kkLkkm
,d,TJKT,，,，,eL,,dt (2-10) ,,,WiWi(,)(,)ckmk,,,T,，e,,,,,,d,,,,dt,
,km,1,2,...,,
由于电路、磁路的非线性和开关性，式(2-10)描述的TFDSPM电机的数学模型实际上很难计算，为了得到电机运行特性一般的规律，通常可根据具体运行状态和研究目的进行必要的简化，利用线性模式有利于对TFDSPM电机的定性分析，了解其运行的物理状况、内部各物理量的基本特点和相互关系。 2.2 TFDSPM电机的线性模式分析
在线性模式中作如下假设:
,,,1)忽略磁通边缘效应和磁路非线性，铁心磁导率; Fe
2)忽略所有功率损耗;
3)功率管开关动作瞬时完成;
4)电机恒速运转。
根据TFDSPM电机存在永磁体励磁和定子绕组励磁并存的特点，为分析方便，在研究TFDSPM电机时，以定子绕组励磁单独作用，永磁体单独作用和两者共同作用三种情况进行分析。
2.2.1定子绕组励磁单独作用时TFDSPM电机性能分析
TFDSPM电机的基本结构参见图1-10。电机正常运行的磁场由电流和永磁体共同建立的，图2-1表示了电机绕组电流方向及永磁体的极性。
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(a)定转子齿极轴向截面图 (b)切向左齿极 (c)切向右齿极
图2-1 定子绕组电流方向及永磁体的极性
图2-2是转子在0?，90?,180?三个典型位置时，定子绕组励磁时，TFDSPM电机磁场分布示意图(仅画出电机定、转子的右齿极)
图2-2 TFDSPM电机磁场分布
由图2-2可知，在0?位置，磁路、磁阻最大，绕组磁链最小，随着定、转子齿极重叠面的增加，磁路磁阻逐渐减小，绕组磁链增大;在180?位置，磁路、磁阻最小，绕组磁链最大;在0?~180?区间，绕组磁链随转子位置角的增加而增大，同理可知，在180?~360?转子区间，绕组磁链则随转子位置角的增大而减小。
2.2.2 相绕组电感
在线性模式的基础下，绕组电感与转子位置角的关系可如图2-3所示。
图2-3 绕组电感与转子位置角的关系曲线
约束:当转子齿中心线与定子槽中性线位置对齐时为0?电角度(即齿对槽位置)，则当转子齿中心线与定子齿中性线位置对齐时为180?电角度(即齿对齿位
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 置)，故绕组电势与转子位置角的关系可用函数表示为:
KL,,，:,,:0180,min (2-11) L(),,,LK,:,,:180360,,max,
式中，——电感变化率; K
2.2.3 相绕组磁链
U当TFDSPM由恒定直流电源供电时，在线性模式下，一相绕组的电压方程为:
dd,, (2-12) ,,,,Udtd,
,,0,式中“+”对应供电阶段，“,”对应于续流阶段，设初始状态，为0on
,,,,,,开通角，为关断角，则导通角，由式(2-12)不难求出，一相offcoffon
绕组在导通、续流的一个变化周期内的磁链为:
(2-13)
式(2-13)表明，在相绕组导通供电期间，磁链随转子位置角增加而线性增加，在续流期间，磁链随转子位置角增加而线性下降，磁链正比于绕组端电压，U
,,,,反比于转子角速度。最大磁链出现在位置，,,，在位置续W,,offpmmaxc,
流完毕，磁链波形如图2-4所示。
图2-4 一相绕组磁链波形
2.2.4 相绕组电流
19
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 将式(2-12)改写为:
UdidL (2-14) ,,，Li,dtdt
ii==0假设初始条件，求解微分方程(2-14)可得。 0()qon
,,,,Uon,,,(),,,,onoff,，LK,min,
,2,,U,,,,offoni()(180),,,,: (2-15) ,,,,off,，LK,min,
,2,,Uoffon,,,,,:,,:(180360),,,LK,max,,
其典型电流波形如图2-5所示:
图2-5 典型电流波形 图2-6 CCC方式典型电流波形 式(2-15)表明，对结构一定的电机，当转速、电源电压恒定时，绕组电流
,波形与控制参数有关，开通角对电流波形的影响更为明显， 在高速运行时，on
,,电流的峰值不大，可通过调节、来改变电流的最大值、有效值，以产生所offon
,需的电磁转矩。这种方法称为角度位置控制方式(APC方式)，减少，电流on
,峰值增加，增大可以改变电流波形的宽度。显然，如果在电感下降区绕组电off
,,流不为0，则所产生的电磁转矩为制动转矩。因此，不能太大，但过小也offoff
,会由于电流有效值不够，而影响电机的电磁转矩，值存在一个优化的问题，off
,,取值还应该结合采用功率变换电路，换相性能好的功率变换电路，的取offoff
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,值可大一些，一般情况下，=120?通常是比较好的关断位置。 off
在电机低速运行时，电流峰值会很高，必须加以限幅，以保证功率开关的安
,,I全。通常采用固定、不变。通过给定允许的电流上限幅值和下限幅值offonmaxI来达到所要求的电磁转矩，这种方法称为电流斩波控制方式(CCC方式)，min
电流波形如图2-6所示。
2.2.5 电磁转矩
在不考虑永磁体的情况下，TFDSPM电机的电磁转矩是绕组电流和转子位置角的函数。可通过磁场储能或磁共能对转子位置角的偏导数求取，由于不存在相间耦合。电磁转矩可写为:
,Wi(,),cT, (2-16) e,,iconst,
W磁共能为: c
iWidi,,,(,) (2-17) c,0
在线性模式下，yq=Li()电磁转矩为:
1dL2 (2-18) Ti=e2dq
将式(2-11)代入(2-18)，则得:
1,2(0180):,,:Ki,,,2T, (2-19) ,e12,,:,,:(180360)Ki,,,2
m电机在转速恒定的稳态运行情况下，相绕组各轮流导电一次，转子转动一个相
2,,距，因此电机的平均电磁转矩可表示为: ,Nr
,mdimN,r (2-20) T,,,diav,2,,
,di式中， 是一个周期的,,i轨迹包围的闭合面积。 ,
21
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 2.3永磁体励磁单独作用时，TFDSPM电机性能分析 2.3.1 TFDSPM电机磁场分析
假设定子绕组电流为0，则此时TFDSPM电机的磁场由永磁体来建立，永
4磁体选用35MGQe型NdFeB稀土永磁材料，，图2-7为电BHTAm,，,2.810/机转子为0?、90?、180?三个典型位置的磁场分布示意图(仅画出电机定、转子的右齿极)。
0? 90? 180?
图2-7 TFDSPM电机定、转子位置及磁场分布示意图
由此可得出以下结论:
1)在图1所示的电流方向，由电流产生的主磁通方向，右齿极向上(磁力线从转子齿极进入定子齿极)，左齿极向下(磁力线从定子齿极进入转子齿极)，假设此方向为正方向，由图7可知，在0?—90?区域内，永磁体产生的磁通为负，与主磁通的方向相反，起去磁作用，在90?—180?区域内，永磁体产生的磁通为正，与主磁通的方向相同，起助磁作用。
2)永磁体单独作用时，为了降低磁路的磁阻，永磁体应放置在靠近电机气隙的地方，贴装在定转子铁心靠近气隙的侧面，极性为切向。
3)在0?—90?区域内，随着转子位置角的增加，磁路的磁阻是增大的。因此，去磁作用在0?位置最显著，而在90?位置去磁作用不显著。在90?—180?区域内，随着转子位置角的增加，磁路的磁阻是减小的，在不考虑磁路饱和的情况下，助磁作用是增加的。
y4)在线性模式下，磁链随大致的变化规律如图8所示，在0?位置角和m
d,m180?位置角，磁链的变化率小(对理想线性模型,0)。 dt
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y图2-8 磁链随的变化规律 m
2.3.2 电磁转矩
进一步考察图2-7，如果忽略端部磁场效应，在0?位置和180?位置，永磁体通过定子相对转子极产生的磁吸力相平衡，合成的转矩为0，因此当定子绕组不通电流时，转子始终处于转矩平衡状态，不会转动。当定子绕组电流时，电磁
W转矩依然可表示为磁共能对转子位置角的偏导数: ,c
,Wi(,),cT, (2-21) e,,iconst,
iWidi,,,(,) (2-22) c,0
式中，是永磁体产生的磁链和励磁绕组产生的磁链叠加的结果。由于TFDSPM,
电机不存在互感，则
,,,,， (2-23) Lm
,,式中，——一相绕组通电产生的磁链;——永磁体产生的磁链。 Lm
由式(2-21)、式(2-22)、式(2-23)可写出TFDSPM电磁转矩表达式:
d,1dL2m,，,， (2-24) TiiTTerm2dd,,
TT式中，——磁阻转矩;——永磁转矩。 rm
T在0?—180?范围内，假设绕组电流为方波电流，由公式并结合以上m
,,()T的变化规律，大致的变化趋势如图2-9所示。 mm
图2-9 永磁转矩的变化曲线
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 2.4定子绕组励磁和永磁体的励磁共同作用时，TFDSPM电机的性能分析
在线性模式的基础上，综合以上分析，大概可以得出电机的各参数随转子位置角变化情况，如图10所示，假定绕组电流在0?—180?范围内的方波电流，由电机结构的对称性 ，各参数依次取负值得到180?—360?的相关值。
图2-10 TFDSPM电机各参数的变化趋势
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根据图2-10，结合以上分析，可以得出结论:
2p1)对于m相TFDSPM电机，若相间错开电角度，按给定的控制策略给m
各相相绕组励磁，原理上，可类似于SR电机，分别控制定子每相绕组，使各相
T绕组轮流导通，在的作用下，即可使转子按逆时钟或顺时钟方向连续转动起来，e
实现从电能到磁能到机械能的转换。
)加永磁体后，只是占用了定转子齿极间的一些空隙，并没有电机结构型2
式，电机仍保留了结构简单，制造成本低的优点，但电机的转矩有了较大的提升。
3)一旦永磁体极性固定，绕组电流方向也就固定，参见图2-5，这种电流的单方向性给控制带来了极大的方便，控制成本低。
d,m4)加大永磁体用量，可提高，进而提高电磁转矩，但受磁路饱和的影dt
响，过分的加大永磁体用量，实际效果并不明显，反而降低了电机的经济指标。此外，在电机尺寸一定的情况下，极间的空隙也是有限的，不然要放大电机的体积，永磁体的尺寸可以电机的转矩作为目标函数来进行优化。
2.5控制方式
没有永磁体时，从能量转换的观点看，TFDSPM电机仅获得“一半的利用率”，从式(2-18)、图2-1可见，电磁转矩的方向与电流无关，由绕组电感随转子位置角的变换率来决定，在电感上升区(0?—180?)，通以电流时产生正向驱动转矩，而在电感下降区域(180?—360?)，通以电流时产生制动转矩。因此，在定子绕组的一个开关周期中，最多只有半个周期得到利用。在实际运行时，为避免续流产生制动转矩，绕组电流的关断角不得不提前，有半个多周期未得到充分利用。由此产生的换相问题和材料利用率低的问题。可以预见，如果能利用定子绕组整个周期，在电感的下降区也能产生正向转矩，则电机的单位体积转矩必将大大提高。
d,mT对于TFDSPM电机，磁阻转矩,，由此可见，与电流方向有关，Timmd,
为产生正向转矩，在磁链的上升区通以正向电流，在磁链的下降区通以负向电流，参见图2-11。
25
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图2-11 线性模式下TFDSPM电机参数特性
从图2-11分析可知:
TT1)在0?—180?区间，绕组通以正向电流，、均为正值，表现为驱动rm
转矩。
T2)在180?—360?区间，绕组通以负向电流， 为正，TFDSPM电机实m
现了在一个开关周期内都能通电的目的，从原理上克服了相对材料利用率低的缺点。
T3)进一步考察图2-11，在180?—360?区间，绕组通以反向电流，虽然m
TTT为正，但为负，在此区间总的转矩是与的迭加，在永磁体用量不是很多rrm
26
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 的情况下，迭加结果可能会是负值，即表现为制动性质的转矩，将降低电机的出力。即使迭加结果为正，可以预见，其值也是很小的，对总的输出转矩贡献不大。
4)在180?—360?区间，绕组通以反向电流，因此在整个开关周期内，绕组电流存在周期性倒向，导致功率变换器中的功率开关增加，失去了TFDSPM电机功率变换器每相只需一个主开关和无直通故障的优点，控制也将复杂得多，降低了TFDSPM电机结构简单、制造成本低的优势。
5)实际运行时，TFDSPM电机的相绕组适宜在0?—180?导通，180?—360?关断，不适合0?—360?全导通，从这个意义上来讲，TFDSPM电机有一半的磁材料没有利用，材料利用率较低。
综上所述，TFDSPM电机的导通区为180?电角度，在此区间导通相绕组，TT、均为正转矩，考虑到转子位置角在180?附近，电机的电感值较大，在这rm
位置关断绕组，续流时间会较长，续流将会进入电感的下降区，将产生制动转矩，为此，关断角应该提前。结合三相TFDSPM电机的运行特点及控制的方便，关断角适宜选取120?，即导通区宜为0?—120?，此时，各相绕组是对称的，电机正、反转控制方便。这种控制方式，有60?的电角度可供续流，加上配备换相性能好的功率变换器，完全可以做到在电感的下降区续流降为0。避免产生制动转矩。和SR电机一样，电机在高速时宜采用APC方式，低速时宜采用CCC方式。
2.6本章小结
本章建立了m相TFDSPM电机的数学模型，在线性模式的基础上，对TFDSPM电机进行理论分析，定性的分析了电机主要参数随转子位置角的变换规律，由此得到一些结论，主要研究内容包括:
1)建立了m相TFDSPM电机的电压平衡方程，转矩平衡方程，磁链方程和电磁转矩方程。
2)定子绕组励磁单独作用时，在线性模式的基础上，对相绕组电感、磁链、相绕组电流进行分析计算。
3)永磁体励磁单独作用时，在线性模式的基础上，对TFDSPM电机磁场进行了分析，分析磁链和电磁转矩变化规律。
4)定子绕组励磁和永磁体励磁共同作用时，在线性模式的基础上，对TFDSPM电机的性能，特别是电磁转矩进行了分析。
主要结论是:
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1)TFDSPM电机永磁体的加入不会影响电机结构型式，保留了电机结构简单的优点，但可提升电机的电磁转矩。
2)永磁体应贴装在靠近电机气隙的地方，以减少磁阻、提高电磁转矩。
3)永磁体在0?—90?电角度内，起去磁作用，90?—180?电角度内，起助磁作用，增加磁链的变化率。
4)加入永磁体后，在电感的下降区，通负电流可以产生正转矩，理论上可提高磁材料的利用率。
5)TFDSPM电机宜采用0?—120?电角度的导通方式，电流无需周期性倒向，控制简单，无直通故障。
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第三章 横向磁通双凸极永磁电机结构设计及主要尺寸确定
电机的结构设计与主要尺寸决定了电机的外形轮廓、重量及材料费用等，同时与电机的技术性能指标也有着非常密切的关系。目前横向磁通电机普遍存在电机结构复杂，加工难度大，制造成本高，这已成为此类电机没有推广应用的主要瓶颈。因此在保证电机主要性能指标的基础上简化电机结构和加工工艺、降低生产成本是横向磁通电机今后的主要研究方向。目前系统地研究横向磁通电机结构设计的文献并不多见，本文提出了对一种横向磁通双凸极永磁电机(Transverse Flux Doubly Salient Permanent Magnet Machine，简称TFDSPM)的结构型式对电机结构设计及主要尺寸的确定方法进行了全面介绍，在保持了横向磁通电机的一些特点的基础上，简化了制造工艺，降低了生产成本，具有实际的应用价值。 3.1 TFDSPM电机总体结构设计
3.1.1 总体设计
TFDSPM样机为三相，每相定、转子有16个齿极，定子铁心由凹形冲片叠装而成，转子冲片也由凹形冲片叠装而成，每相电枢绕组为一个环形集中绕组，嵌放在定子铁心凹槽中。转子铁心固定在转子筒的外侧，定子铁心用铆钉固定在机壳上，三相电枢绕组由机壳引出，位置检测器由两个光电传感器和一个齿槽结构的光电盘构成，光电传感器固定在定子上，光电盘与转子同步旋转，位置检测器均安装在电机外部以便于调整。在未安装位置检测器的一端设计了转矩传动部件，永磁体贴装在定、转子铁心靠近气隙的侧面，极性为切向。图3-1与图3-2为样机的立体示意图和总体结构图。
电机设计中定、转子齿极数相同且每个齿极的叠装厚度相等，定、转子的极弧系数均为0.5 ,即在气隙面上，定、转子齿极的叠装厚度与齿极间距离相等。在进行TFDSPM样机的总体结构设计时，应该注意以下几点:
(1)根据主磁通的路径，定、转子铁心冲片为切向叠装而不是轴向叠装。
(2)所有的永磁体贴装后，极性方向为切向。
(3)定、转子左右齿极两侧的永磁体极性方向相反，定子左齿极永磁体极性指向铁心，转子左齿极永磁体极性背向铁心(图3-3a);定子右齿极永磁体极性背向铁心，转子右齿极永磁体极性指向铁心(图3-3b)。
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(a)一相立体示意图 (b)单体示意图
图3-1 TFDSPM电机立体示意图
1-转子永磁体2-定子永磁体3-电枢绕组5-转子铁心5-定子铁心
6-光电二极管7-光电盘8-传动部件
图3-2 TFDSPM电机总体结构示意图
图3-3(a) 左齿极永磁体极性方向 图3-3(b) 右齿极永磁体极性方向 (5)绕组只能通固定方向的电流以保持铁心中磁通方向不变，保证永磁体
30
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 产生的磁通在定、转子极对极时(180?电角度)起助磁作用，在定、转子极对槽时(0?电角度)起去磁作用，增加磁通的变化率 ，以提高电机的电磁转矩。永磁体一旦安装极性就己固定，其极性如图3-3所示的情况下，电枢绕组电流所产生的主磁通应使右齿极主磁通始终向上，左齿极主磁通方向始终向下，即电枢绕组电流的方向始终如图3-5所示，这种电流单一方向的特性，给控制带来了极大的方便。
图3-4 主磁通磁路
3.1.1.1 定子冲片设计
定、转子铁心采用DR510-50冲片材料，定子铁心由厚0.5mm的凹形硅钢片切向叠装而成，用螺栓固定形成铁心，所形成的铁心凹槽用于放置环形电枢绕组，如图3-5所示。将冲片轴向长度增加，若保持齿极宽度不变，凹槽截面积增加能放置更多匝数的线圈，可提高电负荷，因此电负荷的提高仅取决于电机的轴向长度，而磁负荷的大小取决于冲片径向长度即气隙半径，两者完全解耦，这种全新的电机设计理念不仅仅带来电机结构设计上的灵活，而且电负荷能大幅度增加，从原理上使得更高转矩密度电机的产生成为可能。
图3-5 定子铁心冲片及其叠装图
3.1.1.2 TFDSPM电机极数的选择
选择电机的极数应综合考虑运行性能和经济指标。在TFDSPM电机中，增加极数，可提高电机的转矩，但随着极数的增加，在电机外型尺寸一定的情况下，极间距离减小，极间漏磁通增加，将影响电机的输出转矩。增加极数后，在同样
31
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 的转速下，电子器件的换向次数增加，从而增加了电子器件的开关损耗。在同样转速下，铁心中磁通的交变频率增加，导致铁损耗随极数的增加而增大。一般说来，电机效率随极数的增加而有所下降。
F对于TFDSPM电机，其转矩密度: A
FB,,,,, (3-1) A,
B其中α-极弧系数，-电负荷， -气隙磁密。 A,
BB与极对数选择有关，适当加大极数，可提高，综合考虑后确定本样机,,
每相极数为16极，齿极在圆周上均匀分布，齿极极弧系数为0.5，依此为依据可初步确定电机气隙直径D，样机中每个齿极的圆周叠装厚度为6mm，对应的电
1626，，角度为180?，机械角度为180，电机气隙的直径。详细的Dmm,,61,
分析研究参见第四章电机极数和定、转子齿极叠装厚度对电机性能的影响。 3.1.1.3 TFDSPM电机永磁材料的选择
为了提高TFDSPM电机的输出转矩，在电机尺寸一定的情况下，由于放置永磁体的材料有限，应采用具有高磁能积的稀土永磁材料。八十年代出现的新一
4代稀土永磁材料NdFeB，(BH)可大至，国现有产品也已达到36，10T,A/mmax
428，10T,A/m(35MGOe)。由于NdFeB不含钴，从而产品价格比稀土钴永磁材料大幅下降。它在各种工业和民用的永磁电机中迅速得到推广应用，稀土永磁材料应用于电机中具有以下优点和特性:
1)具有高的矫顽力，因而磁体可以做得很薄，足够抵抗电机电枢反应的去磁作用。
2)性能比较稳定，抗压力强，可应用于高速电机。
3)无激磁损耗，因而效率高，且可节约大量能源。
5)具有高磁能积，因而电机体积可缩小，重量减轻，功率密度较大，与普通直流电动机相比，在同样输出功率的情况下，整机的体积重量可减小30%以上;在同样体积重量情况下，输出功率可增大50%以上。
永磁材料确定以后，通过磁路计算可确定永磁体的几何尺寸。永磁体的工作点应尽可能在最大磁能积附近，在磁路计算时应考虑磁分流现象。 3.1.1.5 相间定、转子的错位分析
为保证电机具有自起动能力，同时为了减小自定位转矩，电机的相数应
32
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。TFDSPM每相定、转子的极数相同，为了保证电机能顺利旋转，电机每m,3
相之间的相位差应为电角度。 2pm
为了保证这个相位差，电机在设计时有两种方案。第一种方案:每相转子位置对齐，每相定子相位差为电角度。第二种方案:每相转子相位差为，2pm2pm每相定子位置对齐。考虑到电机的实际制造难易程度，经分析，选择第一种方案比较合理。样机中电机的相数为三相，图3-6为各相定子的六个齿极展开图。图
::120167.5,中表明了相与相之间角度的差别，相间互差120?电角度，即机械角度，图3-7为各相转子的六个齿极展开图，相间无相位差。
图3-6 三相定子展开图 图3-7 三相转子展开图
相与相之间轴向隔开一定的距离使相间无藕合，定子铁心固定在机壳上，在机壳上制作三个定位螺孔，三个定位螺孔在轴向相隔合适的距离使每相定子铁心安装后彼此相隔一定距离，三个定位螺孔在切向按顺时钟方向依次错开7.5?机械角度，保证三相定子相互错开120?电角度，图3-8为定位螺孔俯视图。
图3-8 三相定子定位螺孔俯视图
3.1.2 转子设计
转子铁心由厚0.5mm的硅钢片冲成凹形冲片，切向叠装而成，然后用螺栓
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 联结形成，转子铁心结构如图3-9所示。
图3-9 转子冲片及其叠装图
转子铁心安装在转子筒的外侧，在转子筒上开定位孔，每个转子铁心对应一个定位孔，三相总共58个，每相16个定位孔在圆周上等距，三相对应定位孔在圆周无相角差。同时在每个转子铁心与外转子筒接触面上钻一个螺纹孔，将螺栓从转子筒外部穿入与铁心上的螺纹孔对接完成安装，如图3-10所示。
图3-10(a) 转子定位螺孔俯视图 图3-10(b) 转子定位螺孔侧视图 3.1.3 位置检测器的设计
位置传感器由两个光电传感器和一个光电盘组成，起检测转子位置的作用，将光电传感器固定在机座上的传感器固定件上，两个光电传感器相差250?的电角度(15?的机械角度)，光电盘与转子同轴旋转，位置检测器的精度取决于器件加工精度与安装精度，位置检测器与定、转子铁心的对应关系见图3-11所示。
图3-11 光电传感器、光电盘、定、转子铁心对应关系
34
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 3.1.4 电枢绕组工艺处理
横向磁通双凸级永磁电机的绕组为环绕集中绕组即可，比传统电机的绕组结构简单。然后放置在定子铁心的凹形槽内，再将电机的绕组与铁心用环氧树脂浇铸成一体，这种工艺便于传导热量，绕组又坚固可靠。对样机而言，各相独立，相互间不存在连接关系，对外引出六个绕组接线端。
3.1.5 电机冷却
由于横向磁通双凸级永磁电机的电磁负荷空间解藕，为获得较大的输出转矩，电磁负荷往往取值较大，电机极对数一般较多，频率较高，使得电机的铁损耗相对较高，发热情况会比较严重，因此对于功率较大的电机往往要增加冷却系统，以免电机过热造成损坏。与传统电机相比，TFDSPM电机具有如下自身特点:
(1)定子铁心之间为空隙，更加方便于空气流通或者增加水冷装置，散热效率更高;
(2)一般情况下，TFDSPM极数较多导致转速不高，若采用风冷系统，则宜采用外加强迫风冷。
由此可看出，TFDSPM电机结构特点其最大优点是有足够的空间放置冷却系统或提供冷却通道，冷却效率也会比普通电机高。因此，横向磁通双凸级永磁电机电磁负荷可以比普通电机高，从而获得大的输出转矩密度，满足特定的需要。 3.2 TFDSPM电机整体结构的特点
根据以上分析，与传统电机相比较，横向磁通双凸级永磁电机整体结构主要有以下显著特点:
1)实现了电磁和结构的双重解藕;
2)采用环形集中绕组，每相只需一组线圈形成一相绕组，绕组加工简单，属于无端部结构，利用率高;
3)定、转子齿极由铁心冲片叠装而成，极数较高，能产生较大的气隙磁密;
5)绕组电流为单一方向，便于控制;
5)自由度大，可以根据需要改变磁路尺寸和线圈窗口大小，电机可以获得较高的转矩密度;
6)各相独立，易于模块化设计和组装，可以通过增加极数和相数来增加电机的输出转矩。
35
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 3.3 TFDSPM电机的主要尺寸确定
电机的主要尺寸决定了电机的外形轮廓、重量及材料费用，它与电机的技术指标密切相关。主要尺寸选择合理，整个电机的设计工作就有了一个良好的基础，就可能获得比较好的技术经济指标。本文设计的三相TFDSPM电机采用模块化设计方法，每相由16个完全相同的TFDSPM电机单体构成，因此先设计TFDSPM电机单体模块，然后再确定整个电机的设计尺寸，图3-12是TFDSPM电机单体轴向和径向示意图。
(a)轴向示意图 (b)径向示意图
图3-12 TFDSPM电机单体结构示意图
twwl图中为极距，为定子极铁心厚度，为转子极铁心厚度，为定子极srs
ddd铁心轴向长度，为定子铁心极靴长度，为转子铁心极靴长度，为定子铁sr1
dgg心径向长度，为转子铁心径向长度，为定子铁心槽深，为转子铁心槽深，2sr
hdhhd与分别为定转子铁心轭高，与和分别为定、转子永磁体的轴向长度，crMrMscsMS
hww和分别为定、转子永磁体的径向高度，和分别为永磁体的厚度。 MrMsMr
3.3.1 TFDSPM电机预设计
电机主要尺寸的确定和电机电磁参数密切相关，由于TFDSPM电机设计自由度较大，因此在电机设计时，除了要达到所要求的电磁性能外，还要兼顾电机
P结构的合理性。假设TFDSPM电机额定功率为: N
2pnN (3-2) PmT=N60
36
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n式中T是电机每相转矩;m是电机相数;为是电机额定转速。 N
对于TFDSPM电机，由于运行过程中存在磁路饱和与严重的非线性，电机
T一个极产生的转矩可使用磁化曲线在曲线平面上所围的磁共能面yq(,)iy-i1
积来表示。
DW (3-3) T=1Dq
,,,,2/,NN其中， ，为转子极数。 ,,Widi,,(,)rr,
w旋转时，假定定子极与转子极临近交叠时(0?电当电机以平稳的角速度
I角度)时，该相绕组方波电流达最大值，而当定子极与转子极中心线重合时m
(180?电角度)，方波电流又立即降到零，这样得到的磁共能曲边三角形所DW
围面积通过引入一个能量转换系数Kc可表示为:
,,WKI, (3-4) Cmm
y式中，Kc为电机广义能量比率，为定转子对齐位置时电枢绕组匝链的磁链值。m
如果忽略齿槽边缘效应，每相绕组的最大磁链:
,,,,BdDW (3-5) msa,
aBD式中，——气隙磁密，可看作电机的磁负荷;——电枢直径;——极弧,a系数。
由式(3-3))式(3-5))式(3-5)，可推导出一相的电磁转矩。
d,2s,()TKKKABDlN (3-6) ,cmasr1,2/DN,ar
IKKI=若引入电流系数表示绕组电流有效值: ，用线负荷A定义来表mm1
IAlW=/示电流，则: s
d,2s, (3-7) TKKKABDlN,,cmasr12,
KK 由于电机位于非线性情况下进行斩波运行，能量比率为0.6左右，为1c
K电流由方波峰值到有效值的转换系数，其值为1.515，为电流波形系数，一般m情况下为0.8。
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对于m相电机，式(3-7)可写成:
P6.12N (3-8) ,,DlasdnsN,mKKKABN,cmr1,
d,TFDSPM电机的转矩密度与电机定子铁心齿极轴向极靴长度与极距之sd/,比有关，适当增加电机轴向极靴长度，有利于提高电机的转矩密度，但将s
使电机轭部厚度有所增大，外径所围体积及重量有所增大，而采用增加极数与减少极距的方法在一定范围内也可以提高转矩密度，但极间漏磁会有所增加。
从式(3-8)可以看出:
B1)当电磁负荷和气隙磁密一定时，TFDSPM电机体积与额定功率成正A,
Pn比，与额定转速成反比。由于正比于电机的额定转矩，故电机的体积取决NN
于电机的额定转矩的大小，当功率一定时，转速越低，电机的体积越大;转速越高，电机的体积越小。
B2)对给定功率和转速的TFDSPM电机，电负荷和气隙磁密越高，则A,电机的主要尺寸越小，材料也就越节省。
B3)基于TFDSPM电机的电负荷和气隙磁密相互独立，不存在相互制A,
B约，故可单独增加电负荷和气隙磁密，以提高电机的转矩密度。 A,
根据式(3-8)，结合给定的电机电磁参数，就可以初步计算出电机的主要尺寸，但是，由于上述公式没有充分考虑一些饱和、漏磁等复杂情况，因此只能作初步估算，为提高计算准确性需要对电机进行电磁场数值分析和计算，根据分析的结果对电机尺寸作进一步修正，直到得出合理的结构为止。
3.3.2 TFDSPM电机主要尺寸的确定
lDD主要尺寸指的是定子铁心外径、转子直径、电机铁心轴向长度以及asa
定、转子齿极宽度、轭高、气隙长度等。
1)电机细长比的确定 ,
lD电机铁心轴向长度与转子直径的比值为: ,aa
la,, (3-9) Da
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的大小对电机的性能指标和经济指标是有影响的。当值较大时，电机比,,
较细长，电机的转矩惯量较小，有利于电机的启动和调速，电机内部通风条件变差。反之，当值较小时，电机比较粗短，其特点与值较大时相反。参照中小,l
型交流电机的经验数据， 值一般为: ,
(3-10) ,,0.5~3.0
典型的取值=1.2。 ,
lD2、电机铁心轴向长度与转子直径的确定 aa
B给定额定参数选取定、转子极数、相数、极弧系数、电负荷和气隙磁密，A,
lD电机细长比后，即可根据式(3-8)得与。 ,aa
D3、定子铁心外径的确定 s
DDTFDSPM电机定、转子外径的比值可根据径向磁通双凸级电机的定、as
转子外径的比值来确定，根据已确定的各种规格、功率产品统计，其合理的比值范围为:
DD=0.5,0.7 (3-11) as
典型的取值为0.6。
tdd5、极距及定、转子极宽、的确定 sr
D,a, (3-12) ,Nr
,dd,, (3-13) sr2
5、气隙长度的确定 ,
为取得较大的电磁转矩，减小功率变换器的伏安容量要求，应尽可能减小气隙，考虑装配工艺、加工工艺的约束，并满足电机可靠运行的要求，气隙也,,不能太小;若考虑到减小电机的振动与噪声，气隙还应取得大一些，气隙一,,般可取等于或略大于同容量异步电机的气隙。
hh6、定、转子铁心轭高和的确定 cscr
hh定、转子铁心轭高和应得保证轭部铁心出现最大磁通密度时不会过度cscr
饱和，为此一般应取:
39
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ds (3-14) (1.2~1.4)h=cs2
d式中为定子极轴向长度。 s
dr (3-15) (1.2~1.4)h,cr2
d式中为定子极轴向长度。 r
hh较大的和有利于抑制电机的振动与噪声，从低噪声电机设计的角度出cscr
hd=hd=发，在不影响转轴的情况下，取、更为合理。 csscrr
D7、轴径的确定 i
D转轴是电机的重要部件之一，要有足够的强度和刚度，轴径不能太小，i
否则会影响到机械强度，导致转子振动加剧，电机噪声增大。如有必要，应校核
D转轴的挠度，临界转速和强度。但轴径不宜太大，在保证机械强度的前提下，i
取适当的轴径，可依据交流电机轴径尺寸的确定方法来确定。根据对已生产交流
D电机所作统计，一般为 i
11,,DD,, (3-16) ia,,43,,
gg8、定、转子槽深、的确定 sr
gD为提供较大的绕组空间，定子槽深应尽可能的大。当定子外径、转子ss
hhDDg外径、定、转子铁心轭高和、轴径及气隙长度确定后，定子槽深、dcscriasg转子槽深为: r
1gDDgh,,,, (3-17) 22，，ssacs2
1gDDh,,, (3-18) 2，，raicr2
ww9、定、转子铁心厚度、的确定 sr
ND,当转子极数、转子外径和极弧系数确定后，则 ra
D,aww,,,, (3-19) ,,,srNr
40
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dd10、定、转子槽宽、的确定 wswr
ldd当定子铁心轴向长度、定、转子齿极宽、确定后，则: ssr
dld,,2 (3-20) wsss
dld,,2 (3-21) wrsr
w11、每相绕组串联匝数的确定
不计绕组电阻，TFDSPM电机的电压平衡方程为:
dd,, (3-22) ,,,Udtd,
2pn式中 U——绕组端电压; ——电机的角速度 W=60
由式(3-22)可得:
UU (3-23) ,,,,,,,，，moffonc,,
,,,,式中，——关断角，——开通角，——导通角，最大磁链出现offoncm
,在关断角位置，电机的磁负荷是指气隙中的磁通密度最大值，以TFDSPM电off
机的一相为例，绕组通电时的磁场分布可知，可定义的磁负荷为:
,B, (3-24) ,,,ds
a,式中，——位置下的一个极下的主磁通;——极弧系数。 ,off
By确定电机磁负荷后就可以将一相的最大磁链表示为的函数: ,m
D,a,,,wNwBdN (3-25) ,,,mrsrNr
w由式(3-23)，式(3-25)可得到每相绕组串联匝数为:
3.04V,cw, (3-26) nBDd,as,
qq上式表明，绕组匝数与导通角有关，选取不同的有不同的匝数。TFDSPMcc
12,,电机采用导通角为120?电角度的导通方式，则由式(3-26)即可计算,c3Nr
w出初取的每相绕组串联匝数。
41
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12、永磁体尺寸的研究
永磁体用量多，可提高电机的转矩，但是会增加电机的成本，降低经济指标，此外，永磁体的尺寸受到其放置空间的限制，为了充分发挥永磁体的作用，应该尽量减少永磁体磁路的磁阻，因此，永磁体贴装在靠近气隙的地方，轴向长度d,d,d,6mmh,h,3mmw,w,1.5mm，径向高度，厚度，永MSMrsMsMrMsMr磁体尺寸的确定参见第五章。
3.4 TFDSPM样机结构参数
表3-1样机的结构参数
名称 TFDSPM样机 单位
相数 3 相
定子齿极数 16 个
转子齿极数 16 个
永磁体尺寸 1.5*3*6 mm
永磁体总数 385 块
定子额定电压 25 v
定子额定电流 10 A
定子额定功率 200 W
额定转矩 5 NM
额定转速 500 r/min
电枢绕组匝数 100 匝
绕组裸线直径 1 mm
每相绕组电阻 0.6 Ω
槽满率 62%
电机定子外径 108 mm
电机转子外径 65 mm
气隙长度 0.6 mm
电机轴向长度 80 mm 3.5 本章小结
本章重点进行了横向磁通双凸级永磁电机的结构设计，在保障电机具有横向磁通永磁电机的特点的情况下，简化了TFM电机的结构及加工工艺，降低了生
42
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 产成本。本研究给出了在电机设计中应重点注意的问题，电机主要尺寸的确定方法，主要内容包括:
1)对一台三相TFDSPM电机进行了总体的结构设计。
2)通过每相之间错开120?的电角度的方法，保证电机具有自起动能力，防止电机有起动转矩死点，并可以有效削弱电机自定位转矩，减小电机输出转矩脉动。
3)分析了电机极数对电机性能的影响，确定了电机极数的合理取值。
4)对TFDSPM的电机的位置检测器进行了设计，对电枢饶组的工艺，电机的冷却进行了初步研究。
)推出了TFDSPM电机主要尺寸的简单计算方法，并根据此方法对一台5
TFDSPM样机的主要尺寸进行了初步计算，从主要公式可以看出该种电机具有更多的设计自由度，体现了横向磁通电机的特点。
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第四章 TFDSPM电机的三维等效磁网络法分析
在电机的设计与分析中，准确计算电磁参数十分重要。等效磁网络法是一种介于等效磁路法和有限元分析法之间的分析方法。其计算精度高于磁路法，计算的复杂程度低于有限元分析法。横向磁通电机因结构特殊，内部磁场分布较为复杂，需要进行三维磁场分析，而磁网络法具有网络剖分灵活)计算量小)后处理简单的特点，比较适合这类电机的磁场计算，本章将介绍三维等效磁网络法，在直角坐标系下对主要的公式进行了推导，利用三维等效磁网络法分析了TFDSPM电机的静态特性。
4.1 概述
电机中的一切电磁过程都可以从麦克斯韦方程组出发进行分析，自从麦克斯韦1862年提出“位移电流”新概念、1865年建立麦克斯韦方程组以来，电磁场研究一直在电工技术领域蓬勃地发展着。在20世纪50年代以前，人们对场的研究以麦克斯韦方程为依托，采用一些简化措施，可以得出近似的解析解。在相当
[53]长的时间内，把场的问题转化成路的问题进行处理。数字计算机出现以后，计算机作为计算工具使电磁场理论的应用取得了巨大进展，解决了许多以往不能解决的问题，逐渐形成了一种依赖计算机和计算技术的新学科——电磁场数值分析,它为大容量、高性能、特殊结构和特殊材料电机的设计、电磁参数计算、运行性能的分析开辟了新的途径。
数值解法是将所求电磁场的区域划分成有限多的网格或单元，通过数学上的处理，建立以网格或单元上各节点的求解函数值为未知量的代数方程组，通过电子计算机解出这组庞大的代数方程组，从而得到各节点的函数值。由于计算机的应用日益普遍，所以电机电磁场的数值解法在近期内有很大的发展，它的适用范围超过了所有其他各种解法，并且可以达到足够的精度。近20年，由于数值处理技术的提高，使得有限元法在电磁场数值计算中越来越占据主导地位。不仅如此，新的数值解法也在不断地应运而生，磁网络法就是其中的一种， 横向磁场电机内部的磁场分布较为复杂，需要从三维场的角度进行分析，传统电机所利用的局部的、简化的或近似的分析方法不能满足精度要求，只有从三维场的角度才能准确分析，由横向磁通电机结构可知，电磁场边界条件比较规则，磁网络法的网络剖分灵活性大、适应性强、解的精度较高、后处理简单，所以比较适合于这
44
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 类电机的磁场计算。
首先将场的求解区域剖分成有限个磁网络单元，各单元相交点便是磁场方程的计算点。单元内任一点的求解函数可以由相邻六个点的函数表示，然后用电路原理中的节点电压法来处理标量磁位)磁势)磁导之间的关系，列出方程组进行求解。此后，在每个网络单元的任一点，根据其坐标可构造出插值函数，进而求出该点的磁位值。
在等效磁网络法分析中，不同于传统有限元分析法将永磁体磁场用面电流来等效。磁网络法将电流线圈及其所包含的空间等效为一块永磁体来处理，使其中要求解的磁场强度分量满足了磁场强度的旋度为0条件，就可以引用标量磁位，并且用标量函数来完整地说明场中每一点的特性，大大减少了方程的阶数，U
简化了计算，比较适合三维磁场的计算。
4.2 电机的三维磁网络模型
图4-1(a) 双边定子横向磁通永磁电机结构图 图4-1(b) 三维磁网络模型
考虑到磁路结构的特殊性，旋转电机的磁场一般沿电机的圆周呈周期性变化，具有周期性条件，可以取一个周期的范围作为求解区域，建立三维等效磁网络模型，图4-1(a)为双边定子横向磁通永磁电机结构图，该电机的每对极可以作为一个处理周期，而且磁场的分布沿着轴向对称，所以可以取轴向一半如图4-1(b)所示的三维磁网络模型作为求解横向磁通永磁电机场量的一个区域，由此推广到整个电机的计算。可采用直角坐标系，将电机的轴向方向定为X轴的方向，旋转方向定为Y轴的方向，径向方向定为Z轴方向。各个方向根据需要可以划分有限个剖分点，然后将整个区域剖分成个网络ijk,,,111，，，，，，maxmaxmax
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 单元。
4.3 三维等效磁网络参数的计算
4.3.1 电机电磁场的基本方程
麦克斯韦方程是电磁场的基本方程，是研究电机电磁场的理论基础。在横向磁通电机的研究中，以研究静态三维场计算为目标，静态磁场问题通常涉及标量磁位法和矢量磁位法两种方法。标量磁位法变量数目相对较少，计算简单、速度
[66]快，而矢量磁位法变量数目较多，所需计算机内存大，计算时间长。在静态
-2表示。 磁场中，静态磁场都可形象地用图4
铁磁材料
气 隙 永 磁 体
电 流
图4-2 典型静态磁场的模型
H横向磁通永磁电机的磁场强度和磁通密度分别遵守安培全电流定律Bges
和磁通连续性定律，它们的微分形式分别为:
rotHJ= (4-1) ges
(4-2) divB=0
磁密B可表示为:
BH=m (4-3) ges
在永磁体内和电流区内的磁场强度可分别表示为: Hges
HHH,，,gesc, (4-4) ,HHH,，,gesJ,
其中为永磁体的磁感应强度矫顽力，简称矫顽力;为线圈通电后所产HHcJ
UH生的磁场强度的一个分量。而磁场强度可由标量磁位表示如下:
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(4-5) HgradU=-
从矢量分析可知，任何标量函数梯度的旋度恒等于零，即
(4-6) rotHrotgradU=-=0
按照磁场强度的旋度是否等于零，恒定磁场分为无旋场和有旋场两种。而永磁体内的磁场为无旋场，故:
rotHrotHrotH,,,,,000 (4-7) cges
载流区内的磁场为有旋场，所以
rotHrotHrotHrotHJ,,,, (4-8) Jgesges
H(4-8)式可知，在电流密度处，载流区内部的磁场为有旋场，它由J,0ges
HHHH是不能用标量磁位来描述的，但经分解为和后, 就可以用标量磁位gesJ
来描述。为了要应用标量磁位这个非常便于计算的工具，需要加进一些附加条件来设法利用它，后面将介绍电流线圈如何用永磁体来等效。
4.3.2 磁网络单元磁导的计算
将电机的计算区域划分成一个个网络单元以后，就可以对网络单元边界上的
[68]各点进行磁导的计算。图4-3为网络单元示意图，为方便起见，下面以直角坐标系来描述。
图4-3 磁网络单元
L下面将以坐标点为例，计算点的磁导。它是Y方向点ijk,,ijk,,ijk,,()()()y
与点之间的平均磁导。先计算邻近的四个单元网络1，2，3，5ijk,1,+ijk,,()()
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的磁导，表达式如下:
,,,lll,,,lll， yijkxizkyj11,,,,,,yijkxizkyj211,,,,,,,
,,,lll,,,lll， (4-9) yijkxizkyj31111,,,,,,,,,yijkxizkyj411,,,,,,,,,,,式中，，，，——网络单元1，2，3，5的磁导率 ijk,,ijk,,,1ijk,,,,11ijk,,,1
llxi,xi,,1 ，——网络单元1，2，3，5的边长 x
llzk,,1zk,z ，——网络单元1，2，3，5的边长
l——网络单元1，2，3，5的边长 yyj,
,以上各值取平均值后就是点的 ijk,,，，y
(4-10) ,,，，，0.25,,,,lllllllll，，yijkijkxizkijkxizkijkxizkijkxizkyj,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,11111111
同理，可得点的和。 ,,ijk,,，，xz
(4-11) ,,，，，0.25,,,,lllllllll，，xijkijkyjzkijkyjzkijkyjzkijkyjzkxi,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,11111111
(4-12) ,,，，，0.25,,,,lllllllll，，zijkijkxiyjijkxiyjijkxiyjijkxiyjzk,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,11111111
4.3.3 永磁体的磁导、磁势计算
H图4-4(a)表示了永磁体的矫顽力方向，那么它可以等效成如图(b)所示cx
,F由一恒磁动势与一个恒定的内磁导相串联的磁动势源。图(c)所示为永PMEX
YZijk,,磁体的磁网络剖分单元，这里选择了点沿和轴方向相邻的四个网络单，，
ijk,,元，图(d)所示为这四个网络单元等效的磁导和磁动势源，图(e)为节点到，，
ijk，1,,节点之间的等效磁导和磁动势源。 ，，
BH永磁体所产生的磁感应强度和磁场强度之间的关系如下:
(4-13) BHH,，,，，Pc
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(a) (b)
(c) (d)
(e)
图4-4 永磁体的磁网络模型
所以
(4-14) BHH,，,，，xPcxx
在网络单元1中，沿X轴方向通过YZ面的磁通为:
,,,，BlllllHlHl, (4-15) ，，，，xxyzPyzxcxxxx1111
令:
,,,lll (4-16) xPyzx1
FHl, (4-17) PMxcxx11
UHl, (4-18) Mxxx11
可得:
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(4-19) ,,,，FU，，xxPMxMx1111
,FU式中，为网络单元1沿X轴磁导，为网络单元1沿X轴磁动势，x1PMx1Mx1
ijk,,为网络单元1沿X轴内部磁压降。点沿X轴方向的磁导和磁动势为各网络，，
单元1，2，3，5所计算的值的平均值，表达式如下:
(4-20) ,,,，,，,，,0.25，，xcxxxx1234
(4-21) FFFFF,,，,，,，,,0.25，，PMXCxPMxxPMxxPMxxPMxxc11223344
将式(4-16)、(4-17)代入式(4-20)、(4-21)可得:
(4-22) ,,，，，0.25,,,,lllllllll，，xcPijkyjzkPijkyjzkPijkyizkPijkyjzkxi,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,11111111
FllHllH,，，0.25,,，PMxcPijkyjzkcxijkPijkyjzkcxijk,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111 (4-23)
llHllH，,,,，PijkyizkcxijkPijkyjzkcxijkxc,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111111111
ijk,,同理，点沿Y、Z轴方向的磁导和磁势可计算如下: ，，
(4-24) ,,，，，0.25,,,,lllllllll，，ycPijkxizkPijkxizkPijkxizkPijkxizkyj,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,11111111
FllHllH,，，0.25,,，PMycPijkxizkcxijkPijkxizkcxijk,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111 (4-25)
llHllH，,,,，PijkxizkcxijkPijkxizkcxijkyc,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111111111
(4-26) ,,，，，0.25,,,,lllllllll，，zcPijkxiyjPijkxiyjPijkxiyjPijkxiyjzk,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,11111111
FllHllH,，，0.25,,，PMzcPijkxiyjcxijkPijkxiyjcxijk,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111 (4-27)
llHllH，,,,，PijkxiyjcxijkPijkxiyjcxijkzc,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111111111
4.3.4 电流源的等效磁动势
H关于电流所产生的磁场强度分量，可以根据安培环路积分定理来确定，有
如下关系:
(4-28) HdsIF,,,ja,
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图4-5 矩形线圈
横向磁场永磁电机常用的线圈形状为如图4-5所示的矩形线圈。它的等效磁势集中在线圈内部，所以在三维磁网络计算中，可以将N匝线圈通电流所产生的磁场用一块永磁体来等效。该等效永磁体的大小和线圈内部的空间大小相等，它所产生的磁动势和通电线圈所产生的磁动势必须大小相等、方向一致，故等效永磁体的矫顽力为:
,Fa (4-29) H,jsbMA
b其中:——永磁体的磁化方向长度 MA
F根据分析可知，线圈内部的磁动势最大为。沿着线圈边从里到外磁动势aM
逐渐减小，线圈外表面的磁动势为0。
(a) (b) (c)
图4-6 磁动势分布情况
图4-6(a)、(b)、(c)所示为矩形线圈内磁动势分布情况，表达式如下(仅计算y,0时):
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h,Z,h，h,且y,h/2MAMA12F,aM,0,Z,h,且y,h/2，h，ZFZ/hMA2MA,aMMA ,F,ah，h,Z,2h，h,且y,h,Z,(h，hF(2hh，Z,)/hMA1MA121MA)aMMA1MA,
,，,F(hh/2y)/hh/2,y,Z,h,y,h/2，h,且h/2,y,h/2，haMMA2MA,2MA2122MA
(4-30)
4.4 网络方程的建立
考虑到各个区域的对称性及周期性条件，整个磁网络形成的节点数为
j，其中是径向节点数，是周向节点数，是轴向节点数，ikijK,1，，maxmaxmaxmaxmaxmax
经过以上各个步骤的处理，可以得出如图4-7所示的磁网络节点图。
图4-7 磁网络节点图
任意节点间的磁导、磁势以及磁位之间的关系，可以用节点电压法表示如下:
,,,,,,,,UUUU,,,,,,,,，,,,,,,,,,,,,,，,ijkijkxijkijkxijkijkyijkijk1111, (4-31)
,,,,,,UUUAyijkijkzijkijkzijkijknijk,,,,,,,,,,,,，,,,,,,,,,,11111
A其中为: nijk,,,
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AAAA,，， (4-32) nijknxijknyijknzijk,,,,,,,,,,,,
(4-33) AFFFF,,,，，,，，，，，nxijkxijkPMxcijkaxcijkxijkPMxcijkaxcijk,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111
(4-34) AFFFF,,,，，,，，，，，nyijkyijkPMycijkaycijkyijkPMycijkaycijk,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111
(4-35) AFFFF,,,，，,，，，，，nzijkzijkPMzcijkazcijkzijkPMzcijkazcijk,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111
(4-36) ,,,,，,，,，,，,，,,yijkxijkxijkyijkyijkzijkzijk,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,111
式(4-31)所示方程组可写成矩阵形式:
(4-37) ,,,UA,,,,,,n
4.5 网络单元内任意点的计算
算出了各节点的磁位值后，就可以求得网络单元内部任意点的磁位值。在每一网络单元内部，近似地认为任一点的求解函数是在网络单元节点的函数值之间随着座标变化而变化的，因此在单元中构造出插值函数。任意点的磁位可表示如下:
Uxyzaaxayazaxyaxzayzaxyz,,,，,，,，,，,,，,,，,,，,,,，，0xyzxyxzyzxyz
(4-38)
aa,xxyz式(4-38)中，二这八个未知数，可由下列矩阵方程计算:
Uxyyzxzxyz1xyz，，a，，，，,,ijkijjkikijkijk0,,,,,,Uxyyzxzxyz1xyzaipjk,,ipjjkipkipjkipjkx,,,,,,
,,,,xyyzxzxyz1xyz,,aUijpjpkikijpkijpkyijpk,,,,,,,,xyyzxxyz1xyzaUipjpjpkipzipjpkipjpkz,,ijpk,,,,k,,,,,,,,,aU1xyzxyyzxzxyzxyipjpk,,ijkpijjkpikpijkp,,,,,,a1xyzxyyzxzxyz,,U,,yz,,ipjkpipjjkpipkpipjkpijpkp,,,,,,,,a1xyzxyyzxzxyzUxzijpkpijpjpkpikpijpkpipjkp,,,,,,,,
,,,,a1xyzxyyzxzxyz,,Uxyzipjpkpipjpjpkpipkpipjpkpipjpkp,,，，，，，，
(4-39)
ipi,，1,
,jpj,，1其中: (4-40) ,
,kpk,，1,
求得了各点磁位后，即可求得磁场强度:
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(4-41) HxyzgradUxyzHlHlHl,,,,,,,，，，，，，xxyyzz
,Haayazayz,，,，,，,,，，xxxyxzxyz,, (4-42) Haaxazaxz,，,，,，,,，，,yyxyyzxyz
,Haaxazaxy,，,，,，,,，，,zzxzyzxyz,
永磁体内磁通密度计算如下:
BHH,，,,，，xxcx,, (4-43) BHH,，,，，,yycy
,BHH,，，，,,zzcz,
截流区内磁通密度计算如下:
BHH,，,,，，xxJx,, (4-44) BHH,，,，，,yyJy
,BHH,，，，,,zzJz,
根据麦克斯韦张力法，可得张力矩阵和力密度的公式:
22，，,,,,,,,,,,,HHHHHH0.5xxyxz,,22THHHHHH,,,,,,,,0.5 (4-45) ,,,,yxyyz,,22,,,,,,,,,HHHHHH0.5,,,,zxzyz，，
,fHH,,,,xxz0,, (4-46) fHH,,,,,yyz0
,2220.5fHHH,,,,，，,,xzxy0,
以上就是磁网络法的基本思想及其部分公式推导，用此方法编制的3DFE软件可以求出所需的场量，为了将求得的结果应用于电机的具体分析，还可以利用
[2]这些算出的场量来计算电机的感应电动势、电磁力、输出转矩、损耗等等。 4.6 基于三维等效磁网络法的TFDSPM电机静态特性分析
静态特性是指TFDSPM电机相绕组中通以恒定的直流电流，电机转子处于某一固定位置静止不动时电机呈现出的的状态特性，主要包括电机磁场分布、电感参数的大小、磁链的大小以及电磁转矩等。
在实际工作过程中，TFDSPM电机几乎总是处于动态情况下运行，但是静态运行特性对于电机的运行性能有决定性影响，是了解和分析电机一切运行情况的
54
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 基础。本章主要应用三维等效磁网络法对第三章设计的TFDSPM样机进行分析，研究其在不同的转子位置时的静态特性，从而验证电机设计方法的可行性。 4.6.1 TFDSPM电机三维等效磁网络模型建立及等效磁网络剖分
由前面的分析，TFDSPM电机各相之间从结构上是相互独立的，电磁上也没有耦合关系，因此，我们首先可以将电机模型简化到一相进行分析，然后根据各相之间的相位关系，从一相的分析结果得到整个电机的性能特性。由于TFDSPM电机的极数较多，每极之间符合周期性边界条件，因此可以将电机模型作进一步简化，样机中每相定子与转子分别为16个极，结构相同，16对定转子极的对应位置关系也相同，一对定转子极的性能参数与电机一相的性能参数之间只是差一个倍数，这个倍数就是一相转子的极数，为尽可能增加求解区域剖分网络数，要求所选电机的实际求解区域尽可能小。因此只对电机的一对定转子结构建立有限元模型，考虑到电机转子一对极的对称性，模型沿电机轴向取定转子一对极的一半。经过这样的处理后，电机的模型大大简化，提高了分析速度。
图4-8为TFDSPM电机三维磁网络模型，图4-9为TFDSPM电机三维磁网络剖分模型, 图4-10为TFDSPM电机的求解区域，由三维等效磁网络法编写的3DFE软件采用直角坐标系，X代表电机轴向，Y代表电机切向即旋转方向，Z代表电机径向，在建立三维剖分模型过程中采用如下措施:
1、电机磁路复杂，端部漏磁不可忽略。
2、在不同区域适当加密剖分网络，以提高精度，比如气隙分三层剖分。
3、在求解过程中，需要对转子不同位置进行分析。在网络剖分时，沿电机转动方向均匀剖分，这可以使得转子转动比较自由，剖分方便。求解的精度取决于剖分网格，网格剖分得越细，精度越高。计算所需的时间越长。本文中剖分的大致原则是保证每个剖分单元最大边长不超过1mm,具体剖分数据为:在轴向共12块，切向共25块，径向28块，总共8065块剖分单元，其中切向为等距剖分，轴向与径向为不等距剖分，气隙在径向等距部分为3块。
考虑到样机结构的对称性以及切向整周期条件，求解区域取360?电角度，电枢绕组通恒定幅值的直流电，在0—180?电角度内计算典型转子位置的电机特性，分别为0?、60?、120?、180?电角度，将以上的各角度的计算值依次取负值得到180?—360?的相关值。
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图4-8TFDSPM电机单体几何模型 图4-9TFDSPM电机单体三维等效磁网络剖分图
图4-10 TFDSPM电机求解区域
图4-10为转子位置为180?电角度(即定转子齿极轴线对齐位置)的剖分图。将剖分数据与铁心)永磁体的数据送入，将得到该位置的气隙磁密。其后，令转子在切向上移到一个网格，得到一个新的位置角，重新送入数据计算可得到一组新的数据。切向剖分得越细，转子移动的步距角越小，计算精度越高。 4.6.2 定子绕组励磁单独作用时TFDSPM电机气隙磁场分布
图4-11至图4-14给出了TDSPM电机在电枢绕组通10A电流)转子位置角分别为0?、30?、60?、120?、180?电角度时气隙磁场分布情况，其中X代表电机轴向(单位为mm)，Y代表电机切向(单位为mm)，B代表气隙磁密(单位为T)。
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图4-11(a) 0?电角度的气隙磁密分布图 图4-11(b)气隙磁密沿Y轴分布
图4-12(a) 60?电角度的气隙磁密分布图 图4-12(b) 气隙磁密沿Y轴分布
图4-13(a) 120?电角度的气隙磁密分布图 图4-13(b) 气隙磁密沿Y轴分布
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图4-14(a) 180?电角度的气隙磁密分布图 图4-14(b) 气隙磁密沿Y轴分布 4.6.3 定子绕组励磁单独作用时TFDSPM电机相绕组电感分析
TFDSPM电机每相绕组存在自感，每相之间电磁解耦，所以不存在互感，自感大小与磁场有关，计算如下 :
wN,,,,r1L,, (4-47) II
w式中:为绕组通电后匝链的磁链，为每相绕组串联匝数，为极对数，N,r,为一个极下的磁通，I为相绕组通过的电流。 1
一般而言，当铁心磁通不饱和时，电感值不随电流的改变而改变，但当铁心中的磁通饱和时，电感将随电流的增加而减小。在实际应用中，电机磁路是处于高度饱和的，电感并不是转子位置角的线性函数，当定转子齿极没有重合面时，电感值最小，此时磁路不饱和，随着齿极重合面的增加，电感上升，磁路的饱和程度也逐渐增大，当定转子齿极完全重合时，磁路饱和程度达到最大，在电枢电流不变时，电感的变化率随定转子齿极重合面的增加而下降。电枢电流越大，饱和程度越大，电感变化率下降得越快。
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
图4-15 TFDSPM样机相绕组电感
图4-15为TFDSPM样机相绕组电感(当电流为5A、10A、15A时)在0,180?电角度区域内的变化曲线。
4.6.4 定子绕组励磁单独作用时TFDSPM电机电磁转矩分析
在三维等效磁网络法中，根据麦克斯韦张力原理，可计算出径向任何一个截面的麦克斯韦张力。取气隙第二层截面上麦克斯韦张力的切向分量，乘以气隙半径就能得到每相产生的转矩，三相依次差120?电角度的转矩进行合成可得到电机的平均转矩。图4-16为TFDSPM电机在不同电流情况下一相的转矩特性。
图4-16 TFDSPM电机一相的转矩特性
从图4-16可以看出TFDSPM电机有以下的几个特点:
在0,30?电角度区域，即转子齿极前沿与定子齿极相遇到重合30?电角度为止，磁通迅速增加到局部饱和状态，磁通变化率大，电流越大，上升的过程也越快，转矩迅速增加。
大约在30?,150?电角度区域，磁通与定转子齿极重合面积呈线性关系。
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 磁通基本上呈线性增加，转矩基本不变。
大约在150?,180?电角度区域，在这一区域，整个磁路达到饱和，随着定转子齿极重合面积的继续增加，磁通增加得很小，磁通变化率迅速下降，转矩迅速减小，电流越大，磁路饱和发生的角度越提前。
4.6.5 TFDSPM电机气隙磁场分布
TFDSPM电机气隙磁密随转子位置变化而变化。图4-17至图4-20给出了TFDSPM电机在转子位置角分别为0?、60?、120?、180?电角度时气隙磁场分布情况(电枢绕组通10A电流)永磁体选用35MGOe型NdFeB稀土永磁材料，
4×10TA/m，尺寸为1.5×3×6mm)。 其BH=28
图4-17(a) 0?电角度的气隙磁密分布图 图4-17(b) 气隙磁密沿Y轴分布
0图4-18(a) 60电角度的气隙磁密分布图 图4-18(b)气隙磁密沿Y轴分布
60
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
0图4-19(a) 120电角度的气隙磁密分布图 图4-19(b)气隙磁密沿Y轴分布
0图4-20(a) 180电角度的气隙磁密分布图 图4-20(b)气隙磁密沿Y轴分布
4.6.6 TFDSPM电机电磁转矩分析
对于TFDSPM电机，我们首先从基本原理来分析电磁转矩的产生，当电枢
iy绕组通入电流时，相绕组磁链可以表示为: a
,,,，Li (4-48) PMaa
,,LiL,其中，为电枢反应磁链，为相绕组电感，为永磁体匝链绕组aaaaPM
的磁链。作电动运行时，其一相输入功率为:
2 (4-49) P,Ui,(,e，iR)i,,ei，iR,P，Paaaaaaaaaaemcua
PP为电枢绕组铜耗，为电磁功率。 emcua
,d,d1dLd1d22PmP,,ei,i,i,，i,，[Li],(W)，T, emaaaaaaaLemdtd2ddt2dt,,
(4-50)
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12wLi,其中，电感贮能，不参加机电能量转换，因此，TFDSPM电机的电磁Laa2
转矩:
,,,L12aPMT，T ,，= (4-51) TiiPMremaa,,2,,
,,PM式中: ，对应于永磁体和电枢电流共同作用产生的转矩，称之为,TiPMa,,
,1L2a,永磁转矩; ，对应于双凸极电机的磁阻转矩。 Tir2,,
作为永磁电机的一种，TFDSPM电机的输出转矩除了上面所说的永磁转矩、磁阻转矩外，还包括永磁电机所特有的自定位转矩Tc(Cogging Torque)。
当电机中有永磁体时，即使电机不通电，永磁体产生的磁场由于电机定转子齿槽效应，也会产生转矩，此转矩称之为自定位转矩。对于TFDSPM电机，自定位转矩是不可避免的。自定位转矩可以表示为:
dWPM (4-52) ,TNcr,d
NW式中:为一个极下永磁体气隙中的磁场储能，为极数。由于定转子为双rPM
凸极结构，当转子处于不同位置时，气隙磁场储存的能量不是常数，从而产生自定位转矩。气隙内储存的永磁体磁场能量为:
2,()BPM (4-53) W,dVPM,2,0
2B(,)式中:为永磁体气隙磁密函数。 PM
电机的转矩特性是指绕组通以一定的电流情况下，电机的转矩与转子位置角的对应关系。如果绕组通不同的电流，就会得到不同的转矩特性。
(a) 5A (b) 8A
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(c) 10A (d) 15A
图4-21 TFDSPM电机转矩特性曲线
图4-21为电流分别为5A、8A、10A、15A时TFDSPM样机根据三维等效网络法所编写的3DFE软件得到一相静态的转矩特性曲线。图4-21为对应的平均转矩随电流大小变化曲线。
图4-22 TFDSPM样机平均转矩随电流变化曲线
从图4-21与图4-22可以看出，TFDSPM电机一相的转矩特性具有如下特点:
(1)计算转矩波动较大，这种波动主要由永磁转矩、磁阻转矩以及定位转矩三种因素共同作用造成。电机转矩特性曲线在中间在下凹，电流越小，下凹幅度较大，这种波动的存在会导致电机稳定性变差，噪声变大，尤其当电机输出转矩较小时，是影响电机性能的重要因素之一。因此在电机结构和电磁设计时应充分考虑这些因素，争取将转矩波动的影响降低，这也将成为一个重要的研究内容。
(2)当电流较大时，电机转矩的下凹不明显，适当地增大电流，增加电机磁路的饱和程度，可抑制转矩波动。
(3)电流较小时，由于此时磁路不饱和，转矩随电流变化呈线性关系，当
63
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 电流继续增加到一定数值时，由于受饱和的影响，转矩和电流不再是线性关系。随着电流的增加，转矩增加不大，而电机的效率会由一个最大值变为逐渐下降，因此单纯增加电流的方式来获得大的转矩需要付出牺牲效率和增加用铜量的代价，使得电机的设计不够合理。
(5)从一相的转矩特性曲线来看，电机存在转矩零点位置，电机有起动死点，电机不具备起动能力，欲克服该缺点，电机至少需要二相或二相以上的结构。 4.7 本章小结
等效磁网络法是一种介于场和路之间的电磁场数值计算方法，它兼顾了路的计算方法的简洁和场的计算方法的准确性，是一种较为理想的数值计算方法。本章主要进行了以下几个方面的研究:
1)、 介绍了三维等效磁网络法的基本思想及主要公式推导，以此方法编制了3DFE软件可以求出电机分析所需的场量，根据得到的场量计算结果可进一步分析电机的感应电势、电磁力、电磁转矩及损耗等其它特性参数。
2) 、在三维等效磁网络法中将电流线圈等效为永磁体，这样可以通过标量磁位法来分析计算，简化了计算过程，节约计算时间。
3)、三维等效磁网络法计算的误差主要产生在剖分较粗以及网络单元内的磁密均匀分布等因素。
4)、根据TFDSPM电机结构特点，建立了三维磁网络模型。TFDSPM电机相与相之间结构相同，因此电机分析可简化为一相，电机每对极之间符合周期性边界条件，可将电机进一步简化为一对极，经过这样的简化，可以非常方便地建立三维磁网络模型并快速求解，缩短了计算时间。
5)、基于三维等效磁网络法分析了TFDSPM电机的静态特性，主要内容包括:TFDSPM电机的气隙磁场分布、相绕组电感的分析及电磁转矩的分析，分析结果验证了TFDSPM电机的理论分析的正确性和样机设计方法的可行性与合理性。
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第五章 TFDSPM电机磁场分析与参数计算
当今电机设计一般采用以下方法，在给定电机基本技术数据情况下，先进行电机结构设计，然后对电机的主要尺寸及参数进行初步估算，通过对电机磁场分析进行校核，并对电机的性能进行分析，从而发现所设计的电机结构及估算的主要尺寸)参数是否合理，若不合理，需进一步调整，直至合理为止，最后制作样机，通过试验对样机评价。本论文第三章，提出了TFDSPM电机的结构设计及主要尺寸的估算方法，但由于TFDSPM电机结构及磁路都很复杂，计算中许多参数难以定量给出，为提高计算的准确性，需要进行电磁场数值分析和计算。在论文的第四章，提出了采用三维等效磁网络法来分析电机磁场的方法，为该类电机磁场分析提供了有效的工具。本章节的主要内容是分析了定位转矩产生的原因，提出了抑制定位转矩的方法，利用三维等效磁网络法编写的3DFE软件对电机的参数进行计算，根据计算结果对电机进行特性分析)结构及电磁参数的优化。
5.1 TFDSPM定位转矩分析及削弱方法研究
定位转矩会使电机的电磁转矩产生脉动，从而导致电机稳定性变差，振动与噪音变大，尤其是当电机输出转矩较小时，是影响电机性能的重要因素之一。 对于TFDSPM电机，定位转矩随转子空间位置变化而呈周期性变化，图5-1是TFDSPM电机转子逆时针转动时定)转子相对位置关系的平面展开图。
(a) 0? (b) 30?
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(c) 60? (d) 90?
(e) 120? (f) 150?
(g) 180?
图5-1 TFDSPM电机定转子相对位置关系平面展开图
由图5-1分析可知，当转子在0?、90?、180?电角度位置时，TFDSPM电机一相的定位转矩为0;在0?~90?区间，定位转矩为正值，其方向与转子运动方向相同;在90?~180?区间，定位转矩为负值，其方向与转子运动方向相反。因此当转子沿旋转方向稍偏离0?或180?这个位置时，由于定位转矩为正，转子将受到一个正方向的推力，使转子沿着旋转的方向运动，我们称这个位置为不稳定定位点。当转子沿旋转方向稍偏离90?位置时，由于定位转矩为负，当转子偏离这个位置时，转子会受到一个反方向的拉力，试图使转子回到原来的位置，因此我们称这个位置为稳定定位点。根据以上分析，TFDSPM电机的一相定位转矩有以下特点:(1)定位转矩变化的周期是电机输出转矩周期的一半，在
66
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 电机正常运行过程中，定位转矩正负半波所作的功相互抵消，对输出功率没有有用的贡献。(2)定位转矩的出现，使得电机转矩的波动较大，这种波动的存在，会导致机械振动和噪音声，在低速和轻载时尤为严重。(3)与传统电机相比，TFDSPM电机因电机极数较多，每相定位转矩含量较大，且频率高。
由于TFDSPM电机每相结构相同，定子铁心切向每相相差120?电角度，转子铁心在切向无相角差，因此每相的定位转矩也必将相差120?电角度，将三相的定位转矩叠加所得到的是对电机运行有实际意义的定位转矩，无论电机采用何种通电方式，无论定转子齿极间的位置关系怎样，电机转子受到的总是合成定位转矩的影响。由于电机各相之间没有电磁耦合，每相的定位转矩互相独立，因此最经济最有效的办法是从电机的本体结构设计出发，各相定转子间有恰当的错位设计，通过每相的定位转矩间相位差实现定位转矩的相互抑制，从而降低转矩脉动。本样机中，选择三相转子位置对齐)定子错开120?电角度的结构设计。图5-2为样机定位转矩计算曲线，A、B、C对应于A相、B相、C相分量，三
0者互差120电角度，D为三相合成结果。
图5-2 定位转矩曲线
从图5-2中可以看出，TFDSPM电机三相结构不但可使部分的相定位转矩相互抵消，大大减小了合成定位转矩的幅值，合成定位转矩的频率也提高了3倍，其效果是电机输出转矩更加平稳，振动和噪音随之减小，电机性能得到改善。
-62)可以看出，实际上需要调整的是气为了减小定位转矩的影响，从式(4
隙磁能对转子位置角的变化率，为此学者们针对不同结构的电机进行了很多研究，提出了很多不同的解决办法，常用的几种解决办法有:
67
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 (1) 采用适当的槽数和极对数的配合。
(2) 选择合适的槽口宽度)气隙长度和磁钢厚度。
(3) 选择合适的极弧系数。
(4) 定子)转子铁心条用斜槽。
(5) 磁钢的合理布置等等。
对于 TFDSPM电机，由于这类电机结构的特殊性，有些方法难以应用，比如斜槽、槽数和极对数的配合等，适当改变铁心宽度)气隙长度及磁钢厚度，虽可以抑制部分定位转矩，但对电机的性能会产生不利影响，这些也不是有效的方法。增加极数能提高输出转矩，但由于一相的定位转矩为各个极产生的定位转矩乘以极数，即一种简单的叠加关系，不会相互削弱。因此电机的定位转矩也会很大，如果处理不当，对电机的输出转矩会造成很大的影响。文献[37]中对一台100极的横向磁通永磁电机进行了相关研究，其单相定位转矩达到了额定转矩的22%，可见，当极数很多时，定位转矩对电机的影响之大。
5.2 TFDSPM电机主要参数计算与分析
5.2.1 TFDSPM电机相绕组电势的计算与分析
TFDSPM电机的相绕组电势同磁链的变化率有关。它随转子位置的不同而
,不同，每极磁通可以从磁场计算结果中获得，因此每相绕组的磁链为: 1
,,,,,,,wwN (5-1) r1
则电势为:
dddd,,,,wNd,r1 (5-2) E,,,,,,,,,adtddtdd,,,
图5-3中，在n=300r/min、N=58匝时，相绕组电势波形为梯形波，图中横坐标-180?和180?电角度的位置代表定子铁心中心与转子铁心中心对齐的位置，这时，磁路高度饱和，磁通变化率为0，故电势为0;在0?(代表定子铁心中心和转子铁心中心不对齐)及0?位置附近，由于磁路不饱和，磁通变化率大，且磁通随转子位置线性增加，因此，此时电势最大且基本不变。
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
图5-3 相绕组电势
率特性分析和计算 5.2.2 TFDSPM电机效
要分析TFDSPM电机的效率特性，首先要对电机的各种损耗进行研究。和传统电机类似，TFDSPM电机的损耗主要由铜耗、铁耗、机械损耗及附加损耗等几部分组成。下面分别对这几种损耗的计算方法以及它们在TFDSPM电机中产生的影响进行初步研究。
(1) 铜耗
TFDSPM电机铜耗计算比较简单，除了温度影响外，基本不受其它因素的影响，铜耗可按下式计算:
2P,mIR (5-3) cu
式中m为电机相数，I为相电流有效值，R为绕组电阻值。
(2)铁耗
电机铁耗包括涡流损耗和磁滞损耗两部分，是由主磁场变化所引起的磁滞和涡流所产生的。铁耗的计算历来是电机设计中的一个难点，因为影响铁耗的因素很多，计算相对复杂。尽管国内外很多专家都在从事这方面的研究，但仍缺乏一种很好的行之有效的计算方法。对于磁滞损耗可以采用传统的磁滞损耗计算公式进行计算，单位重量的铁磁物质的磁滞损耗为:
2P,fB, (5-4) kk
,f式中为常系数，大小取决于材料性能，为主磁通交变频率，为磁密幅值。 Bk
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在频率较低的情况下，假设磁密波形为正弦波，可以利用RichterR给出的计算公式，计算涡流损耗:
22P,,fB (5-5) Fe
为取决与材料规格及性能的常数 式中，,Fe
研究表明，当频率,200Hz时，用式(5-5)式计算涡流损耗，会有较大f
的误差，本论文设计的横向磁通双凸极永磁电机定转子极数为16，额定转速为500r/min，电机的频率:
Nnr (5-6) 106.7fHz,,60
所设计的样机频率小于200Hz，可利用式(5-5)的方法来计算涡流损耗。 (3)机械损耗和附加损耗
机械损耗包括摩擦损耗和通风损耗，它们不但受加工精度)装配精度以及温度等方面的影响，而且随着材料的变化也会变化，因此计算比较困难。在计算时一般会根据经验由式(5-7)估算，造出样机后采用实验方法测量进行修正。
p，p,0.05%P (5-7) madN
在样机设计的初始阶段，不同电流对应的输出转矩根据磁场分析结果求得，铜耗根据绕组参数及电流参数计算，铁耗则根据转速计算。样机出来后可根据实验结果进行纠正，在这种情况下得到的效率是一种计算值，电机的真正效率尚需要实验获得。假设绕组电流密度不变，且忽略温度对电机绕组电阻的影响，在以上假设条件下，对应一个固定转速就会得到相应的效率/电流特性。图5-4为样机实验电压25V时，额定转速500r/min下负载效率的特性曲线，如取不同转速，就会得到不同的曲线。
70
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图5-4 样机额定转速下效率/电流特性曲线
由图5-4可看出，当输出功率增加(即电流增加)到一定程度，效率会由上升变为下降。因此尽管TFDSPM电机实现了电磁解耦，可以独立增加电磁负荷来得到大的转矩，但同时有可能引起电机效率下降，电机设计时需要综合考虑这些因素。
5.3 TFDSPM电机尺寸优化设计及研究
当电机模型建立后，本节以电机的出力作为目标函数，分析研究TFDSPM电机主要的结构参数对电机电磁转矩的影响，从而对电机的主要参数进行优化设计，确定它们的合理取值范围。
5.3.1 极数对电磁转矩的影响
本文在设计过程中，采用三维等效网络法所编制的3DFE软件对不同极数的TFDSPM电机的平均转矩进行了计算，平均转矩随极数变化的情况如图5-5所示。
由图5-5可知，随着电机极数的增加，电机的平均转矩增加，但当极数达到15极时，极数再增加，平均转矩增加很小。在电机尺寸一定的情况下，当极数增加时，随着极数的增加，电机极间距离减小，极间漏磁将增加，平均转矩会下降。由以上分析，并综合考虑极数增加对机械、结构设计、工艺及安装等可能带来的影响，本样机取16极时能够获得较为理想的平均转矩。
图5-5 平均转矩随极数变化曲线
71
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
,5.3.2 极距对电磁转矩的影响
与传统的直流电机)感应电机)同步电机等径向电机不同，TFDSPM电机
,的极距的大小不影响电枢绕组的位置空间，这为设计提供了更大的自由度，在理想条件下，电机的电磁转矩可表示为:
Pdtddtd,,em (5-8) Teiiwi,,,,,emddtdd,,,,
TP,式中，为一相电磁转矩， 为一相电磁功率， 为角速度，e为反电emem
w势， 为一相总磁链，为线圈匝数，为电枢电流，为一相总磁通。 ,,i
T由式(5-8)式，可知在一定电流情况下一个极下的转矩密度满足: ,S
dB (5-9) ,T,S,d
根据TFDSPM电机结构的特点及工作原理，每个磁极形成一条主磁路，若
,电机外径尺寸和定子安匝数不变，随着极距的减小，电机的极数增加，转矩密度也将成比例提高，但实际上，在TFDSPM电机中，受到电机结构及铁心饱和
,的影响，如果过小，极数过多，极间距离会很小，漏磁及边缘效应影响相对显著，此时转矩密度不再增加，反而可能会下降。此外，对于给定的转速，极距减小，极数增加，电机的工作频率提高，电机的铁耗增加。
图5-6 力密度与极距的关系
图5-6为样机的力密度与极距之间的关系曲线。从图5-6可以看出，在
72
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 ,,12mm附近，力密度较大， 和时力密度迅速下降。本样,,10mm,,14mm
机中，选择。 ,,12mm
W5.3.3 定子铁心厚度对电磁转矩的影响 S
若保持其它参数不变，只改变定子铁心厚度，同样会引起电磁转矩的变化。 横向磁通双凸极永磁电机的电磁转矩与线圈所匝链的磁通有关，如果铁心厚度过小，局部磁密会过度饱和导致漏磁增加，如果铁心厚度过大，则极间漏磁会增加，这都会导致线圈所匝链的磁磁减小。
图5-7不同定子铁心厚度对应的漏磁系数 图5-8 不同定子铁心厚度对电磁转矩的影响
图5-7为0?电角度位置时漏磁系数随定子铁心厚度的变化曲线。可以看出，
W/,定子铁心太厚或太薄都会引起漏磁的增加，图5-8为0?电角度位置时不同s
W,0.5,与电磁转矩的关系曲线，随着铁心厚度的增加，电磁转矩逐渐增大。但当s
W,时，电磁转矩会逐渐减小，与极距的比值在0.5,0.55之间的取值，电磁转s
矩可获得理想的结果，因此这一范围为定子铁心厚度的合理取值范围，本样机的
W,,,0.5WW定子铁心厚度等于转子铁心厚度，根据以上分析可取，ssr
WWmm,,,0.56,。 sr
5.3.4 气隙长度对电磁转矩的影响
在设计横向磁通双凸极永磁电机时，气隙长度是一个重要的参数，它的变,
化会影响电机的输出性能)加工难度和制造成本，图5-9为(在180?转子位置
73
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 时)不同的气隙长度时漏磁系数变化情况，图5-10为对应平均电磁转矩与气隙长度的关系。
从图5-9与图5-10可以看出，随着气隙长度的增加，主磁路磁阻增大，极间漏磁和端部漏磁增加，漏磁系数逐渐增大，输出电磁转矩逐渐下降。因此，为获得良好的电磁性能，设计电机时，气隙长度不宜过大，但受装配工艺、加工工艺的约束，并满足电机可靠运行要求，气隙也不能太小，另外若考虑到减小电机的振动与噪音，气隙还应取大一些。为此，在设计电机时，要综合考虑电机的输出功率，转矩波动要求以及电机制造工艺水平等多方面因素，本样机选择的气隙长度为0.6mm。
图5-9 不同气隙长度与漏磁系数 图5-10 不同气隙长度与平均电磁转矩
的变化曲线 的变化曲线 5.3.5 永磁体尺寸对电磁转矩的影响
本文以永磁体切向与径向的尺寸为优化变量，以加永磁后电机的转矩为寻优目标，优化永磁体切向与径向的尺寸。
图5-11为样机的电磁力随永磁体尺寸变化的情况，从图中可以看出，永磁体在径向(X方向)尺寸加长能提高转矩，二者之间是一种非线性关系。当永磁体尺寸在径向增加到一定长度后，转矩的增加非常缓慢，所以一味增加永磁体径向的长度其实际意义是不大的。永磁体在切向(Y方向)尺寸适度的增加能提高转矩，但增加太多时转矩不但不增加反而下降，这是由于随着切向永磁体长度变长，气隙磁通向齿极中间集中，等效的齿极宽度减小。无论从理论分析还是从实际经济性考虑，永磁体用量过多都是不合适的，对样机而言，首先应将永磁体安放在气隙附近，其次应该找到永磁体尺寸的一个最优值，以使电机有大的输出转
74
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 矩。图5-11表明了样机中当永磁体的切向长度为3mm时电机的输出转矩最大，径向长度为3mm时，此时对应转矩值的拐点，径向长度再增加，转矩增加很缓慢，经济性能会变差，综上所述，样机中，永磁体装在气隙附近，切向长度)径向长度均取3mm，轴向长度取定子齿极轴向长度6mm。
图5-11 TFDSPM样机电机出力与磁钢尺寸的关系曲线 5.4 TFDSPM与TFSRM电机对比研究
5.4.1 TFDSPM电机与TFSRM电机相绕组磁链的对比研究
如果不考虑永磁体的作用，那么TFDSPM电机实际上就是一台横向磁通开关磁阻电机(TFSRM)。由前面分析可知，加永磁并没有改变电机的结构型式，转矩却得到了较大的提升。为了验证这一结论，我们将TFDSPM电机与TFSRM电机进行对比研究。根据三维等效磁网络法编写的3DFE软件计算出TFDSPM电机和TFSRM电机的电枢绕组匝链的全部磁通，分析其随转子位置的变化而变化的规律。
由机电能量转换原理可知:假设绕组电流为方波电流，瞬态电磁转矩Te为:
',,,W,,,m,T,,[di],di,i (5-10) e,,,,,,,,,,
'式中，为磁共能，为磁链，是电流与转子位置角的函数，为相绕组电流。 ,Wim
由这一角度出发，我们对TFDSPM电机和TFSRM电机磁通随转子位置角的变化进行了分析对比，图5-12为两台电机在10A电流下磁通随转子位置角的
75
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 变化情况。
图5-12 10A时磁通变化曲线(实线TFDSPM电机，虚线为TFSRM)
根据式5-10和图5-12的分析，从中可以得出以下结论:
(1)在一定的电流情况下，转矩的大小和磁通随转子位置角的变化情况有关，磁通随转子位置角变化越大，则转矩越大。
(2)TFDSPM样机比TFSRM电机磁通变化率更大，转矩更大，说明TFDSPM电机由于有永磁体的原因，使得有更多的磁场贮能，在转子位置发生变化时，有更多的磁能转变成机械能。
(3)在0?电角度位置，此时磁通为最小值，永磁对主磁通起去磁作用，因此TFDSPM电机磁通的最小值小于TFSRM的最小值。在180?电角度位置时，磁通为最大值，此时永磁对主磁通起助磁作用，因此，TFDSPM电机磁通的最大值大于TFSRM电机，说明在相同电机尺寸的情况下，TFDSPM电机比TFSRM电机有更大的出力。
5.4.2 TFDSPM电机与TFSRM电机静态转矩特性对比分析
图5-13所示为根据三维等效网络法计算所编写的3DFE软件得到的转矩特性，当电流分别为5A、8A、10A、15A时TFDSPM电机与TFSRM电机的转矩特性比对。
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(a) 5A (b) 8A
(c) 10A (d) 15A
图5-13 TFDSPM电机与TFSRM电机转矩特性对比
由图5-13可知，在电机尺寸及电流相同的情况下，TFDSPM电机其静态转矩比TFSRM电机的静态转矩有了较大的提高，但TFDSPM电机的转矩是磁阻转矩、永磁转矩和定位转矩共同作用的结果，存在一定的转矩脉动，由于受定位转矩的影响，在电流较小时其转矩脉动比较大。
5.5 TFDSPM电机与TFSRM电机及感应电机性能对比分析
为将一台7.5KW、转速为1500r/min的TFDSPM电机和径向磁通开关磁阻电机、传统的感应电机做出对比，本文利用文献[63 ][107]所提供的电磁计算程序对7.5KW、1500r/min的径向磁通开关磁阻电机和7.5KW、1570r/min三相感应电机进行了参数设计，它们的主要参数和性能对比如表5-1。
表5-1 TFDSPM电机与SRM电机、感应电机性能对比 电机 额定 额定 额 定 相频 率 定子 定子铁气隙 转矩
电压 功率 转 速 数 外径 心长度长度 密度
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
2(mm(N.m/m类型 (V) (KW) (r/min) (HZ) (mm) (mm)
) )
380V/A感应电
7.5 1550 3 50 217 155 0.5 8622
C 机
SRM 280V/D
7.5 1500 3 150 200 135 0.5 11265
C 电 机
TFDSP
280V/D
7.5 1500 3 500 158 95 0.5 29553 M电
C
机
从表5-1内容对比可以看出,在额定功率及转速相同的情况下,TFDSPM电机的定子外径、铁心轴向长度比径向磁通开关磁阻电机及三相感应电机的都小，TFDSPM电机的转矩密度最大，表明该电机具有较大的转矩密度，可以大大提高有效材料的利用率。
5.6 本章小结
本章基于三维等效磁网络法，对TFDSPM电机进行了磁场分析及部分参数计算，得到的结果作为TFDSPM电机性能分析和样机制造的依据，主要内容包括:
1)设计了一台TFDSPM样机，并将该样机的主要性能、参数与TFSRM电机进行了分析与对比，表明在相同尺寸与电流的情况下TFDSPM电机具有更高的输出转矩。
2)研究了TFDSPM电机的效率特性及提高电机效率的方法，对电机的相绕组电感及电势进行了计算，分析了电机定位转矩产生的原因，指出定位转矩是电机转矩脉动的主要原因之一，通过采用相间错位设计可有效地削弱定位转矩。
3)利用磁场分析结果对样机主要尺寸进行优化。分析内容主要包括:定子铁心厚度、极距、气隙长度、永磁体尺寸及电机极数等参数对电机性能的影响，分析结果表明上述参数的取值在合适范围内时电机可以获得极佳的性能。
4)对一台7.5KW、转速为1500r/min的TFDSPM电机、SRM电机和7.5KW、1570r/min的三相感应电机进行了参数设计，并作了性能对比分析，结果表明TFDSPM电机具有更多的转矩密度，可以大大地提高有效材料的利用率。
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
第六章 TFDSPM电机控制系统设计及实现
横向磁通双凸极永磁电机本体与调速装置紧密结合，是一种典型的机电一体化调速系统。如果控制系统设计合理，可使系统具有体积小)重量轻)可靠性 高)性能价格比高等优点，并能使电机具有较佳的输出特性。
TFDSPM电机整个系统主要由以下的几个部分组成:TFDSPM电机、位置检测器、功率变换器、控制器等，系统框图如图6-1所示。
电源
电流检测
给定 DSP 限流 驱动 功率 TFDSPM负载 转速 变换器 电机 控制器 环节 电路
位置检测器
逻辑控制 速度检测
图6-1 TFDSPM电机的系统框图
从图6-1中我们可以看出，整个系统由功率系统与控制系统所组成。电源?功率变换器?TFDSPM电机?负载构成的功率系统，实现电能?磁能?机械能的转换，控制系统由三个闭环所构成。TFDSPM电机?位置检测器?逻辑控制?驱动电路?功率变换器构成的位置闭环，它能确保电机不失步的同步运行。 TFDSPM电机?位置检测器?逻辑控制?速度检测?DSP控制器?PWM调压?驱动电路?功率变换器构成的速度闭环，优良的调速系统中速度闭环是必不可少的。电流检测?PWM调压?驱动电路?功率变换器构成的电流闭环，它能实现电流控制及过流保护。
6.1 功率变换器的选择及研究
功率变换器的成本在整个系统中占很大比重，因此不断地研究新型拓扑结构的功率变换器及各种高性能开关器件在TFDSPM电机中的应用，才能使电机的
79
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 整体性能不断提高，作为一种实用的功率变换器电路需要满足下列基本要求:
(1)低的开关/相数比;
(2)对于给定的驱动装置定额，开关器件应具有尽可能低的伏安定额，以降低开关器件的成本;
(3)具有快速和精确控制电流脉冲的能力，换相性能好，以实现优良的系统性能;
(5)可靠)耐用)效率高。
TFDSPM电机电枢电流方向为单一方向，因此在设计功率变换器时，电流不要求周期性倒向。这一特点可降低功率变换器的成本，可靠性可以提高。在众多的功率变换器中，本文选择单绕组)双开关功率变换电路方案作为本电机的功率变换器电路如图6-2所示。
图6-2 三相TFDSPM电机单绕组)双开关功率变换电路
图6-2中每相绕组有两个主开关与两个续流二极管，当两个主开关同时开通时，绕组接到直流电源上而形成电流，当两个主开关关断时，相电流经两个二极
U管和电源电压形成续流回路。由于续流回路中加有反压，故续流能很快结束，s
这一特点对于换相是很有利的。该方案的换相性能好，虽开关/相数比为2，但开关器件的电压定额只是电源电压，总的伏安定额并不比以上几种功率变换器的伏安定额高并不高，由于开关器件较多，相应地增加了辅助电源及驱动电路，成本相对较高。
以开关方式工作的电力电子器件是TFDSPM电机功率变换器的基础和核心，功率开关器件的选择对功率变换器及控制电路的复杂程度以及系统的整体性能都有很大的影响。本论文中TFDSPM电机功率为200W，电压为25V，若效率
IIA,,362.4IPu,/,以50%计，则流过主开关的平均电流为:=20.8A，峰值，p2
主开关应能承受25V以上的电压，考虑到必要的安全系数，本方案中主开关利用三菱公司的PS70VM2功率MOSFET，其漏源电压为100V，栅源电压为20V，
80
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 漏极电流为70A，漏极允许的最大峰值电流为280A，最大功率为125W，栅源
,门槛电压3V，通态漏源电阻15M，导通延时95ns,上升时间175ns，关断延时330ns，下降时间190ns，反向恢复时间为120ns，利用该型号的功率开关管足以满足本系统的要求。续流二极管采用Motorola公司的MOR1620 T型快恢复二极
5ns，所能承受的最大反向电压为200V。 管，反向恢复时间小于2
单绕组)双开关的功率变换器每相有两个主开关，两个续流二极管，如图6-2所示，主开关即能起到控制相绕组的开通与关断作用，同时也兼有PWM调压斩波功能。在相绕组导通区内，PWM信号可以同时引入每相两个主开关，也可以只引入每相一个开关，因而形成不同的电流斩波方式。
一)单绕组)双开关功率变换器的两种电流斩波方式
我们在相绕组导通区引入如图6-3所示的PWM信号，图中实线为PWM信号，调节PWM占空比，即能调节绕组电压与调节绕组电流，以实现PWM调压
,,调速控制，为开通角，为关断角。 12
图6-3 PWM调压控制信号
在导通区内，存在两种电流斩波方式
1)斩单管:PWM信号只引入每相一个主开关的控制级(引入每相的上管TTT,,),在导通区，下管始终导通，而上管担当电流斩波。斩波时，绕组电流135
仅经二极管绕流，续流路径为图6-5实线所示，这种斩波方式的特点:续流期间，绕组两端电压近似为零，因而斩波期间电流下降缓慢，续流期间，没有能量回馈给电源。
2)斩双管:PWM信号同时引入每相两个主开关的控制级，两管同时担当斩波，斩波时绕组电流经电源续流，续流路径为图6-4虚线所示，这种斩波方式
U的特点:续流期间，绕组两端加有反压，因而斩波期间电流下降较快，续流S
期间，绕组一部分能量回馈到电源。
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图6-4 续流路径
二、线性模式下两种斩波方式的电流与转矩分析
为了定性地分析斩单管和斩双管对电机性能的影响，得出一般性结论，不妨先不考虑永磁体的作用和磁路饱和的影响。实际运行中，电机的磁路是饱和的，且永磁体的加入，电机中的磁场变得更加复杂。
1、绕组电流
在线性模式的基础上，图6-5为TFDSPM电机相绕组电感随转子位置角度的变化曲线:
图6-5 TFDSPM相绕组变化曲线
,设为主开关斩波时的转子位置角，进入斩波时:相绕组电流为，不计Ichop
,L:绕组电阻。若，则K0在处有 ,,0180,,,,chop,,
LLK,，, (6-1) min
斩单管时，绕组回路电压方程为:
diL,Li0 (6-2) ，,,,d,
由(6-2)式可得:
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
，，IL，,minchop，， (6-3) i,LK，,min
，，KIL，,diminchop，，,, (6-4) 2d,LK，,,,min
斩双管时，续流回路方程为:
UdiL,S (6-5) Li，,,,,d,,
d,式中，为电机角速度 ,,dt
:当 时，由(6-5)式可得: 0180,,,chop
US(),,,chop()，IL,minchop, (6-6) ,,i，，LKLK,,minmin
US()()，，，,,KILLminminchopchopdi, (6-7) ,,2()，dLK,,min
通过以上几式对比，可以得出:在线性模式的基础上，若两种斩波方式的
:PWM占空比、频率相同，在区域内(电感上升区)，对于同样的转子0180,,
位置，斩单管时的电流比斩双管时大，且电流下降速率小。 2、电磁转矩
在以前假设的基础上，TFDSPM电机的电磁转矩可表示为:
1,L2 (6-8) Ti,em,2,
,L:当时，由于K0，斩单管时，结合式(6-3)和式(6-8),,0180,,,chop,,
得:
22KIL()，,chopmin (6-9) T,em122()LK，,min
斩双管时，将式(6-6)代入式(6-8)得:
U2s[()()]，,,,,,KILminchopchop, (6-10) ,Tem222()，LK,min
比较式(6-9)和式(6-10)，在同样的斩波起始位置和相同的PWM占空比
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TT,时，，表明斩单管时电机有更大的出力，且由于斩单管时，电流下降emem12
速率小，故其电磁转矩脉动小，这有利于降低电机的振动和噪声，以上分析是建立在不计永磁体的作用且在线性模式的基础上求解方程得出的结论。实际上，TFDSPM电机的磁路是饱和的，且由于永磁体的加入，磁场分布非常复杂，可利用有限元数值解算，但作为定性分析，线性模式分析与实际情况得到结论是一致的。
三、两种斩波方式相电流仿真与实拍波形及分析
图6-6为TFDSPM电机空载运行的两种斩波方式的相电流实拍波形，图6-7为样机相电流仿真波形，所有转子位置角均为电角度。
()400/minanr,()400/minbnr,
,,,,,:,:0120,:,:01201212
斩双管 斩单管
()400/mincnr,()400/mindnr,
,,,,,:,:28148,:,:281481212
斩双管 斩单管
图6-6 样机相电流实拍波形(采样电阻) R,,0.03
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()400/minanr,()400/minbnr,
,,,,,:,:0120,:,:01201212
斩双管 斩单管
()400/mincnr,()400/mindnr,
,,,,,:,:28148,:,:281481212
斩双管 斩单管
图6-7 样机相电流仿真波形
,,=0?,=120?，电流幅值较大，在的区域，有较大的电流，因,,,L/0,12
,而转矩较大，且由于换相续流时间短，没有负转矩产生，若推后太多，如 1
,,=28?，=158?，则电流上升的幅值小，产生正转矩的有效区域利用率也不12
高，导致平均转矩较小，影响电机的出力，仿真结果与实拍波形基本吻合，说明了仿真的正确性。此外从图6-6、6-7中可以看出，在导通区内斩单管时电流波形脉动明显比斩双管时小，因此转矩脉动、电机的振动及噪声均要小。斩单管时，有一个开关管在导通区始终处于导通状态，这也可以减少开关损耗，延长开关管
,,,寿命，换向续流时(即)，不管是斩单管还是斩双管，续流回路均加有反2
U压，续流时间短，因此，两种斩波方式具有同样好的换向性能。 S
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四、两种斩波方式电机性能分析比较
图6-8给出了样机的效率特性，实线为斩单管，虚线为斩双管的效率特性。
图6-8 TFDSPM样机效率特性
在电源电压、电机转速、负载转矩相同的条件下，斩单管的效率高于斩双管，这是因为斩双管时，电流脉动大，导致电机的铁损耗增大，转矩的脉动而产生的震动及噪声所消耗的功率也比斩单管时大，另外斩双管时，由于在导通区内两个开关管处于开关状态，其开关损耗大于斩单管。低速、轻载时，由于PWM占空比小，斩波时，续流的时间相对较长，斩双管时的电流、转矩的脉动明显大于斩单管时的情况。系统的效率斩单管时平均要高出4,5个百分点。而高速、重载时，由于PWM占空比大，斩波时，续流的时间短，斩单管和斩双管时的电流、转矩脉动情况差别不大。系统的效率相差不大，单斩单管还是略高于斩双管。
综上所述，对于PWM调压调速的TFDSPM电机单绕组、双开关功率变换器，采用斩单管方式更有利于提高电机的整体性能，尤其是在低速、轻载运行时，更能显示其优势。
6.2 控制器设计与实现
6.2.1 DSP控制器
6.2.1.1 ADMCF350的基本结构
ADMCF350是一种基于定点DSP2171内核的用于电机控制的控制器，比较适合TFDSPM电机的控制。它已扩展了一些适用于电机控制的外围部件，从而
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
[68]丰富了电机控制系统的开发与应用。
图6-9 ADMCF350的功能框图
图6-9为单片集成DSP电机控制器ADMCF350的功能框图。ADMCF350集成了一个20M IPS，16位定点的DSP内核ADSP2171和一系列电机控制设备，指令周期为50ns。DSP内核并联了三个计算单元:ALU(算术计算)、MAC(乘加)和SHIFTER(移位)。通过并行处理技术可在一个指令周期内完成乘法、乘加运算和加法及移位运算，加快了程序的执行。
ADMCF350的内核采用了Harvard体系结构，并提供了片内程序存储器和数据存储器。数据总线和程序总线在片外转换为地址总线和数据总线。ADMCF350的DSP内核ADSP2171运算单元为并行结构，可以同时获取片内程序存储器和数据存储器的产生的二元操作数，还可以通过R总线获取其他运算单元的运算结果，有效地保证了运算的连续性。ADSP2171还提供了地址自动修正功能，适于处理数据系列。此外ADMCF350的DSP内核支持零开销循环，支持5极循环嵌套;程序运行时不需要借助条件跳转语句即可实现条件处理;中断函数或调用发生时，自动保存处理器的状态。
ADMCF350还内置了5K-25位ROM程序存储器，该程序存储器固化了一些常用的电机控制用子程序和常数;512-25位RAM程序存储器和一个512-16位RAM数据存储器，主要用来存放动态数据;5K-25位的FLASH存储器用来存放用户的程序编码，可以供用户多次擦写，方便用户开发。ADMCF350的外设包括一个灵活的三相16位PWM发生器，能够编程产生精确的PWM信号;
87
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 13路A/D变换通道，其中三路用来采样电流称为Isense实现采用、保持放大和过流保护功能，三路用来同步转换电压输入，DSP可以同时采集四路模拟量，其中可以通过多数复用产生七路变量输入和一路参考电压输入;两个串行口，两个辅助16位PWM输出和9路可编程的数字I/O口。
6.2.1.2 PWM控制器
PWM信号的产生是由ADMCF350内的PWM控制器来完成的，图6-10为ADMCF350三相PWM控制器的功能框图。
由于ADMCF350的PWM单元是建立在一个独立的三相定时器基础上，由三个确定的周期寄存器控制 ，每个周期寄存器控制一对PWM输出。所需要的DSP程序根据应用场合的要求以及所需要的PWM方案来编写。
图6-10 ADMCF350三相PWM控制器的功能框图
输出控制单元的运行状态由9位读/写PWMSEG寄存器控制，各位的定义如下表。
PWMSEG
8 7 6 5 5 3 2 1 0 AC BC CC AL AH BL BH CL CH
PWMSEG寄存器有三个交叉位(位6-8)，每个交叉位用于每对脉宽调制信号输出。PWMSEG寄存器位8置位允许引脚AH/AL两个脉宽调制信号为交叉方式，位7置位允许引脚BH/BL两个脉宽调制信号为交叉方式，位6置位允许引脚CH/CL两个脉宽调制信号为交叉方式。若交叉方式使每对脉宽调制信号有效，定时单元产生高压侧脉宽调制信号(引脚AH)，输出控制单元产生相关低压侧脉
88
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 宽调制信号，并最终在AL引脚输出。当然，定时单元相应低压侧输出也在AE引脚高压外互补输出。复位后，三个交又位被清除，三对脉宽调制信号禁止交叉方式。
PWMSE寄存器还包含六位(位0-5)，用于允许或禁止六个脉宽调制信号的任意一个输出。若PWMSEG寄存器位5-0相关位置位，则不管相应工作时间控制寄存器为何值，禁止相应脉宽调制输出。只要PWMSEG寄存器对应允许/禁止位被置位，脉宽调制信号将仍然保持在阻断OFF状态，这个输出允许功能要等交又功能实现后执行。复位后，PWMSEG寄存器的所有六个允许位被清除，这样所有脉宽调制输出的缺省值为输出允许。
与工作时间控制寄存器一样，PWMSEG寄存器在PWMSYNC脉冲上升沿锁存，因此，单脉冲调制方式仅在每个脉宽调制周期起始时刻使PWMSEG寄存器有效;而双脉冲调制方式可以在每个脉宽调制周期起始时刻或中点使PWMSEG寄存器有效。单脉冲更新方式所产生的PWM信号是相对开关周期的中点完全对称，如图6-11中的AH和AL信号，图中的PWMDT是加入的死区时间，以防止上下桥臂的直通而损坏功率器件。对于A相PWM信号的导通时间可以表示
TPWMCHAt,，，2为: AHCK
TPWMTMPWMCHAPWMDTt,，,,，2，，ALCK
fCKTPWMTMt,，，2PWMTM,这里，， sCK2，fPWM
图6-11单脉冲PWM调制方式
TPWMCHA为AH信号在第一个半周期内的导通时间，为PWM信号周期。s
89
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
TffT为所选开关频率，为DSP时钟频率。由上式可以看出，和不允ALPWMCKAH
T许是负值，最小值是0，相对应的占空比为0%，最大值是对应的占空比为100%。s
从图中还可以看出，所产生的PWM信号AH和AL相对PWM周期中点对称，且寄存器PWMCHA的数据在一个开关周期内仅更新一次。其它两相BH, BL和CH, CL信号的形成方法与AH, AL相同，只是导通时间分别由PWMCHB和PWMCHC寄存器的数值来决定。
6.2.2 软件设计
采取三相轮流导通，每相各导通120?电角度，相隔120?电角度换相，任一时刻只有一相导通。在每相120?电角度导通期间，上桥臂开关管斩波，下桥臂开关管始终开通。三相导通逻辑如图6-12。
图6-12 三相导通逻辑 图 6-13 IR2130输入输出时序
从IR2130时序图(图6-13)可以看出，IR2130的输入为低电平有效，上三路输出与下三路输出互锁，当上三路某端有输出时下三路对应端没有输出;当下三路某端有输出时，上三路对应端没有输出，这种设计能保证单个桥臂不会发生直通现象。而从图6-13可以看出，IR2130只有在同时满足以下三个条件时才会有输出:1) 上三路输入与下三路输入逻辑互补。
2) 跳变信号ITRIP为低。
3) 故障信号FAULT为高。
由于IR2130上下输入端逻辑互锁，然而N相2N管功率变换器应用于样机时要求上开关管斩波过程中下开关管始终导通，所以硬件首先要做特殊处理;同一对高低端输出不能接到变换器同一个桥臂的上下两个开关管上，而应该交叉连接，具体连接见表6-1，之后在软件设计中也要做相应的交叉处理，见表6-2 及图6-15。
90
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
表6-1 PWM、IR2130、主开关管连接关系表
桥臂 主开关管 IR2130输出 IR2130输入 DSP_PWM A上 Q1 H01 HIN1 A+ A下 Q2 L03 LIN3 C- B上 Q3 H02 HIN2 B+ B下 Q5 L01 LIN1 A- C上 Q5 H03 HIN3 C+ C下 Q6 L02 LIN2 B- 利用ADMCF350输出寄存器PWMSEG的交叉功能来设计位置信号表，在
每个PWM中断后，由中断子程序查表实现相应的换相。例如当A相触发导通
时，向PWMSEG写入Ox6B，AH，CL被使能，其它四个输出被禁止;同时允
许C相交叉输出，AH端输出PWM信号实现A相上桥臂斩波，CL端输出低电
平使A相下桥臂始终导通。表6.2列出了六个导通状态时输出寄存器PWMSEG
[69]内的对应值。
表6-2 位置信号表
PWMSEG 斩波管 导通管 电角度 位置信号 导通角 Q1 Q2 101 A 0x6B 0,60
Q1 Q2 100 A 0x6B 60,120
Q3 Q5 110 B 0x11B 120,180
Q3 Q5 010 B 0x11B 180,250
Q5 Q6 011 C 0xB6 250,300
Q5 Q6 001 C 0xB6 300,360
完成了以上工作之后，对软件进行了设计，主要包括一个主程序和一个PWM
中断子程序，图6-14为主程序框图，图6-15为中断子程序框图。
开始
常数和变量初始化
PWM控制参数初始化
ADMCF350初始化
等待中断
图6-14 主程序框图
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 中断入口
查位置信号表
从AD口读入电流实际值与RIGGLE_LOGIC_TAB，使能
给定电流值比较，计算ΔI A相高端和C相低端，使能
C相CORSSOVER功能，将
参数写入SR1 是
实际电流偏大 减小占空比
否
A桥下桥臂常通 增加占空比
将新的PWM周期写入全部三个周期，寄
存器PWMPHA、PWMPHB、PWMPHC 查位置信号表
RIGGLE_LOGIC_TAB，使能
A相高端和C相低端，使能从三路IO口读取转子位置信号，进C相CORSSOVER功能，将shifter移动处理组成三路位置信号 参数写入SR1
B下桥臂常通
是
A相应该导通
否 将SR1参数写
是 入输出寄存器C桥臂常通 B相应该导通 PWMSEG
否
查位置信号表 是 中断返回 RIGGLE_LOGIC_TAB，使能C相应该导通 A相高端和C相低端，使能
C相CORSSOVER功能，将
否 参数写入SR1
图6-15 中断子程序框图
92
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 6.3 本章小结
TFDSPM电机是一种机电一体化系统，电机本体和控制系统是不可分割的，本章以基本控制原理为基础，对电机的功率变换器和控制器进行了设计与实现，主要包括以下内容:
1)阐述了TFDSPM电机的基本控制原理，建立了电机控制系统的基本框图。
2)优选了单绕组、双开关型功率变换电路作为样机的功率变换电路。并对此功率变换电路电流斩波方式进行了详细的分析研究，仿真结果和实验证明斩单管比斩双管更有利于提高电机的整体性能。
3)对系统的主要硬件及控制软件进行了设计与实现，实践证明了设计的正确性。
93
华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
第七章 TFDSPM电机仿真及实验研究
本章采用MATLAB/SIMULINK软件对TFDSPM电机进行建模分析，不仅建模方便、参数修改方便，且在仿真过程中可以对仿真参数进行实时修改，以达到可以方便的对TFDSPM电机的稳态分析和动态分析。在MATLAB/SIMULINK中对TFDSPM电机进行建模分析，主要包括TFDSPM电机本体的建模、功率变换器的建模，及其他控制环节的建模，下面给出基于MATLAB/SIMULINK平台搭建的TFDSPM电机的控制系统的仿真建模和仿真结果，图7-1是TFDSPM电机控制系统仿真建模的系统框图。
图7-1 三相TFDSPM电机控制系统仿真模型
7.1 TFDSPM电机模型
TFDSPM电机模型是整个系统仿真的核心，TFDSPM电机是一个多输入、多输出的非线性模型，为了降低建模的复杂程度，本文在建模时忽略了相间互感、磁滞及涡流效应等因素。本文建立的TFDSPM电机模型核心内容就是求解由电压方程和运动方程组成的非线性方程组，如下式:
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
d,,k,,ViRkk,dt,m,Tt,,ek,,k (7-1) ,d1,,,,,,()TTDeL,,dtJ,d,,,,,dt,
-1)在MATLAB/SIMULINK中搭建TFDSPM电机单相绕组仿真根据式(7
模型如图7-2所示。
图7-2 TFDSPM电机单相绕组仿真模型
7.2 功率变换器模型
单绕组双开关型功率变换器每相有两个主开关，两个续流二极管，如图7-3所示，主开关即能起到控制相绕组的开通与关断作用，同时也兼有PWM调压斩波功能。在相绕组导通区内，PWM信号可以同时引入每相两个主开关，也可以只引入每相一个开关，因而可以形成不同的电流斩波方式，即斩单管和斩双管两种不同的电流斩波方式。
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
图7-3 功率变换器模型
7.3 其他控制器模型
在TFDSPM整个控制系统中，除了TFDSPM电机和功率变换器之外，还包括一些其他的控制单元，用来对整个控制系统进行调节控制，主要包括角度控制器和PID调节器两部分。在MATLAB/SIMULINK中的模型如图7-4和图7-5所示。
图7-4 角度控制器模型
角度控制器模块主要是实现TFDSPM电机转速信号，同时用来优化开通角和关断角。将角度控制器计算的速度与给定速度进行比较，把比较结果输入PID调节器中，进行PID调节，以实现TFDSPM电机的速度闭环控制。
图7-5 PID调节模型
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7.4 TFDSPM电机系统仿真与结果分析
根据以上在MATLAB/SIMULINK中建立的TFDSPM电机模型和控制系统
模型，分别对TFDSPM电机与TFSRM电机进行对比仿真研究，得到仿真波形
如图7-6和图7-7所示。
120
100
80
60
Te(NM)40
20
000.20.40.60.81t(s)
(a) 转矩波形
200
150
100
V(r/min)
50
000.20.40.60.81t(s)
(b) 转速波形
图7-6 TFSRM电机仿真波形
120
100
80
60Te(NM)40
20
000.20.40.60.81t(s)
(a) 转矩波形
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
200
150
100
V(r/min)
50
000.20.40.60.81t(s)
(b) 转速波形
图7-7 TFDSPM电机仿真波形
由仿真结果可以看出，在同样电流大小(I=10A)情况下， TFDSPM电机具有较大的起动转矩，转速响应快，在0.38秒左右就能达到额定转速。由转矩仿真波形可以看出， TFDSPM电机的输出转矩要比TFSRM电机的输出转矩大的多，提高接近1倍，表明采用横向磁通双凸极永磁电机具有较大的输出转矩，验证了本文理论分析和电机设计的正确性，因此具有较高的理论研究和实用推广价值。
在前面研究工作的基础上，为了对比TFSRM电机和TFDSPM电机性能，本章对这两种电机进行了有关实验，以此验证理论研究的正确性。 7.5 实验内容
1、电机矩角特性实验
2、电机机械特性实验
7.6 实验装置及实验设备
实验装置为图7-8所示，TFDSPM电机与转矩、转速测量装置、负载同轴联接，负载为一台直流发电机。
图7-8 TFDSPM电机实验装置显示示意图
98
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其中，转矩转速仪为额定转矩20，齿数为120，精度为0.1级，转速范NM,
围为0~6000 r/min，表定系数为3292。直流发电机额定功率为5KW，额定电压为220V，额定电流为22.5A，额定转速3000 r/min，励磁电压220V，励磁电流0.58A。
7.7 TFSRM电机和TFDSPM电机矩角特性实验
要进行矩角特性实验，必须解决角度与转矩精确测量的设备，选用转矩杆及弹簧秤测量转矩，选用机械分度盘测量矩角，虽然测量结果会受所用设备精度的影响，存在一定的误差，但是该方法可以方便、可行地测出电机在一定直流电源下的矩角特性。
表7-1为TFSRM电机和TFDSPM电机的矩角特性实验数据，图7-9 (a)、(b)、
(d)为TFSRM和TFDSPM电机矩角特性曲线。 (c)、
表7-1 TFSRM电机和TFDSPM电机的矩角特性实验数据(θ为机械角度)
TFSRM电机 TFDSPM电机
I=8A I=10A I=8A I=10A
T() T() T() T() θ(0?) θ(0?) θ(0?) θ(0?) NM,NM,NM,NM,
0 0 0 0 0 0 0 0 0.5 0.17 0.5 0.38 0.5 0.26 0.5 0.35 0.8 0.35 0.8 1.79 0.8 0.57 0.8 2.23 1.0 0.58 1.0 2.15 1.0 0.66 1.0 2.51 1.5 0.81 1.5 2.28 1.5 1.25 1.5 3.85 2.0 0.95 2.0 2.33 2.0 1.61 2.0 5.32 2.5 1.52 2.5 2.35 2.5 2.55 2.5 5.61 3.5 1.68 3.5 2.68 3.5 3.28 3.5 5.15 5.2 1.83 5.2 2.91 5.2 3.53 5.2 5.25 7.2 1.78 7.2 7.2 3.56 7.2 5.52 2.80
9.0 1.31 9.0 9.0 3.50 9.0 5.56 2.21
10.0 0.65 10.0 10.0 2.91 10.0 2.91 1.52
11.2 0.05 11.2 11.2 0.05 11.2 0.15 0.12
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(a) TFSRM电机矩角特性曲线(I=8A)
(b) TFSRM电机矩角特性曲线(I=10A)
(c) TFDSPM电机矩角特性曲线(I=8A)
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(d) TFDSPM电机矩角特性曲线(I=10A)
图7-9 TFSRM和TFDSPM电机矩角特性曲线
从以上实验可以看出在相同电流情况下，TFDSPM电机比TFSRM电机的转矩提高近1倍，无论理论计算还是实验结果都表明了TFDSPM电机具有较高输出转矩且电机结构相对简单、制造成本较低，具有重要的实用价值。 7.8 TFSRM电机和TFDSPM电机机械特性实验
当电流为8A、10A时， TFSRM电机和TFDSPM电机机械特性实验数据如表7-2和图7-10所示。
表7-2 TFSRM电机和TFDSPM电机机械特性实验数据
TFSRM电机 TFDSPM电机
I=8A I=10A I=8A I=10A
T() T() T() T() n(r/min) n(r/min) n(r/min) n(r/min) NM,NM,NM,NM,16 3.8 55 8.6 35 6.1 59 10.2 30 2.6 50 7.7 55 5.2 62 8.6 55 2.2 60 6.1 60 3.5 75 7.5 60 1.8 75 5.0 65 3.1 80 6.5 75 1.3 90 5.1 70 2.8 90 5.3 90 1.2 105 3.7 75 2.5 105 5.5
120 3.1 80 2.3 120 3.5
135 2.6 85 2.3 135 2.8
150 2.3 90 2.3 150 2.5
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图7-10 TFSRM电机和TFDSPM电机机械特性曲线 从实验结果可以看出，TFSRM电机和TFDSPM电机的机械特性都具有串励特性， TFDSPM电机串励特性更明显。
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第八章 总结与展望
随着电机制造技术、电力电子技术和计算机技术的快速发展，大功率、低转速、高效率电力传动系统在电动汽车、全电飞机和航海船舶等领域的应用日趋流行，作为一种新型拓扑结构的电机形式，横向磁通电机具有转矩密度高、设计灵活、控制简单等特点，尤其适合于低速、大转矩、直接驱动场合应用。本论文正是在这一背景下提出了一种新型的横向磁通电机拓扑结构——横向磁通双凸极永磁电机(TFDSPM)，并围绕该电机特点展开了分析和计算，取得一些具有理论价值和实用价值的研究成果。
1、在阅读了大量国内外文献的基础上，熟悉了国内外横向磁通电机的研究现状，对各种拓扑结构的横向磁通电机进行了对比研究，得出结论:横向磁通电机结构复杂是限制该类电机广泛应用的主要因素之一。为此，提出了横向磁通双凸极永磁电机的结构型式，其突出特点是模块化、结构强、工艺简单、制造成本低，从而较好地解决了由横向磁通电机结构的复杂性所导致的制造难度大、加工成本高等问题，值得进一步推广应用。
2、TFDSPM电机通过在定子和转子齿极的的两侧放置永磁体，使电机在定子极中心线和转子槽中心线位置对齐时(0?电角度)，永磁体对主磁通起去磁作用;而电机在定子极中心线和转子极中心线位置对齐时(180?电角度)，永磁体对主磁通起助磁作用。该电机和TFSRM电机相比，只是增加了永磁体而电机的结构尺寸并没有发生变化，但增大了磁通的变化率，从而提高了电机的输出转矩。研究表明:在同样大小的电流情况下， TFDSPM电机的转矩提高近一倍。
3、对TFDSPM电机的定位转矩引起的电机转矩脉动进行了研究，从电机本体结构出发，提出了相间错位的方法来抑制定位转矩，同时也可以消除起动死点的问题。理论分析和仿真结果均证明:三相电机相间错位120?电角度可减小定位转矩，使电机的转矩脉动得到有效抑制。
5、对TFDSPM电机磁场进行了分析，并对电机的主要参数及尺寸进行了优化，得出以下结论:
(1)TFDSPM电机相与相之间结构对称，因此电机分析可简化到每相，电机每对极之间符合周期性边界条件，可将电机进一步简化到一对极，经过这样的处理，可以非常方便地建立三维磁网络模型并快速求解，缩短计算时间。
(2)不同的定子铁心厚度、电机极数、极距、气隙长度以及磁钢厚度等都会对电机的电磁转矩产生影响，3DFE计算结果表明，如果上述参数取值合理，
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 会获得更优的电机特性。
(3)对7.5KW、1500r/min的径向磁通开关磁阻电机、TFDSPM电机和7.5KW、1570r/min三相感应电机进行了参数设计，对它们的主要参数和性能进行了比对，结果表明TFDSPM电机具有较大的转矩密度，可以大大提高有效材料的利用率。
5、本文采用一种单绕组、双开关功率变换器方案。该方案具有很好的换相性能，并对该电路的电流斩波方式进行了详细的分析研究，得出了斩单管比斩双管更能提高电机的整体性能的结论，对于单绕组、双开关功率变换电路宜采用斩单管方式。
6、对系统进行了有效的仿真,对TFDSPM电机进行了相关的试验,结果表明了本文理论分析的正确性和电机设计的合理性，因此具有较高的理论研究和实用推广价值。
本文在取得了上述结论和研究成果的同时，仍然存在着不足之处，需要进行进一步改进和进行更深入的研究工作。
1、尽管在结构上采取措施，使得电机转矩脉动得到了有效削约，但若要获得更平滑的输出转矩，需要在控制策略上做进一步的研究与完善。
2、选择适合电机设计的优化方法已成为电机优化设计能否成功的关键因素之一，本文因时间关系和水平问题，有过考虑但并未深入涉及，因此对电机设计的优化技术及新型寻优策略的探索是今后努力的方向。
3、随着新材料的出现和相关技术的发展，研究出更简单的电机拓扑结构及电机制造方式，节约制造成本，研究和完善控制策略及控制器，提高电机性能，也是我今后奋斗的目标。
总之，通过对本课题的研究，验证了本文提出的横向磁通双凸极永磁电机设计思想的正确性，丰富了横向磁通电机的拓扑结构，完善了横向磁通电机设计与分析，具有一定的理论价值与较好的应用前景。目前，横向磁通双凸极永磁电机在我国还没有更多的科研成果报道，相信上述工作会为我国在该领域的研究提供一定的参考依据。
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致 谢
本论文承蒙导师詹琼华教授的悉心指导，才得以完成。在作者的博士求学期间，从论文的选题、课题的进行直至论文的审阅和修改，自始至终都得到了恩师的精心指导和热诚关怀。詹琼华教授睿智的思想，渊博的学识，严谨的治学态度，对工作的高度责任心以及对学生无微不至的关怀都使我深受启迪和感动，也让学生受益终身，今生难忘。为此，谨向我的导师致以诚挚的感谢。
在作者攻读博士期间，有幸得到王双红副教授的指导、帮助和鼓励，在此表示衷心的感谢。王老师在电机控制领域深厚的造诣、一丝不苟的工作态度和诲人不倦的学者风范给我留下了深刻的印象，让我受益匪浅。
感谢孙剑波博士、罗建武博士、郭伟博士、辛凯博士在我课题进行期间提出了许多宝贵的建议，给予了大力的帮助和支持。同时还要感谢李华柏硕士、马晓光硕士、谭平硕士、黄卓冕硕士、马世伟硕士在我的博士论文撰写过程提供的大力帮助。另外，在完成论文研究过程中参考了一些著作和论文，在此对这些著作和论文的作者表示我深深地谢意。
衷心感谢我的家人和朋友们，无论在精神上还是在物质上都给予了我极大地鼓励和支持，促使我最终顺利完成学业。
衷心感谢评审专家对我的博士论文的评审并提出的宝贵意见。
谨以此文献给关心、支持、帮助过我的人们。
瞿遂春
2010.7
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参 考 文 献
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文
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华 中 科 技 大 学 博 士 学 位 论 文 作者在攻读博士学位期间完成的主要工作
作者在攻读博士学位期间发表的论文:
[1] Suichun Qu，Baihua Li,Xiaoguang Ma,A Design of Transverse Flux Switched
th Reluctance Motor with Permanent Magnet Shield, ICEMS2008(11International
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[9] 马晓光，瞿遂春，谭平，基于神经网络的开关磁阻电机的无位置检测，湖南工业大学学报，2009.23(6)
[10] 谭平，瞿遂春，马世伟，开关磁阻电机减振降噪技术研究，湖南工业大学学报，2010.25(3)
[11] 瞿遂春，肖强辉, UPS电源逆变器输出电压误差与旁路控制，长沙电力学院学报(自然科学版)，2005.20(2)
[12] 黄卓冕，谭平，瞿遂春，开关磁阻电机的直接转矩控制技术研究，湖南工业大学学报，已录用
作者在攻读博士学位期间主持并完成的项目:
1 轴向磁通开关磁阻电机在电动汽车中的应用研究，主持，湖南省教育厅科研项目，2005-2007，已完成;
2 横向磁通直线开关磁阻电机的研究，主持，湖南省科技厅项目，2008-2010
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浙公网安备 33021202002483