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低压大电流高频开关电源同步整流技术研究

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低压大电流高频开关电源同步整流技术研究低压大电流高频开关电源同步整流技术研究 合肥工业大学 硕士学位论文 低压大电流高频开关电源同步整流技术的研究 姓名胡学青 申请学位级别硕士 专业电气工程 指导教师杜少武 2010-10 低压大电流高频开关电源同步整流技术的研究 摘 要 随着互联网技术微电子技术和通信技术的快速发展IC 芯片和 DSP 数 字信号处理器 的普及应用人们对稳压电源的要求越来越高低输入电压可以 提高高速处理系统的速度并减小用电设备的功率损耗但是低电压输出和随之 而来的大电流输出对开关电源来说意味着效率提高的困难...

低压大电流高频开关电源同步整流技术研究
低压大电流高频开关电源同步整流技术研究 合肥工业大学 硕士学位 论文 政研论文下载论文大学下载论文大学下载关于长拳的论文浙大论文封面下载 低压大电流高频开关电源同步整流技术的研究 姓名胡学青 申请学位级别硕士 专业电气 工程 路基工程安全技术交底工程项目施工成本控制工程量增项单年度零星工程技术标正投影法基本原理 指导教师杜少武 2010-10 低压大电流高频开关电源同步整流技术的研究 摘 要 随着互联网技术微电子技术和通信技术的快速发展IC 芯片和 DSP 数 字信号处理器 的普及应用人们对稳压电源的要求越来越高低输入电压可以 提高高速处理系统的速度并减小用电设备的功率损耗但是低电压输出和随之 而来的大电流输出对开关电源来说意味着效率提高的困难目前普遍采用的 方法是采用同步整流技术来降低整流损耗如何优化电路拓扑合理驱动同步 整流管努力提高低压大电流输出DCDC 变换器的效率成为当前电力电子技术 领域研究的一个热点课题 本文着重对低压大电流输出的各种DCDC变换器拓扑和同步整流技术进行 了分析研究最终得到的优选组合是SR Synchronous Rectification-有源 钳位正激式变换器本文的关键内容在于对SR-有源钳位正激式变换器进行 了深 入的研究提出了一种简单的控制驱动方法通过对电路元器件参数的计算和 选择 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 出了实际电路并通过Saber软件对主电路进行了仿真 关键词开关电源同步整流有源钳位正激变换器 The Research of Synchronous Rectification in Low-voltage and High-current High-frequency switching power supply ABSTRACT Along with the rapid development of information technology communication technology and micro electronic technique and the popularization of IC chip and DSP digital signal processor the performance of regulated power supply has become increasingly demanding Low-input-voltage is helpful to reduce the power attenuation of the equipments and to increase the speed of high-speed processing systems However low voltage output and consequent high current means low efficiency for switching power supply Currently the method to reduce rectifier loss based on synchronous rectification is used generally Optimizing circuit topologies driving synchronous rectifier diodes reasonably and raising the efficiency of low-voltage high-current DC-DC converters have now become the power electronic technology research hot spot This paper gives an analysis and study on the circuit topologies and synchronous rectification of various kinds of low-voltage high-current DC-DC converters The result shows that optimum combination is SR-active clamp forward converter So this paper does an in-depth research in SR-active clamp forward converter and proposes a simple driving method Through calculating and selecting the parameters of circuit components an actual circuit is designed and simulated by the Saber software Key words switching power supplysynchronous rectification active clamp forward Converter 插 图 清 单 图 1-1 开关电源的基本构成2 图 1-2 电压控制型原理图4 图 1-3 电流控制型原理图4 图 1-4 同步整流管和整流二极管图形符号7 图 1-5 有源钳位正激变换器9 图 1-6 互补驱动半桥变换器9 图 1-7 用变压器次级绕组电压自驱动的 SR-正激式变换器整流电路 11 图 1-8 用变压器耦合绕组驱动的 SR-正激式变换器整流电路12 图 1-9 输出滤波电感耦合信号驱动的 SR-正激式变换器同步整流电路 12 图 1-10 能量回馈电流型自驱动电路的具体实现电路13 图 1-11 SR-单端正激式变换器 14 图 1-12 SR-半桥式变换器14 图 1-13 SR-AHB 变换器 15 图 1-14 倍流同步整流电路15 图2-1 有源LC 吸收网络19 图2-2 钳位电容与主开关并联 20 图2-3 钳位电容与变压器并联 20 图2-4 SR-有源钳位正激式变换器的主电路22 图2-5 有源钳位ZVS PWM 正激式变换器23 图2-6 有源钳位ZVS PWM 正激式变换器的等效电路 23 图2-7 有源钳位ZVS PWM 正激式变换器工作波形24 图2-8 开关模式等效电路图24 图3-1 用附加绕组驱动的 SR-有源钳位正激式变换器的主电路29 图3-2 不同频率下比损耗与峰值磁感应强度的关系100?29 图3-3 TL494 型脉宽调制器等效方框图36 图3-4 TL494 的脉宽调制控制原理各级工作波形图38 图3-5 基于 TL494 的有源钳位正激式高频开关电源电路40 图4-1 用二极管整流的有源钳位正激变换器仿真电路41 图4-2 用二极管整流的有源钳位正激变换器输入电流波形41 图4-3 用二极管整流的有源钳位正激变换器输出电流仿真波形41 图4-4 用二极管整流的有源钳位正激变换器输出电压仿真波形42 图4-5 SR-有源钳位正激变换器仿真电路 42 图4-6 SR-有源钳位正激变换器输入电流波形42 图4-7 SR-有源钳位正激变换器输出电流波形42 图4-8 SR-有源钳位正激变换器输出电压波形43 独 创 性 声 明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果据我所知除了文中特别加以标注和致谢的地方外论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果也不包含为获得 合肥工业大学 或其他教育机构的学位或 证书而使用过的材料与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了 明确的说明并表示谢意 学位论文作者签名胡学青 签字日期2010 年 12 月 9 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解 合肥工业大学 有关保留使用学位论文的规定有权保 留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘允许论文被查阅和借阅本人授 权 合肥工业大学 可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索可以采 用影印缩印或扫描等复制手段保存汇编学位论文 保密的学位论文在解密后适用本授权书 学位论文作者签名胡学青 导师签名杜少武 签字日期2010 年 12 月 9 日 签字日期2010 年 12 月 9 日 学位论文作者毕业后去向回原单位 工作单位 宿州学院机械与电子工程学院 电话1XXXXXXXXXX 通讯地址 宿州市埇桥区汴河中路71号 邮编234000 第一章 绪 论 11 选题背景与意义 开关电源是现代电子设备如电视机VCD 个人计算机测试仪器生 物医学仪器等的心脏和动力广义地说凡是采用半导体功率开关器件作为 开关管通过对开关管的高频开通与关断控制将一种电源形态转换成为另一 种电源形态的装置叫做开关变换器以开关变换器为主要组成部分转换时 用闭环自动控制来稳定输出并在电路中加入保护环节的电源叫做开关电源 如果用高频PWM DCDC 变换器作为开关电源的开关变换器时就称为高频开 [1][2] 关电源 随着科技的进步高速超大规模集成电路的尺寸和功耗都要求不断减小 集成电路供电电源的电压也要求越来越低如奔腾?733MHZ 要求电源输出 165V146A新一代高速数据处理系统要求电源输出 13V3050A[2] 过去DCDC PWM 开关变换器输出电压为35V 时输出整流二极管一 般用快速恢复开关二极管FRD 肖特基硅二极管SBD 等它们的正向压 降约为0406V 最大能达到 1V因此当电流大时通态损耗也很大如果 输出电压低于 3V 那么在开关变换器的总损耗中通态损耗将占有主要比重 能达到 50 现代高速集成电路的电源电压已降低到可以与FRD 或 SBD 正 向压降比较接近的程度因此降低二极管的正向压降已成为降低整流损耗 提高低压输出DCDC 变换器效率的关键[1] [2] [3] 低电压功率MOSFET 简称MOS 管的正向压降UF 及通态电阻 RDS 很小 例如 I 40A 功率MOS 管的正向压降U 01V 功耗为4W 而二极管的正向 F 压降U 034V 功耗为 136W因此在低压大电流输出的DCDC PWM 变换 F 器中为了提高DCDC PWM 变换器的整流效率可以用UF 01V 的功率MOS 管代替整流二极管[1] 用通态损耗低的功率MOS 管反接代替FRD 或SBD 用于低电压大电流输出 的DCDC PWM 变换器中称为同步整流 SR 采用同步整流技术与采用SBD 或FRD 相比具有正向压降小阻断电压高反向电流小等优点现在 50300W 低电压输出的高功率密度 DCDC PWM 变换器普遍采用 SR 使正向压降UF 降 低到原来的 1213 如果同步整流技术和软开关技术相结合则可以使 110MHZ 开关变换器的效率从 8085提高到 90 因此深入全面地进行低压大电流高频开关电源同步整流技术的研究具 有十分重要的理论意义和工程应用价值 12 开关电源的主要支撑技术 com DCDC 变换技术 1 开关电源的基本构成如图 1-1 所示其中开关电源的核心部分是 DCDC 变 换器用以进行功率转换另外还有启动电路过流与过压保护电路噪声滤 波电路等[4] 输出电压的变化通过输出采样电路R 1 R2 检测并与基准电 压 Ur 比较误差电压经过放大及脉宽调制PWM 电路再经过驱动器控制 [4] 功率器件的占空比从而达到调整输出电压大小的目的 Ui U0 DCDC变换器 R 1 比较 驱动器 PWM 放大器 R2 Ur 图 1-1 开关电源的基本构成 [1] 现代开关电源有两种一种是直流开关电源另一种是交流开关电源 直流开关电源功能是将电能质量较差的原生态电源粗电如市电电源或蓄电 池电源转换成满足设备要求的质量较高的直流电压精电直流开关电源的 核心是DCDC 变换器因此直流开关电源的分类是依赖DCDC 变换器分类的 按输入与输出之间是否有电气隔离直流 DCDC 变换器可以分为两类一 类是有隔离的称为隔离式 DCDC 变换器另一类是没有隔离的称为非隔离式 DCDC 变换器 隔离式DCDC 变换器通常采用变压器来实现输出与输入之间的电气隔离 变压器同时具有变压的功能所以利用变压器实现电气隔离有利于扩大变换器 的输出应用范围也便于实现不同电压的多路输出或相同电压的多种输出 隔离式DCDC 变换器又可以按有源功率器件的个数来分类单管的DCDC 变 换器有正激式和反激式两种双管DCDC 变换器有双管正激式双管反激式 推挽式和半桥式四种四管DCDC 变换器就是全桥DCDC 变换器 非隔离式DCDC 变换器按有源功率器件的个数可以分为单管双管和 四管三类单管DCDC 变换器共有六种即升压式Boost DCDC 变换器 降压式Buck DCDC 变换器升压降压式Buck- Boost DCDC 变换器 Zeta DCDC 变换器Cuk DCDC 变换器SEPIC DCDC 变换器在这六种单 管DCDC 变换器中Buck 和Boost 式是基本的Buck- Boost Zeta Cuk SEPIC 式DCDC 变换器是从中派生出来的双管DCDC 变换器主要有电流可逆的不 可逆DCDC 变换器四管DCDC 变换器常用的是全桥DCDC 变换器 英特尔公司已准备推出下一代超高速计算机为其芯片供电的电源目前称 为VRM 电压调整器模块目前的VRM 研究有两种一种是非隔离型 VRM 即直接用计算机输出电源中的50V 或者33V 电压作为VRM 的输入采用Buck 2 变换器来实现另一种是隔离型VRM 通常用480V 或者240V 电压作为输入 电压采用隔离变换器来实现[1] [4] 低压大电流 DCDC 变换技术的研究正在不断深入如何解决快速负载变化 引入的问题将成为近期的主要目标一系列的新兴控制策略将会不断出台新 型元器件新型控制器以及结构和工艺等方面的研究也会不断推进这些研究 成果又会推动其它 DCDC 变换领域乃至整个电力电子行业的 理论向一个更高 的层次发展 com 软开关技术 早期的PWM DCDC 变换器技术是一种硬开关技术[1] 即在电流不为零 时强迫开关器件断开或电压不为零时强迫其开通这样在开通和关断时的 这段时间里由于电压和电流有一个交叠区产生的损耗称为开关损耗 变换器的总开关损耗与开关频率有关开关频率越高总的开关损耗就越 大因此开关损耗限制了变换器开关频率的提高也使变换器的效率降低 从而也限制了变换器的小型化和轻量化同时开关管工作在硬开关时还会产 生较高的尖峰电压和尖峰电流从而产生了较大的电磁干扰EMI 软开关技术实质是通过储能元件电感L 和电容 C 的谐振使开关中 的电流 或开关两端的电压按正弦或准正弦的规律变化当电流变化到零时使开关关断 当电压变化到零时使开关开通使开关上的开通和关断损耗理论上等于零 按照其控制方式软开关技术可分为脉冲宽度调制PWM 方式脉冲频 率调制PFM 方式和脉冲移相控制PS 方式PFM 软开关变换器具有电路 结构简单的优点但是它工作频率不恒定给电感变压器等磁性元件的优化 设计带来一定的困难此类变换器适合于负载输入电压相对稳定的场合PWM 软开关变换器实现了恒频控制大大方便了磁性元件的优化设计PWM 控制 方式适用于中小功率应用场合是软开关变换器中应用最广泛的控制方式 移相全桥软开关变换器采用恒频控制电压电流应力小在减小体积重量 以及降低电磁干扰等方面都有比较明显的效果因而移相全桥软开关变换器 非常适合中大功率应用场合 移相全桥软开关变换器有一个明显的缺点即变压器副边存在占空比丢失 现象而且滞后桥臂的软开关范围受到负载输入电压等多种因素的影响[4] 为了克服上诉弊端改进型的移相PWM 控制 ZVS 零电压开关全桥变换器 出现了美籍华人阮comerson 等人采用了滞后臂与辅助网络并联的 方法这种方法可在任意负载值和输入电压范围内实现零电压开关并且使占 [5][6] 空比丢失现象大大减小了 RWatson 等人采用了次级磁开关滞后臂软开 关的换流能量可由变压器的励磁电感提供comhcock 通过在变压器次级加 阻断饱和电感的方法实现滞后臂的ZVS 换流后两种通过在变压器次级作改 进的方式不仅实现了全范围零电压开关也减少了占空比丢失及附加环流能 3 量 20 世纪末国内外多种 PWM DCDC 变换器中都广泛应用了软开关技术 例如美国 VICOR 公司开发的 DCDC 高频软开关转换器48V600W 输出 3 效率 90 功率密度达 120Win 日本 Lambda 公司采用有源钳位 ZVS-PWM Fly-forward 变换器及同步整流技术可以使 DCDC 转换器模块效率达 90 美国ETM 公司开发的LCC 谐振式ZCS 零电流开关开关电源为行波管配 套输出 11KV15KW开关频率 100KHZ效率92 20 世纪末我国自行 开发的2KW 输出通信用一次电源应用移相全桥PWM 软开关技术模块效率 93 比用PWM 技术的同类产品重量下降了40[1][6][7] com 控制技术 开关电源的控制技术是电力电子技术的重要组成部分相对脉冲频率调制 PFM 而言脉冲宽度调制PWM 对简化控制补偿网络的设计和降低功率 [5] 变压器输出滤波器的体积都十分有效因此成为开关电源控制技术的主流 电压型PWM 控制是开关变换器最基本的一种控制方式如图 1-2它属 于单闭环负反馈控制方式容易实现但主要缺点是动态响应较慢常用在性 能要求不高的场合1972 年comarz 提出电流型控制原理电流型 PWM 控制如图 1-3也称为双闭环控制它既保留了电压型控制的输出电压反馈 控制部分又增加了一个电流反馈环节是一个电压电流双闭环控制系统 与电压型 PWM 比较电流型PWM 开关电源具有更好的负载调整率和电压调 整率而且系统的稳定性和动态特性有明显改善特别是其内在的限流能力 和并联均流能力使控制电路简单可靠电流型控制应是未来开关电源较为理想 的工作方式[5] 比较具有代表性的电流模式PWM 控制器有MC44603 UC3842 UC384647 UC3823X UC3825X 等 误差放大器 PWM 比较器 误差放大器 PWM比较器 UREC UC UREC UC Uo Uo 锁存器 三角波 发生器 图 1-2 电压控制型原理图 图 1-3 电流控制型原理图 1978 年CW Deisch 等人提出了目前最常用的一种电流型PWM 控制方式 峰值电流控制1987 年cominson 提出了平均电流型控制方案最早应 用于功率因数校正变换器并获得专利1979 年ACarpel 提出了用电荷控制 的DCDC 变换器双环控制系统1994 年WTang 建立了电荷控制开关变换器 4 的瞬态分析模型并将这种控制方法推广应用到多谐振正激式变换器1990 年 comley 提出了开关变换器的单周期控制 的概念这些控制方法全都是 用模拟电路来实现的数字化控制与模拟电路相比较具有更多优点它可以实 现一些先进的但又比较复杂的控制方法而且外围模拟器件数目很少可靠 [1] 性高因此模拟芯片将会逐渐被数字化的开关电源专用芯片所取代 近年来以人工神经网络模糊逻辑控制专家系统为标志的人工智能技 术的研究发展迅速在解决高度非线性和严重不确定性系统的控制方面智能 控制技术潜力巨大人工智能技术具有自学习功能可完成对过程的建模和控 制而不需要作任何的假设条件但是神经网络和模糊理论也有它们各自的缺 点神经网络虽然有自学习自适应容错修正等能力但却不能把形象思 维用语言表达出来难以实现逻辑思维模糊理论是以模糊逻辑为基础的能 实现人类的形象思维和逻辑推理但却没有自学习能力因此产生了把具有 形象思维和逻辑推理的模糊理论与具有容错能力和学习能力的神经网络技术 结合起来的模糊神经网络技术模糊神经网络技术把模糊理论和神经网络技术 所具有的优点很好地结合了起来既具有对模糊逻辑不确定信息的处理能力 又有神经网络的自学习自适应等能力因此在控制领域应用越来越广泛有 [5] 着良好的发展前景 com 计算机仿真技术 开关电源的计算机仿真是一种高效高精度高经济性高可靠性研制开 关电源的方法开关电源电路的仿真技术包括电路仿真建模方法和仿真程序两 部分电路仿真分析建模方法主要有 1 以状态变量法为基础的仿真技 术 2 以节点分析法为基础的仿真技术 3 以状态空间平均法为基础的仿真 技术 4 以改进的节点分析法为基础的仿真技术等仿真程序有三大类SPICE [1] 仿真程序离散时域仿真程序以状态空间平均法为基础的专用仿真程序 开关电源是一种强电和弱电相结合的系统而且由于DCDC PWM 功率变 换器的非线性使分析十分困难利用计算机仿真技术可以对 设计方案 关于薪酬设计方案通用技术作品设计方案停车场设计方案多媒体教室设计方案农贸市场设计方案 进行 更全面更完整地验证预测系统的性能发现系统的潜在问题和解决问题的 方法等对改进设计质量有很大帮助 由于电路的非线性在开关电源电路拓扑及器件参数的设计时器件参数 对电路的影响较大而且电路公式计算较复杂直观性差实验检验也困难 计算机仿真是介于理论设计和硬件电路板实验之间的一个重要步骤采用计算 机仿真技术能较直观地观察仿真结果并且针对不同的电路要求方便地找 到最佳参数以及相互的匹配关系加速对开关电源的分析与设计评估从而减 少了电路的实验工作降低了设计成本提高了设计效率[1] [5] 目前计算机仿真技术得到了广泛应用随之出现了各种各样的电路仿真 软件如Analgy 公司的 Saber 软件和电力系统瞬态分析软件EMTP MicroSim 5 公司的通用集成电路计算机仿真程序PspiceAnsoft 公司的功率变换器瞬态分析 软件 Simplorer 专门用于分析电力电子闭环系统的仿真软件PECAN 等二十 世纪八十年代美国的 Cleve Moler 博士研制了MATLAB 语言该语言是一个 高性能的数学工具可以解决很多实际的工程问题推动了后来的控制系统理 论以及计算机辅助设计技术的发展 13 同步整流技术的研究现状 com 同步整流的特点和原理 开关电源的损耗主要由3 部分组成由功率开关管产生的导通损耗高频 变压器的损耗以及输出端整流管的损耗 作为整流电路的主要元件通常用的是整流二极管它可以理解为一种被 动式器件只要有足够的正向电压它就开通而不需要另外的控制电路但其 导通压降较高快恢复二极管或超快恢复二极管的导通损耗可达 10,12V即 使是低压降的肖特基二极管也会产生大约 06V 的压降这个压降将引起较大 的通态损耗如有一个管子压降为08V 其整流为 12V 时它的前端要等效128V 电压损耗占08128?63而当其为 33V 整流时损耗为 08 3308 ?195可见此类器件在低压大电流的工作环境下损耗十分惊人这不但会导 致电源效率降低而且损耗产生的热能将使开关电源的温度上升机箱温度上 升进而可能造成系统运行不稳定产品使用寿命急剧缩短等后果 随着计算机及通信技术的发展低压大电流开关电源成为目前一个重要的 研究课题而如何提高开关电源的效率更是当前的一个研究热点同步整流技 术的出现正是顺应了这一发展趋势[8] 同步整流是采用通态电阻极低的功率MOSFET 来取代整流二极管以降低 整流损耗的一项新技术[1] 它能大大提高DC ,DC 变换器的效率并且不会产 生由肖特基势垒电压而造成的死区电压功率 MOSFET 是一种电压控制型器 件它在导通时的伏安特性呈线性关系用功率MOSFET 做整流器时栅极电 压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能所以称之为同步整流 [1] 它可以理解为一种主动式器件必须要在其控制极栅极有一定电压才 能允许电流通过这种复杂的控制要求得到的回报就是极小的损耗 [9] 功率MOSFET 管是一个双向导电器件 它的漏源伏安特性曲线包括坐标 系的第一象限及第三象限其中第一象限的特性曲线反映了MOSFET 的正向 导电特性第三象限的特性曲线反映了MOSFET 的反向导电特性同步整流技 术正是利用了MOSFET 这种双向导电特性来达到提高整流效率的目的 在实际应用中功率MOS 管一般在通过20-30A 电流时才有02-03V 的导 通压降损耗因为其压降等于电流与通态电阻的乘积故小电流时其压降和 恒定压降的肖特基不同电流越小压降越低这个特性对于改善轻载20额 6 定负载以下效率尤为有效 D 漏极 K 阴极 G 栅极 S 源极 A 阳极 图 1-4 同步整流管和整流二极管图形符号 如图1-4所示为N 沟道功率MOS管和二极管的图形符号整流二极管有 2个 极阳极A和阴极K 功率MOS 管有3个极源极S 漏极D和栅极G 功率MOS 管作为开关管使用时漏极D接电源的正端源极S接电压负端MOS 管导通时 电流由漏极D流向源极S[1] 相当于开关闭合用做同步整流管时MOS 管反接 即源极S接电源正端相当于二极管的阳极A 漏极D接电压负端相当于二极 管的阴极K 当MOS 管在栅极G信号的作用下导通时电流由源极S流向漏极D 功率MOS 管作为开关管使用时驱动信号加在栅极和源极之间作为同步整流 使用时其驱动方式有自驱动和外驱动2种自驱动方式时驱动信号加在栅极 [22] 和漏极之间而外驱动时驱动信号加在栅极和源极之间 同步整流管的驱动信号加在栅极和源极之间是一种可控的开关器件源- 漏极之间有寄生的体二极管及输出结电容SR 关断时电流仍然可以由体二极 管流通不过相对于肖特基二极管SR 体二极管的正向导通压降和反向恢复 时间都很大因此一旦电流流过SR 的体二极管则整流损耗将明显增加[1][7][9] 另外由于是由可控的三端半导体开关器件来实现同步整流的所以必须要有 符合一定时序关系的栅极驱动信号去控制它的通断驱动方法对 SR 的整体性 能影响很大因此设计同步整流电路时必须首要解决的问题往往就是栅极驱 动信号比如SR 开通过晚或关断过早都可能使 SR 的体二极管导通使整流 损耗和器件应力增大而开通过早或关断过晚又可能造成短路 从以上分析可以看出当MOS 管反接作为 SR 使用时具有以下特点 1SR 是一个可控的三端开关器件在栅极和源极之间加入驱动信号时 [1] 可以控制功率MOS 管源极和漏极之间的通 断 2 SR 的栅极驱动电压uGS 和源极电压u SD 必须同步当uGS 和u SD 同为 正时 MOS 管导通反之当 uGS 和 uSD 同为负时则MOS 管关断这样就实现 了整流而且电流也只能由源极S 流向漏极D 因为是通过栅极驱动信号和源 漏极间电压同步来实现整流的所以把这种整流方式称为同步整流 3 功率MOS 管反接使用时其固有的体二极管极性却是正向的为了 使功率 MOS 管能够过渡到整流状态有时要利用它先导通但由于体二极管 的正向导通压降比较大往往又需要控制它的导通时间 7 4 不同的开关变换器主电路其同步整流管的控制时序也是不同的在 PWM 开关变换器中SR 代替 SBD 作为整流或续流工作时必须保证栅极有正 确的控制时序否则 SR 与PWM 开关变换器的主开关管不能同步协调工作 随着电力电子技术的发展MOSFET 的性能也不断得到提高例如由IR 公 司生产的MOS 管IRF7821 其最大导通电阻为91m栅电荷仅93nC 开关 时间小于 10ns并且在逻辑电平下驱动即可目前各种电路拓扑几乎都可以 应用同步整流技术并且同步整流技术可以与其它技术相结合形成了各具特 色的同步整流技术例如同步整流技术与有源钳位技术相结合降低整流损 耗的同时实现了软开关进一步降低了功率开关管的导通损耗也因此提高了 开关电源的效率 com 主要电路拓扑结构 同步整流技术首先应用于非隔离型变换器然而随着变换器输出电压的 不断降低其输入与输出电压之间的变比不断增大占空比则相应地不断减小 以SR-Buck 变换器为例当占空比下降到 20 以下时由于占空比太小其性 能将会严重下降而隔离型变换器能够比较好地解决这一问题因此在半桥 全桥正激反激等许多隔离型变换器中也广泛采用同步整流技术[8] [10] 非隔离型变换器适用于小功率的场合如 Buck 变换器输出电流通常被 限制在20 ,25A 要满足输出大电流的要求往往必须采用多个模块并联均流的 方法但是这样就势必造成开关电源的成本提高体积增加可靠性降低及 功率密度降低等情况而所有这些都是与开关电源的发展趋势相悖的在Buck 电路中通常是由外部控制芯片驱动和控制同步整流管其驱动信号的优点是 控制时序准确驱动电压恒定不受输入或输出电压影响等由TI 公司研发的 同步整流控制芯片UCC272212 通过检测同步整流MOS 管的开关状态并利 用数字控制技术调整 MOS 管开关时间来获得最优的开通和关断死区延迟时 间从而实现零电压开关方式的同步整流解决了非对称变换器电路的软开关 同步整流问题并使其效率在原有技术的基础上提高了2 ,4 个百分点 隔离型变换器适用于功率较大的场合其主要目标是实现高功率密度和高 性价比对于隔离型变换器同步 MOS 管要根据不同的拓扑结构采取不同的 驱动方式具有较大的灵活性[8] 计算机通信技术的快速发展使低压大电流输出的开关电源成为当今的 一个研究热点在低压大电流输出的电源中副边整流环节的损耗占整个损耗 的极大部分最好的肖特基二极管也有025V 正向压降将产生巨大的导通损 耗所以整流器件的唯一选择是同步整流功率MOSFET 功率MOSFET 不能 象二极管那样自动截止反向电流必须控制功率MOSFET 的导通和关断功率 MOSFET 的导通和关断取决于栅极驱动信号必须仔细设计栅极驱动信号的大 小和时序才能确保同步整流器正常工作因此变压器副边的研究便主要集 8 中在如何驱动这些同步整流功率MOSFET上一种方法是采用外部控制电路 产生合适时序的驱动信号去驱动这些同步整流功率MOSFET 简称外驱动技术 另一种方法便是选择合适的拓扑结构直接用副边电压波形来驱动这些同步整 流功率MOSFET 简称自驱动技术与外加控制同步整流电路相比自驱动同 步整流方式性能更加优越但是并不是所有的变换器拓扑都适合与自驱动同步 整流电路结合使用 [23] 驱动同步整流管的理想的变压器副边电压波形应满足下列要求 1副边电压波形的上升沿和下降沿足够快满足驱动MOS管的要求 2副边电压无死区时间以减少同步整流MOS管的体二极管导通时间 从而减少由体二极管造成的导通损耗 然而对于大多数电路拓扑来说副边所能得到的电压波形都有这样那样 的缺陷不适合驱动同步整流管目前与自驱动同步整流技术相匹配的拓扑 结构主要有两种一是有源钳位正激变换器 如图1-5 二是互补驱动半桥电路 [1][4] 如图1-6它们的副边电压死区时间为零或较小电压波形的上升沿和 下降沿较快适合驱动MOS管 图 1-5 有源钳位正激变换器 图 1-6 互补驱动半桥变换器 有源钳位正激变换器是用一个辅助管和电容串联后再与变压器原边相并 联来实现磁化电流的去磁当主开关管断开时磁化电流先通过辅助管的体 二极管给电容充电一旦该电流反向辅助管便导通电容对激磁电感反向激 磁达到去磁的目的这种方法有许多优点如可扩展占空比D ,05 原边 功率器件的电压尖峰很小副边的电压波形没有死区从而可以作为副边的两 个同步整流功率 MOSFET 的自驱动信号等在低压大电流DCDC 变换中这 是应用最为广泛的电路拓扑之一 互补驱动半桥变换器的两个功率器件的驱动时序是互补的稍留一些死区 变压器原边串联一个隔直电容这个电路的最大占空比为 05 因其副边的电 压波形无死区从而也是自驱动同步整流的合适拓扑 尽管这两种PWM变换器拓扑的开关频率较低 几百千赫兹 但磁性元件的 体积可以设计得足够小不妨碍实现高功率密度的指标而且软开关PWM变换 器的效率高从而使电源冷却需要的散热条件降低有利于实现电源的小体积 9 化提高系统的可靠性 此外有源钳位正激变换器和互补驱动半桥变换器这两种拓扑还具有以下 优点 1 变压器的磁芯双向磁化磁芯的利用率高体积较小 2 能实现功率管的软开关减少了开关损耗并且允许变换器工作在较高的 频率 可达300K至500K赫兹 在低压大电流DCDC 变换器中变压器副边整流管的通态损耗尽管是最关 键的一部分但印制版线路的损耗也较大尤其是大电流焊点处的损耗印制 版引线上的导电损耗等倍流整流技术可将变压器的副边中心抽头省掉副边 的匝数至少可以省一匝提高了变压器的利用率另外它还提供了变压器与 电感集成于一个铁芯上的理论可能性构成集成磁技术的低压大电流 DCDC 变换器由这种集成磁技术构成的电源具有很小的厚度和非常高的功率密度 是理想的新一代高功率密度电源产品 com 同步整流的驱动方式 SR 的驱动方式从不同的角度出发有不同的分类方法如外驱动和自驱动 电压自驱动和电流自驱动等从同步整流管的工作方式来说又可以分为同步 开关方式和有源二极管方式同步整流的栅极驱动电路的设计是决定 SR 正常 工作和良好性能的关键[1] com1 外驱动与自驱动同步整流 所谓外驱动是由外部的控制电路通过计算或根据电路的状态确定功率 MOSFET 的驱动时间然后由一专门的控制IC 驱动同步整流管[1][8] 外驱动电 路具有一些优点如可以提供比较精确的控制时序使同步整流管的驱动信 号和理想的驱动波形一致驱动信号不受输入电压或输出电压变化的影响能 提供高质量的驱动波形但是电路结构复杂所用的元件多成本高驱动电 路有损耗开发周期长因而限制了外驱动同步整流方式的广泛应用目前 对于12V以上至20V左右的同步整流则多采用控制驱动IC 现已开发出了一些 外驱动控制芯片比如ST公司的STSR2和STSR3 可以很好地用于正激和反激 变换电路Linear Technology 公司的LTC1681和LTC1698 用于双管正激电路的 同步整流驱动IR 公司的IR1175 可直接从变换器副边取得外驱动控制信号[8] 自驱动同步整流即是在主电路中直接获取驱动信号驱动同步整流管相 比较来说 自驱动同步整流的电路所需的元件数量较少结构简单同时由于自 驱动同步整流续流二极管靠复位电压驱动所以工作特性受功率变压器的复位 方式影响理想情况是变压器的复位时间与主开关管的关断时间相等这时输 [28] 出电流就能在整个关断期间内通过同步整流管续流 由于漏源极间PN 结的存在使MOSFET漏源极之间存在一个反向的并联体 10 二极管MOS 管作为整流管使用时电路拓扑要求其有反向阻断功能因此流过 电流的方向不是通常的从漏极到源极而必须是从源极到漏极在实际应用中 如果在换流期间一只整流管已导通而另外一只还没有及时关断就会造成短路 产生较大的短路电流甚至会烧毁MOS 管因此2只整流管的驱动信号之间应保 证足够的死区时间但死区时间也要有所限制因为在死区时间内负载电流将 从SR管的体二极管流过完成MOSFET 作为整流管的功能如果死区时间过长 电路虽然仍能正常工作但损耗会增加因此从减小损耗的角度考虑死区时间 [29] 应设置得足够小 一种简单的驱动电路是在主变压器上加两个辅助绕组直接连接到MOS 管 的栅源极获得驱动信号另一种更简单经济的方法是直接从变压器的副边主 电路获得驱动信号如果变压器副边电压幅值足够高能较好驱动MOS 管这 [23] 也是可选择的驱动方案 与外加控制驱动电路相比自驱动同步整流能使变 换器获得更高的效率且简单经济可靠广泛应用于电源产品中[24] 对于 低压大电流输出的DCDC变换器大部分损耗发生在副边整流电路中目前 用同步整流管代替整流二极管是减少整流侧损耗的有效措施与外加控制同步 整流电路相比自驱动同步整流性能更加优越[23] com2电压型自驱动同步 整流 [1] 自驱式同步整流器又分为电压驱动型和电流驱动型同步整流器 电压型自驱动方式是通过检测DCDC PWM 变换器 SR 所在回路中的某一 处电压作为 SR 的栅极驱动电压的驱动方式其对栅极驱动电压的要求是 时序准确波形能够快速转换无死区等 对照 SR 的控制时序其驱动信号通常可以取自 PWM 开关转换器主电路 中隔离变压器的耦合信号或电感上取得的耦合信号 1从隔离变压器次级取驱动信号 PWM 开关转换器中的隔离变压器都包含有PWM 的定时信号这时SR 可以直接从变压器次级绕组或与其耦合的信号驱动不需要额外的驱动电路 SR-有源钳位单端正激变换器和 SR-不对称半桥变换器等采用这种同步整流驱 动方式是比较适合的但是对于某些电路其隔离变压器的电压信号与同步整 流管所需要的驱动信号的时序并不完全一致时则不能采用这种同步整流驱动 方式如 SR-半桥式转换器 L SR2 C WP WS SR1 图 1-7 用变压器次级绕组电压自驱动的 SR-正激式变换器整流 电路 11 图 1-8 用变压器耦合绕组驱动的 SR-正激式变换器整流电 路 2 从滤波电感上取驱动信号 PWM 开关变换器的输出滤波电感 Lf 上也包含与 PWM 控制同步的 逻辑信 号因此同步整流管也可以从输出滤波的耦合绕组上取驱动信号如图 1-9 所示 Lf SR2 WP WS SR1 图 1-9 输出滤波电感耦合信号驱动的 SR-正激式变换器同步整流电路 这种驱动方式的主要问题是某些同步整流管的驱动电路和 SR 所在的功率 回路的工作状态出现互锁 使 SR 的关断特性很差此外采用与输出滤波 电感耦合绕组的信号同步驱动方式在输出短路或降压限流的状态下也不能正 常工作因此这种驱动方式很少单独使用但可以与其它同步驱动方式混合 使用 电压型自驱动同步整流方式优点是电路简单成本低廉主要缺点是 1对于不同的PWM 开关变换器拓扑结构为了保证具有准确的控制时 序需要采用不同的驱动方式 2变换器在死区时间内不能提供驱动信号SR 在通断状态转换时产 生很大的电流尖峰 3 DCDC PWM 变换器的输入电压越高SR 的驱动电压也越高因此 如果输入电压的变化范围较宽那么在整个电压变化范围内就很难安全可靠地 驱动 SR 4低电压大电流输出的SR DCDC PWM 变换器有时需要并联使用但 电压型自驱动方式不能用于并联工作的SR DCDC PWM 变换器中 5变换器轻载时往往会在不连续电流模式下工作[1] 但电压型自驱动的 同步整流是一个双向开关轻载时负载电流可能继续反方向流过输出电感形 12 成环路电流因而产生了附加损耗使变换器的效率下降 近年来电压驱动同步整流器的应用方兴未艾出现了栅极电荷保持电压 驱动同步整流器和栅极电荷转换电压驱动同步整流器这两种同步整流器都较 [25] 好地解决了同步整流管驱动的死区问题 com3 电流型自驱动同步整流 电流型自驱动同步整流器是通过检测流过同步整流管的电流确定是否开 通还是关断同步整流管当电流从同步整流管的源极流向漏极同步整流管导 通时检测 MOSFET 的电流得到同步整流管的驱动信号当电流反向或降低 为零时同步整流管关断因此电流驱动同步整流管能够像一个普通二极管 一样自动地开通和关断[25] 我国香港大学电力电子研究室于二十世纪末提出了一种有能量回馈的电流 [1] 型自驱动 SR 方案它的性能接近于一个理想二极管被称为有源二极管 图 1-10 所示为能量回馈电流型自驱动同步整流的具体实现电路它由一个 电流互感器来实现电流检测及能量回馈共有四个绕组即电流检测绕组W 1 驱动绕组 W2 能量回馈绕组 W3 磁复位绕组 W4 U0 为电压源它可以是变 换器电路中的任何一个直流电压如输出电压这种能量回馈电流型自驱动SR 可以直接取代 SBD 或FRD 应用于推挽式正激式反激式半桥式PWM 变 换器及谐振变换器等各种电路中这种电路应用于输入电压变化范围大的场 合 时驱动电压仍能保持恒定 D1 W1 U0 W3 DC w4 W2 D2 图 1-10 能量回馈电流型自驱动电路的具体实现电路 电流型自驱动同步整流驱动方式的特点是输入电压变化时驱动工作仍能 正常进行驱动电路工作与主电路形式无关驱动波形无死区可以应用于并 联工作的 DCDC 变换器不会出现因某个变换器吸收功率而导致电路损坏等 情况 电流驱动同步整流管具有通用性与电压驱动同步整流器相比电流驱动 同步整流器的拓扑结构独立即在已有的开关电源拓扑结构中可以用电流驱 动同步整流管代替整流二极管但是电流驱动同步整流器必须外加电流检测器 [25] 件及辅助电路 13 com SR 的控制时序与同步整流电路 当同步整流管SR 工作在同步开关方式时其驱动信号必须与DCDC PWM 变换器主开关管的通 断协调以满足一定的时序要求下面举例说明 1(SR-单端正激变换器的主电路 SR2 uV1 uSR2 SR3 uSR3 V1 a 主电路 b 控制信号时序 图 1-11 SR-单端正激式变换器 如图 1-11 a 所示当主开关管 V 1 导通时SR2 导通SR3 关断当 V 1 关 断时 SR2 关断SR3 导通续流控制信号的时序如图 1-11 b 所示MOS 管V 1 SR2 和 SR3 的控制信号的逻辑电平分别用uV1 uSR2 和uSR3 代表 _ SR V SR V 1-1 2 1 3 1 2 (SR-半桥式变换器 SR-半桥式变换器的主电路如图 1-12 a 所示次级为中心抽头全波整 流 控制信号的时序如图 1-12 b 所示当主开关管 V 1 导通V2 关断时变压器 同 名端为正SR3 导通SR4 关断当V 1 关断V2 导通时变压器的同名端为负 SR3 关断SR4 导通当V 1 和V2 都关断时变压器端电压为零SR3 和 SR4 导 通续流 SR V SR V 1-2 3 2 4 1 V1 uV1 SR3 uV2 V2 uSR3 uSR4 SR4 a主电路 b 控制信号时序 图 1-12 SR-半桥式变换器 14 V1 uV1 SR3 uV2 uSR3 V2 uSR4 SR4 a 主电路 b 控制信号时序 图 1-13 SR-AHB 变换器 不对称半桥AHB 变换器的主电路有图 1-12 a 和图 1-13 a 两种形式 对于 SR-AHB 变换器式 1-2 仍成立并且AHB 中V 1 和V2 是互补导通的所 以 SR V SR V 1-3 3 1 4 2 3 (倍流同步整流电路 在大电流输出的情况下制造中点抽头变压器工艺复杂造价高而采用图 1-14 所示的倍流同步整流电路采用两个滤波电感并且可以不用中点抽头变 压器因此制造容易造价低倍流整流电路可以用于半桥式或全桥式等变换 器其工作原理是当变压器同名端为正时SR1 导通SR2 关断电感 L 1 通 过变压器和 SR1 储能并向负载提供电能电感 L2 通过 SR1 向负载释放电能 当变压器的同名端为负时SR2 导通SR1 关断电感 L2 通过变压器和 SR2 储 能并向负载提供电能电感L 1 通过 SR2 向负载 释放电能 L1 SR2 SR1 L2 图 1-14 倍流同步整流电路 com 应用同步整流技术提高电源效率 从上个世纪末期同步整流技术诞生以来开关电源技术得到了很大的 发展 采用 IC 控制的同步整流方案已被电源研发工程师们普遍接受现在同步整流 技术都在努力实现 ZVS ZCS 方式的同步整流[11] 21 世纪初美国银河公司 发表了ZVS 同步整流技术之后现在已经得到了广泛应用这种ZVS 方式的同 步整流将二次侧驱动同步整流的脉冲信号调成比一次侧的 PWM 脉冲信号的上 升沿超前下降沿滞后实现了同步整流 MOS 管的 ZVS 方式工作Linear 公 司的LTC3722 LTC3723 INTERSIL 公司的ISL6752 等双输出式PWM 控制芯 15 片几乎都于控制逻辑内增加了对二次侧实现ZVS 同步整流的控制端子这些 芯片不仅使初级侧功率 MOSFET 实现了软开关而且努力实现二次侧的 ZVS 方式的同步整流转换效率达到 94 以上 在一些非对称的开关电源电路拓扑中如正激电路或有源钳位正激电路 在副边的同步整流中为了消除MOSFET 体二极管的导通损耗和反向恢复时间 带来的损耗实现ZVS 方式的同步整流德州仪器公司开发了预检测栅驱动 技术这种技术在控制芯片中增加了大量的数字控制技术在同步整流的控制 芯片UCC27228 诞生以后正激电路的效率达到了前所未有的高效率 变压器原边采用有源钳位技术后既使原边的开关管实现了软开关 ZVS 方式工作又解决了磁芯复位及能量回馈问题减轻了功率 MOSFET 的电压应 力同时还做到了副边的ZVS 方式的同步整流综合预检测栅驱动技术和 有源钳位技术的中小功率的DCDC 变换器功率密度能达到每立方英寸200W 以上其效率也都在94 以上 同步整流技术不但提高了电源效率而且给电源模块带来了新的进步下 [4] 面以 SYNQOR 公司的电源模块为例进行介绍 基板在传统的开关电源模块中是 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 配置它一方面可以用来安装散热 器起到提供散热途经的作用另一方面由于其上的功率器件与控制电路板分 开可以减少发热元件对控制芯片的影响SYNQOR 公司由于采用了同步整流 技术降低了功耗使电源模块达到了很高的效率91 而且由于功耗的 降低取消了散热器采用了无基板结构使电源模块的结构取得了很大进步 [4] 经过验证在相同通风条件下一样能达到所需功率它有以下优点 1基板中控制电路板散热器及磁芯元件是靠人工进行安装和焊接的 因此故障可能性增大降低了生产效率而且基板中功率元件与基板间必须 保持良好绝缘这也使传统开关电源的故障可能性增加因此取消基板和散 热器可以避免这类故障的产生 2 无基板结构更方便采用平面变压器等新技术平面变压器的线圈是使 用多层电路板上的铜箔布线耦合紧密变压器磁芯直接嵌在多层电路板中 因此散热条件好与传统变压器相比还能够实现高功率密度真正达到小型 化更重要的是实现了电源模块的全部自动化生产提高了生产效率和可靠性 3 采用同步整流技术后由于取消了散热器电源模块采用了无基板开 放式结构这样原先存在于基板和接地间及基板和元件间的寄生电容就没有了 由寄生电容带来的比较大的共模干扰也消失了因而使电源模块增强了抗电磁 干扰EMI 的能力 4 在传统电源模块基板结构中需要填充绝缘导热材料因此增加了电源 模块的重量由于体积和重量大一方面使其抗震能力差另一方面也使电子 设备的机架中空气流通不畅降低了风扇效能而 SYNQOR 电源模块是开放 16 式结构高度仅为10mm 不仅空间减小有利于通风同时也方便了控制板上 其他芯片的散热 使用同步整流技术后由于提高了功率密度使电源模块在通信控制板上 所占的空间得到减小而功耗的降低则减少了分布式系统前端主电源的负担 节约了系统投资 随着电子技术的快速发展电子设备芯片所需的电压越来越低电子设备 的集成度也越来越高分布式电源系统中单机功率不断增加电源输出电流从 10,20A 增大到 50,100A甚至更高同时要求电源体积不断减小所有这 些使同步整流技术的应用研究成为当今的一个研究热点 同步整流技术符合高效节能的要求适应新一代芯片电压的需求这项技 术已逐步成熟出现了专用同步整流驱动芯片IR1176 等但目前掌握该项技术 的公司并不多生产成本也较高而且还有很多应用领域未得到开发随着功 率 MOSFET 器件的批量投入市场控制技术的不断完善及专用驱动芯片的出 现同步整流将逐步应用于工业生产领域 14 主要研究内容 本文拟在低压大电流高频开关电源方面做以下研究 1提出适合于低压大电流高频开关电源的 PWM 零电压软开关电路拓 扑并研究主电路的工作机理和特性 2 研究低压大电流高频开关电源的同步整流技术 3 应用Saber 电路仿真软件对低压大电流高频开关电源同步整流电路 机理进行系统全面深入的仿真分析 17 第二章 基于有源钳位技术的正激式变换器的基本原理 前面提到过与自驱动同步整流技术相匹配的拓扑结构主要有两种一是 有源钳位正激变换器二是互补驱动半桥电路 互补驱动半桥电路主要以下优点[23][26][30] 1变压器原边通过合 理设计 可以实现软开关2在一定的输入电压范围内及合适的输出电压等级处互 补驱动半桥变换器可以和自驱动同步整流较好结合3输出电感可设计得较 小4功率管的电压被钳位为输入电容上的电压电压应力小但是也有一 些缺点 1对输入电压变化比较敏感不适合用于输入电压变化范围大的场 合2动态特性复杂小信号模型的输出阻抗较大导致动态响应较差3 当输入电压范围较大而采用两级结构时所用器件较多控制复杂因此当 输入电压较大时互补控制自驱动同步整流半桥变换器并不是特别理想的 与之相比在宽输入电压范围的情况下有源钳位正激变换器能更好地与 自驱动同步整流结合使用在输入电压变化较大时驱动同步整流管的电压仍能 较好地驱动同步整流管特别适合应用于低压大电流输出的电源中由于变压 器磁芯在几乎整个主开关管关断期间被复位所以有源箝位复位方式将死区时 间减至最小同时这种复位方式减小了主开关管上的电压应力[29] 目前国 外的通讯二次电源模块计算机电源服务站电源等中小功率电源中已大量应 用了有源钳位正激变换器这个拓扑它可以实现主功率管的软开关较好地解 决了主功率管上的电压尖峰问题实现了正激变换器的无损磁复位因而在较 高开关频率下可以得到较高的效率 21 有源钳位正激变换器拓扑结构的研究 com 有源钳位技术的发展历程 传统带隔离变压器的离线式 DCDC 变换器拓扑主要有推挽变换器正激变 换器反激变换器半桥变换器及全桥变换器等[12] 它们都有各自的优缺点 适用于不同的场合其中单端正激变换器拓扑在中小功率场合得到了广泛的应 用它具有外围元器件少结构简单成本低可靠性高驱动电路易于设计 等优点[12] 然而正激变换器也有其固有缺陷 1开关管为硬开关方式开关损耗较大在开关电源中磁性元件如 电感变压器等在电源装置的体积重量成本中占有较大比重人们通常 是采用提高开关频率的方法来减小磁性元件的体积提高功率密度但是传 统正激变换器中的开关管为硬开关方式而硬开关工作的缺陷如开通和关断 损耗随开关频率的提高而增加妨碍了开关器件工作频率的提高 2 由于变压器原边绕组流过的是单向脉动电流因此必须加入磁芯复位 [12] 电路而且由于磁芯只能在磁滞回线的第一象限工作磁芯利用率比较低 人们已知可以在开关管上并联吸收电路来抑制PWM DCDC 变换器中的 18 开关浪涌电压或电流使电路中的储能被充分利用或者反馈回电源并且将器 件电压钳位于某一范围之内根据这个原理采用在 PWM DCDC 变换器的开 关管上并联钳位电路来抑制开关管上的电压应力钳位技术有两种一种是 无源钳位技术如 LCD 钳位技术和 RCD 钳位技术它们的缺点就是开通损耗 或通态损耗较大另一种是有源钳位技术有源钳位技术要比无源技术效果好 两种技术都可以应用于正激式变换器在电路中既可以钳位开关管上的电压 [1] 又可以使变压器铁心磁通自动复位 L D1 V2 Ui D2 C V 1 图2-1 有源 LC 吸收网络 图2-1 给出了早期有源 LC 吸收网络1974在正激式转换器中的应用 它由D 1 D2 V2 L C 组成其中D2 V2 L 形成一个Buck 式PWM 开关 当主开关V 1 关断时C 吸收浪涌能量V2 导通C 将吸收的能量通过 Buck 开 关电路馈入电源这种方法可以将主开关管 V 1 上的电压钳位在U 1D 水平 i u 上 [1] 后来 Carsten 在 1981 年提出了有源钳位开关变换器 这种电路是在基本 的正激式变换器的变压器原边增加了一个有源钳位网络有源钳位开关变换器 电路图见图1-1采用这种方法既提高了电路的工作效率又使电路的工作状态 [12] 得到了改善 [13] 有源钳位技术历经三代 第一代为美国VICOR 公司的有源钳位ZVS 技术其DCDC 变换器的工作 频率达到了 1MH 功率密度接近200W in3 但效率低于90 Z 第二代由 IPD 公司研发其MOSFET 采用 P 沟道变压器副边采用用于正 激式变换器电路拓扑的有源钳位这种方式虽然使产品成本降低了很多但 MOSFET 的零电压开关边界条件较窄而且P 沟道MOSFET 工作频率也不高 第三代由一位美籍华人工程师于 2001 年设计其特点是将变压器磁芯复位 时释放出的能量转送至负载所以实现了更高的转换效率他设计了三个电路方 案其中应用最广的是采用 N 沟道 MOSFET 采用这项技术可以将软开关同 步整流技术都结合在一起因此效率可提高到 92 以上功率密度可达到 250W in3 以上 有源钳位技术的应用使得原本工作于单象限的正激变换器工作于第 一和 19 第三象限提高了功率变压器磁芯的利用率占空比可以超过 50 减小了开 关管上的电压应力由于寄生元件中存储的能量可以反馈回电源中因此也减 小了电源损耗[12] com 有源钳位正激变换器的拓扑结构 传统的有源钳位正激变换电路有两种拓扑形式 D1 D1 WP WS D2 C WP WS D2 Ui Ui V2 V2 C V 1 V 1 图2-2 钳位电容与主开关并联 图 2-3 钳位电容与变压器并联 图 2-2 是钳位电容 C 与主开关管 V 1 并联的形式而图 2-3 是 钳位电容 C 与变压器并联的形式前一种称为Boost 钳位或低边钳位后一种称为 Flyback 钳位或高边钳位对于这两种拓扑形式钳位电容 C 上的电压Uc 是不同的 在图 2-2 中主开关管V 1 一个周期 T 内的导通时间是DT 变压器 原边绕 组承受的电压U 而主开关管关断的时间为1-DT 此时变压器原边绕组承 i 受的电压为U -U 根据伏秒平衡关系[12] C i DTU 1D TU 1D TU i c i 整理可得 U Uc i 2-1 1D 从图 2-2 可以看出当 V2 导通时钳位电容电压 UC 不是加在变压器的激 磁电感两端而是直接加在 V 1 的漏源极的两端那么式 2-1 也就可以作为 V 1 电压应力的表达式即 U Uds V 1 i 2-2 1D 同理在图2-3 中主开关管V 1 一个周期 T 内导通时间是DT 变压器原 边绕组承受电压为U 而主开关管关断的时间为1-DT 此时变压器原边绕 i 组承受的电压为U 根据伏秒平衡关系 c DTU 1D TU i C 整理可得 20 D Uc Ui 2-3 1D 从式2-3 中可以看出当V2 导通时钳位电容电压Uc 与V 1 电压应 力的关系 是 U ds V 1 Ui Uc 2-4 将式 2-3 代入上式可得 U U 1 i 2-5 ds V 1D 可以发现式2-2 与2-3 相同即无论采用钳位电容 C 与主开关管V 1 并联的 方式还是采用钳位电容 C 与变压器并联的方式主开关管在其中承受的电压 应 力都是相同的但是由于电容与主开关并联的电路中辅助开关管的驱动方式更 容易实现因此通常采用的是钳位电容与主开关管并联的电路 在有源钳位正激变换器中仅仅钳住主开关管电压并不意味着就能实现 零电压开通 [1][12] 当V 1 V2 关断V 1 输出电容和变压器励磁电感谐振时只 要 V 1 端电压uDS 1 谐振到零就可以实现零电压开通保证uDS 1 谐振到零的条件 是 1I ?I n 2-6 M 0 式中 I M 变压器励磁电流峰值 I 0 负载电流 n W W W 1 W2 为变压器初次极绕组匝数 1 2 式2-5 表明零电压开通条件与负载大小有关 2 I I n Z ?U 2-7 M 0 r i 式中Z r LM CS CCS 为谐振特征阻抗 3 主开关必须有反并联二极管 还有一种保证零电压开通条件的方法是在变压器次级与整流二极管串 联 一个饱和电感其作用相当于一个磁性开关励磁电流较小时电感很大阻 止励磁电流流向次级保证主开关管电流谐振到零 随着电力电子技术的飞速发展有源钳位技术逐渐被用于其他各种不同的 拓扑结构中如有源钳位反激变换器有源钳位双端正激变换器有源钳位反 激-正激变换器等有源钳位技术不但可以将主功率开关管电压钳位在一定值 同时还可以实现主功率开关管和辅助开关管的零电压开通从而大大降低了开 关电源的损耗使开关电源实现高功率密度高效率以及小体积成为可能 现代电力电子设备越来越多地采用低电压大电流的供电方式所以同步 21 整流技术成为提高变换器工作效率所必须采取的一种技术但是由于MOSFET 同步整流管的开通和关断必须依赖于栅极的驱动信号不能象普通整流二极管 那样对反向电流具有自关断的能力因此它的驱动电路必须单独设计 同步整流管的驱动方式有两种方法即自驱动和外驱动外驱动方式相对 于自驱动方式来说可以提供比较精确的控制时序但是结构复杂成本高 且效率也不如自驱动高 图2-4 所示的电路即为 SR-有源钳位正激式变换器的主电路变压器初级 除了主开关管V 1 之外还有由辅助开关管即钳位开关管V2 和电容 CC 组成 的钳位电路D2 表示 V2 的体内二极管有源钳位电路可以自动实现变压器的 磁复位 SR2 L CC C R D2 SR1 Ui V2 V 1 图2-4 SR-有源钳位正激式变换器的主电路 当V 1 导通时V2 关断当V 1 关断时V2 导通因此V2 的栅极驱动信号和 V 1 驱动信号是互补的并且为了防止V 1 和V2 同时 导通两者之间还要有一定 的延迟其工作原理是V 1 导通时向负载传输能量V 1 关断时V2 的体内二 极管导通钳位电容 C 迅速充电到 U V 在驱动信号 的作用下导通变压器 C i 2 的励磁能量向电源释放因而实现了磁复位由于 V 1 和 V2 的互补导通变压 器的副边电压无死区同步整流管可以直接采用电压自驱动驱动简单而且容 [1] [12] 易实现 SR-有源钳位正激式变换器具有以下特点 1变压器的漏感磁能由钳位电容吸收浪涌电压被钳位V 1 的电压被钳 位于U 值 i 2 变压器励磁电流可沿正负两个方向流动磁芯对称工作于磁滞回线的 第一象限和第三象限没有直流磁通因而提高了磁芯的利用率 3 主开关和钳位开关均可实现零电压开通 4 变压器磁芯可以自动复位无须另设磁复位绕组 5 占空比可以大于05 SR-有源钳位正激式转换器适用于开关频率恒定输入电压U 及负载电流 i 变化范围大的场合据有关文献报道与有磁复位绕组的 SR-正激式转换器相 比SR-有源钳位正激式转换器的效率可以提高 3 22 然而在传统的有源钳位正激变换器中由于有源钳位开关浮动因此需 要一个具有隔离特性的额外电路来驱动有源钳位开关
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