正激式开关电源设计

正激式开关电源设计 正 激 式 开 关 电 源 设 计 卢灿 ()233042 中国兵器工业第 214研究所 蚌埠 摘 要 正激式变换器具有外围电路简单 、电压和电流应力小 、抗过载能力强 、不易饱和 、易于集成 等许多优点 ,是中小功率降压式隔离 DC /DC变换器最常使用的拓朴之一 。本文将对其拓朴原理 、磁复 位电路选择 、变换器设计 、反馈电路设计 、滤波电路设计等几个方面对其进行详细的介绍 。 关键词 正激变换器 磁复位 DLC Snubbe r 以通过简单的复位电路设计 ,就可以保证其在大 言1 引 动态重负载下不会磁饱和 ,电路工作稳定 。由于 正激式开关电源变换器在中小功率隔离降压,因而漏感较小 ,具有小的电其磁芯不需要开气隙 型 DC /DC 电源模块中有着广泛的应用 。其主变 压尖峰 。另外 ,其峰值电流也较小 ,传输能量大 , 压器只是作为传递能量和电压变换的作用 ,启动 相同的传输功率所需要的磁芯较小 ,易于集成 。 电流 输出纹波和所需要的滤波电容均较小 。在 ?2 工作原理开关转换过程中不存储能量 ,少量的剩余能量 ,可 图 1 原理框图 如图 1 所示 , 变换器由输入滤波 、高频变 压,动态调整变换器开关管的占空比 ,使负载的变化 输出电压保持稳定 。吸收和输入滤波电路对变换器 、开关控制 、吸收和复位电路 、输出整流滤波和 隔离反馈等六部分组成 。高频变压器和开关控制 器产生的浪涌电流和尖峰电压进行吸收 ,以保证 电路正常工作和降低纹波对输入和输出的影响组成变换器的主体 ,实现能量的储存和传递以及 输出整流滤波电路完成变换器输出能量的存储和电压的变换 。隔离反馈控制电路根据输出电压和 D2 和 D 3 为整流二极管 ,其与输出采样输入端 。输出电压的整型 ,保证恒定的直流输出 。 滤波电感和 电容 一 起组 成整 流滤 波 电路 。光偶 3 变换器原理Q 1、可调基准 V 2 和相关的阻容一起组成隔离反 如图 2所示为变换器原理图 , TR1为变压器 , , 其中FB 接开关控制器的反馈控制输入馈控制 端 。V in为输入电压 , V cc是辅助供电电源 , CS为电流 图 2 变换器原理图 4 复位电路设计 在电源类的设计书中有很多种复位方式的介 绍 ,这里介绍在实际使用中应用最多的两种复位 电路 。 4. 1 谐振复位 该种复位方式是在开关管的栅极和漏极间并 一个合适大小的电容 ,利用其和开关管的寄生电 感和电容产生的谐振将变压器中的剩余能量释放 掉 。该复位方法简单可靠 ,并可调节电容量的大 图 3 DLC Snubbe r复位 小来控制电压应力 , 最大占空比可以接近 80 % , 位电路主要应用于中大功率正激变换器中 ,工作 在小功率 DC /DC 变换器中使用广泛 。其缺点是 可靠稳定 ,最大占空比可达到 80 % , 是一种较为 有部分剩余能量被损耗 ,并且在输入电压变化范 理想的电路结构 。 围较大场合下应用时 ,低压大负载下可能出现饱 和 。 5 正激变压器的设计 4. 2 DLC Snubbe r复位5. 1 磁芯的选择 该复位方式采用 DLC Snubbe r无损失吸收网 200 ?,饱和磁通密 度 > 350m T, 剩 余 磁通 密度 < 50m T,典型工作频率为 100 kH z,500 kH z的磁芯 。 磁芯的工作尺寸选择需要综合考虑 : 输入和输出 电流的大小 ? 工作频率 ? 线圈的匝数和线径等因 素 ,结合变压器参数的设计确定最终尺寸 。 5. 2 工作频率选择 在输出相同功率情况下 ,提高开关频率可以 减小变压器的磁芯尺寸 ,但同时会增加开关 损耗 ,给开关管 ,整流管和磁性材料的选择带 来很大的困难 。正激式开关电源的典型开关频率 选择在 100 kH z,500 kH z, 可 根据 变 换器 整体 体 积 ? 功耗 ? 纹波等指标要求综合考虑 。 5. 3 变压器参数的设计 正激变换器除了磁芯材料本身磁化一小部分 图 4 隔离反馈电路能量外 ,是不存储能量的 ,在设计时通常着重考虑 如图 4 所示 : 由可调基准电压源和光偶组成以下两个重要事项 : 隔离反馈电路 , 使输出电压保持恒定 。可调基准电) 1在电源的整个工作范围内 ,磁通密度的峰 压源是隔离反馈的核心 , 其可以被看作为带基准值不能接近饱和 。 的高增益误差放大器 , 它把输出电压和基准电压) 2在满负载时 ,绕组能否提供足够的输出电压。 的误差放大 , 产生电压误差信号 。在额定输出电压首先确定单个一次绕组的匝数 ,其可由公式 时 , 误差放大器产生一个“零误差 ”点 。当输出误( ) 1 计算得出 : 差偏离额定值 , 放大器的输出误差电压就会明显 V ( )in nom ( )N =1 p riβ4fA 改变 , 光偶则将误差信号隔离传递给电源控制器 ,m ax c 2 电源控制器用该误差电压校正脉冲宽度 , 从而使其中 : A c为磁芯的有效横截面积 , 单位为 m 。 V 为典型输入电压 , 单位为 V。 ( ) in nom 输出电压恒定在额定值 。 6. 2 参数设计 B为最大工作磁通密度 , 单位为 T。 f为单m ax 个一次绕组的工作频率 , 单位为 H z。 再确定 R 10电阻应保证通过光偶耦合的工作电流 , 次 级 单 一 绕 组 的 匝 数 , 其 可 由 公 式 不会影响电源控制器内部的 0. 5m A 的上拉电流 ( ) 2 计算得出 : 源 , 当要全额脉宽输出时 , FB 引脚上需要得到高 () () 于 4. 5V 的电压 V = 5V 。如果将流过光偶的电 1. 1 V + V N ref out fw d pr i( )2 N = secV D C ( ) R= in n om m ax 流控 制 在 上 拉 电 流 源 的 1. 3 倍 , 则 要 求 10 其中 : V为预计的输出整流器的正向压降 , V- 4. 5V fw d ou tΩ k, 根据上式计算出各模块所需要的 0. 65 - 0. 5 单位为 V。 D C为预计的最大占空比 ,通常取值为 0. 95。 m ax 实际参数值 。在实际电路中 , 为了留出安全裕量 , V 为最小输入电压值 , 单位为 V。in ( nom ) 取值可以适当减小 。 V为最大输出电压值 , 单位为 V。ou t 为了得到 0. 3V 的最小输出 , 光偶需传送的电 流为 :6 反馈电路设计 V - 0. 3 out 6. 1 反馈电路原理 I= m A , 则用 L ED 上的最大压 ()fb m axR = 量由式 3 确定 :降和 基 准 源 上 的 端 电 压 , 就 可 以 确 定 : R 16 () V - 0. 7 - 2. 5V - VT () ( )ou t in m ax ou t on es t ( )Ω 3 k, 根据 上 式计 算出 实 际 参 数 ,L= m inI1. 4 I ()fb m axou t (m in) 并略微取小以留出安全裕量 。V 为输出整流器后的最高峰值电压 , 单 () in m ax 6. 3 反馈放大器的稳定问题 位为 V。 V为输出电压 , 单位为 V。 ou t 该种电源的 电 压控 制采 用 的 是 负 反 馈 放 大 T为在最高输入电压下 , 开关管的导通 器 , 如果产生了自激振荡 , 就失去了正常放大功能 ( ) on est ( ) μ时间 1 / f的 30 % , 单位为 s。 而处在不稳定的工作状态 。根据负反馈放大器的 I为最小输出负载 , 单位为 A。 如果低原理 , 产生自激振荡的条件是 : () ou t m in 于该电感值 , 在输出端上流过最小额 幅值条件 : A F = 1 Δφ定负载电流时 , 电感电流会发生断续 。相位条件 : | | = 180 ? 要消除自激就是A F 要使反馈电路不能工作在上 8 结束语述两种条件下 , 在开关电源的反馈控制中主要采 用电容滞后补偿和零 - 极点补偿 。所谓电容滞后 正激式开 关电 源 的设 计是 个 多 次 反 复 的 过 补偿是指在电压反馈端和可编程基准端并联一个 程 。在设计某一具体电路时 ,应根据使用要求采 电容 。零 - 极点补偿是将一电容和电阻串接后并 用上述介绍的方法进行初次计算 ,然后进行试验 , 在电压反馈端和可编程基准端 。零 - 极点补偿比 并根据试验情况进行调整 ,最终设计出符合要求 电容滞后补偿具有更宽的开环放大通频带 。 的电路 。 参考文献 7 滤波电路设计 滤波电路采用电感和电容滤波 , 下面主要介 1 王远 . 模 拟 电 子 技 术. 机 械 工 业 出 版 社 ,绍滤波扼流圈电感量的设计 。滤波扼流圈是输出 2001 端上的滤波电感 , 当开关管关断时 , 为负载储存能 2 张占松 ,蔡宣三 . 开关电源的原理和设计量 , 并把开关方波脉冲积分成直流电压 。最小电感 () 修订版 . 电子工业出版社 , 2004() 上接第 5页 () ()C ircu its A D e sign Pe rsp ec tive. 可测性设计 D FT、自动测试向量生成 A TPG的 工具对电路进行测试设计 。在此流程中 ,我们采 电子工业出版社. 2005 用了 MB IST技术对其内部嵌入的存储器进行测 2 R e sea rch Co rpo ra tion. M IC B u s Con tro lle r R efe renee M anua l[M ]. H ic ton H ead ISL and: 试 ,它很好地达到了高测试质量 、低测试成本的目 V e tron ix R e—sea rch Co rpo ra tion, 2001.的 ,使得测试覆盖率得到很大提高 ,并减少了测试 3 D avid H a rris, N e i H. E. W e ste. CMO S VL S I 时间 ,电路性能达到用户要求 ,设计一次成功 。 D e sign: a C ircu its and System s Pe rsp ec tive. 参考文献中国电力出版社. 2006 1 A nan tha Chand raka san. D igita l In tegra ted 4 M en to r Grap h ic s用户手册