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扩频通信原理seven

daluodou
2018-09-05 0人阅读 举报 0 0 暂无简介

简介:本文档为《扩频通信原理sevendoc》,可适用于工程科技领域

第七章扩展频谱系统扩频系统的处理增益对于一般的通信系统常把信道模型简化为稳态的加性白色高斯噪声(AWGN)。调制解调模型就是在这样的信道下得到的。如在同样信息比特率下发射信号所占有(消耗)的频带资源以及在相同误码率下所需的EPN即所消耗的功率资源。但是在许多情况下信道干扰模型不是平稳AWGN如××××函数中信号可能在中心频率附近受到××××干扰或是经过变化的转发干扰、另外还有城市移动通信中的多径干扰等。对于这种干扰具有很强抵抗能力的调制解调技术扩频技术在这种系统中它的××××的数字信息基带带宽宽许多倍我们这里所讲的扩频系统除此特点之外在信息解调时必须把接收信号与发送端使用的扩频码进行相关这样FM系统不在属于我们的扩频系统虽然它的传输带宽也比信息基带带宽宽许多。表明一个扩频系统抗干扰能力的参数叫处理增益定义为:PG=扩展频谱前的带宽扩展频谱后的带宽=扩展频谱带宽信息基带带宽对于不同的扩频方式PG还有更直观的参数表示。这一章我们主要介绍直接序列的扩频系统(DS)、跳频系统(FH)以及它们的混合系统重点介绍直接序列的扩频系统。直接序列的扩频系统所谓直接序列的扩频系统是用比信息比特率高许多的伪码序列对已调载波信号进行第二次调制(扩频调制)的系统。基带系统可以是模拟的也可以是数字的。BPSK直接序列扩展频谱系统调制器如图所示:若二进制信息为d(t)取值为(伪码C(t)也为二进制信息取值为(一次调制为××××d(t)cos(ωtθ)二次调制后为St(t)=d(t)c(t)cos(ωtθ)由上式可以看出在电路系统中可以先进行d(t)c(t)然后再对载波进行二相调制。数字表达与电路系统不同。数学上d(t)与c(t)取值为(但在数字电路中d(t)与c(t)取值为。解调器如右图所示(先解扩后解调)若发射信号经过无失真无噪进入接收机不考虑时延Sr(t)=××××d(t)c(t)cos(ωtθ)首先用与发射端相同的伪随机码c((t)与Sr(t)进行相关运算。得××××d(t)c(t)c((t-td)cos(ωtθ)其中td为本地伪码与接收伪码之间的相差如果td=即本地PN码与接收PN码同步则上式为××××d(t)cos(ωtθ)为一般BPSK信号。称去掉PN码的过程为解扩频过程。调制解调过程波形如右:BPSK直扩系统的频谱根据BPSK信号谱和直接序列××××的特点假定数据和扩频码是个各态历经的平稳随机过程且这两个信号是相互独立的则d(t)c(t)的自相关函数为Rdc(t)=Rd(t)Rc(t)其平均功率谱密度为Sdc=××××(td>Ntc,Sdc(f)近似离散td<Ntc,Sdc(f)近似连续其中Sd(f)一般为连续谱(因为非周期性)Sd(f)和Sc(f)分别为Rd(t)、Rc(t)的傅式变换。如图图中假定Td=Tc,载波调制后St(f)=(Sdc(ff)Sdc(ff))抗单频干扰的能力假设单频干扰频率为f(××××)功率为J则接收信号为Sr(t)=××××d(t)c(t)cosωt+××××cos(ωtθ)解扩时××××本地PN码与接收PN码同步则解扩码后输出为Y(t)=××××d(t)c(t)cosωt+××××cos(ωtθ)其平均功率谱密度为Y(f)=(Sd(ff)Sd(ff))+JTc{Sinc(ff)πTcSinc(ff)πTc}仅f主瓣带宽为Td(信频功率未变)干扰信号的主瓣带宽为Tc,总功率未变正为总功率谱密度大大降低用带宽为Td的窄带滤波器滤波后有用信号功率全部通过而单频干扰信号只通过JTcTd(这里假定干扰信号的平均功率谱密度在fc内是均匀的)。对于未扩部分的BPSK信号干扰功率J全部通过窄带滤波器所以从信噪比看有扩信号与无扩信号相比信噪比增加TdTc倍。此数刚好为处理增益GP=TdTc=fcfd所以单频干扰它的单频抗干扰能力就是GP或说GP反映了扩频系统的抗干扰能力。QPSKDS系统因为QPSK系统对相同发射功率和数据率它们仅带宽为BPSK的一半而该码的性能与BPSK相同所以QPSK应用很普遍。对QPSK必须有同相和正交相两臂低频率××××效果更好抗干扰能力更强。分析方法:类似于BPSK只是现在的两路信号Sin(ωf),Cos(ωf)因为是正交的所以互不干扰具体实现方式有多种。a)平衡QPSK调制如图发射信号为接收信号:不考虑时延本地码与接收码同步和正交。b)双通道QPSK双BPSK如图发信号为接收信号:不考虑时延本地码与接收码同步和正交。电路实现:调制器如图即可用平衡式也可用于双BPSK式在上面的QPSK中再I、Q两路使用不同的PN码和使得两路之间无相位模糊即使解调变得容易的多。MSKDS系统a)并联方式:发射机框图如下图所示发射信号为:接收机的框图如下,PN码同步和正交则:b)串联式:以上是并联式另外还有一种串联式可以节省硬件。其扩频码只用一个。调制方式有两种不同形式:第一种用数据调制产生相位突变。第二种在产生MSK信号之前把数据和PN码模二加这样发射信号不再有相位突变。发射信号功率谱完全与MSK信号一样只是调制信号速率是扩频的速率。从解调来看前一种:与普通BPSK解调相同符号间跳变沿很陡但发信号突变不恒包络电路也稍复杂后一种:符号间跳变沿平缓在信噪比高时不错码发编电路简单恒包络。跳频扩频系统(FH)直接序列扩频是通过伪随机序列对被数据调制的载波直接进行高速二次调制来实现扩频。所谓跳频扩频方式是使伪随机序列控制被数据调制的载波中心频率在一组频率中随机地跳动。根据跳频速率的快慢可把跳频系统分为快跳频和慢跳频。根据相位关系又把跳频分为相干与非相干跳频系统。它的发射方框图如右频综的输出为通过k位伪随机码产生器的控制频综的输出频率。所以输出频率共有不同个()。设为每个频率点的输出时间宽度和为n个输出频率的角频率和相位则有其中是宽度为的单位幅度脉冲。设待发射数据对载波的调制信号为然后与混频后取和频输出为发射信号则为取和频分量根据付氏变换性质发送信号的频谱为取和频分量接收框图如上。如果收端频综输出的频率顺序与发相同(码产生器相同)且在每个频率上停留时间与发端业完全相同第三是本地频率变化时间与相应接收频率点的变化时间也相同-跳频图案完全同步则变频后为。相干慢跳频所谓相干是指每当的输出频率为时它的相位是相同的也就是说。显然这一要求在实际工作实现起来有一定困难特别是当信道的相频特性(如滤波器等)如与时间有关时则对于相同可能有不同这样在收端就不可能进行相干解调。所以实用FH系统很少是相干的但在原理上是可以实现的分析方法上也较典型。对于相干FH系统有式中为出现的概率为的付氏变换这里因为相干所以若假定时与不重叠则的第三项为零。且假定所有是等概的则例:一相干FH系统BPSK数据调制数据率为Mbps跳频速率为K次秒频率间隔为数据率试计算发射功率谱密度。解:因为频率间隔大于跳频速率所以与近似不重叠(近似正交)因为把代入得BPSK调制的功率谱密度因为是整数(因为频率间隔MHz)所以所以如下图上结果是近似的。结果说明相干FH发射信号的psd是把数据调制载波信号变换到所有的跳频频率后以发射每个频率的概率为权重的和。如果频综的输出信号的相位对于每个连续时间间隔是随机的则的psd为它与卷积后所得结果与上例相同。对于相干FH调制解调器接收信号为本地频综输出为若本地跳频图象与发端理想同步()则下变频后再经带通滤波得由上结果可以看出数据对载波的调相信号正交被恢复即如同没有扩频时一样。如何实现相干解调?非常困难因为对多个频率都提供参考相位是困难的。正因如此相干FH很少有人用。非相干慢跳频(LFH)非相干也就是解调时不需准确的参考相位不使PSK而实用MFSK它的性能比MPSK要差但解调简单、实用。对于MFSK(无跳频)假定每秒(每频率上得Lbit信息)输出的单载频率为中的一个其中T为每比特信息的宽度则为符号码的宽度。还假定个单载的频率间隔足够大至少差为这样发射信号在各频率间是正交的。于是输出信号的频谱带宽近似为。经过FH调制之后取和频每秒数据调制的输出被变换到一个新的频率上。所谓慢跳频是指也就是说在一个频率点上至少要传一个符号调制器方框图仍如相干慢跳频。设()则数据调制有个单频(一组)每单频表示比特信息跳频后为组频率。发射信号带宽(数据调制带宽两两FH频率点间距为以使各FH频率点上信号近似正交)。发射信号的频谱(若各频率等概发射)如下(只画部分)和数据调制相比频带展宽倍谱密度减为原来的。发射频率与数据时间关系如下()接收端:如果本地FH图案与发端同步(顺序一样周期一样转接时刻一样…)接收信号与相乘后取差频则下变频(解扩)后的输出如下图设MPSK信号的解调为常规方式。处理增益:不扩频时若干扰平均功率为J干扰带宽为则信噪比为。扩频后如使接收机有同样则必需对个FH频带都发射平均功率为J的干扰信号即干扰为不扩频时的倍输出是一样的。所以非相干快跳频快速FH是指其中在一个频率点的停留时间符号宽度。调制解调器的方框图仍如前。快FH(SFH)的发射信号中MFSK的一个输出频率时间宽度与K个FH频率(每个时间宽度)相对应()即。为了近似正交最小单频为MFSK带宽为为FSK进制为频率间隔。所以。发射频率-时间图如右。图中假定EMBEDEquation(FSK中有个频率)每个符号用二个频率发送EMBEDEquation(有个输出)解调时如本地SFH图案与发端同步则解跳频的输出为通常的(未跳频)MFSK信号。如右图。数据解调可有两种方式:第一种是与通常MFSK一样比较各种可能频率点上输出信号的大小选取其中最大的。另一种是对跳频的每个频率点输出作判决对一个中的K个频点(每个频点为MFSK)都判决之后再进行多数表决方式确定输出频率是MFSK中哪一个频率。直括(DS)与跳频(FH)系统抗干扰特点:直括方式的发射信号在任一时刻的谱密度都很低它的抗干扰能力获取是通过接收相关处理时对干扰信号功率平均从而减少有效干扰所以又称为平均型扩频系统。FH方式的发射信号载波是随机跳动的以这种方式抗干扰称躲避式扩频系统。DSFH混合系统DS与FH各有其优点如把两种扩频方式结合在一起则可把二者优点集中在一起。一种DSFS混合系统如图示。先对差分编码再载波调制形成DPSK信号然后直括得到信号再经上变频跳频则发射信号功率谱密度为取和频因为所以在接收端先对接收信号解跳频然后在对DS解扩如果实现良好的FH图象同步和DS的码同步则-为差分编码数据对载波的调制信号。其中为FH引起的随机相位变化。跳时(TH)典型的TH信号如右图。每帧时间宽度为在每一帧把k为信号比特以突发窄脉冲形式随机(时间上)发射。假若在一帧中有M个时隙宽度可供随机选用则突发脉冲宽度为帧宽度为每帧均匀发射k比特是的每比特宽度。TH后每信息比特的宽度为所以发射信号带宽为。所以TH的处理增益为为数据调制带宽(这里信号带宽均取一倍信码比特率如取二倍信码比特率结果仍一样因为分子与分母同时除)对于TH系统在内发射的k比特信息改在时间发射后所以瞬时发射功率为平均功率的M倍形成强的书记干扰信号(对别人)也容易被检测一般不实用而与其它扩频方式混合应用如DSTH、FHTH、PNFHTH。DS、FH、TH性能比较优缺DS近似白色平均功率谱密度强的抗干扰能力-平均型隐蔽性好不易检测抗多径干扰(因为测距能力可区别不同路径信号)抗频率选择性衰落(频带宽)便于使用相干解调有测距能力捕获时间较长(解决快捕问题)远近问题(要求功率控制)多些要求信道在宽带内相频失真小(相干解调)FH抗频率选择性衰落对信道相频失真特性要求低便于与传统系统兼容捕获较快没有远近问题需要复杂的快速频综不便使用相干解调技术性能差TH实现比FH容易无远近问题捕获时间长设备输出峰值功率高DS系统具有很多重要的优点。捕获时间长的问题可通过采用快捕码解决或用匹配滤波器(SAW器件封高匹配滤波器)很好解决。远近问题可用功率控制解决。下面具体介绍DS系统实现中的N个问题。.干扰容限(Margin)扩频系统的一个重要特征是它的抗干扰能力。对外部干扰抑制能力的大小通常以干扰容限来表征。对扩频系统通过相关解扩使SNR得到改善。SNR=(SNRi)(PG)一般干扰容限定义为Mj(db)=(SNR)(db)L(db)其中L(db)表示系统损失(如滤波器的不理想等)对扩频系统Mj(db)=(PG)(db)(SNR)(db)L(db)或Mj(db)=(PG)(db)EN(db)L(db).滤波后扩频信号的相关损失前面已给出扩频调制信号的功率谱表达式有的功率分布在主瓣之外。在实用的通信系统中在发端要有信道滤波器把发回信号的功率限制在一定的限带范围內。在接收端议而不决也要加一个信道滤波器滤除有用信号带宽之外的躁声以便对信号进行一些处理。然后把输入信号与本地PN码求相关再通窄带滤波器。如图所示:(此处有图)接收信号为X(t)(未滤波)(为简单可假设d(t)=)本地参考信号为其中t为相对于接收PN码的相移为相对于接收载波的相差。为了计算方便我们先假定PN码是截尾的序列为T秒PN码能量(与截尾不矛盾)记为每个码元的取值是随机的且码元间统计独立则其中At(jw)为截尾PN码的富氏变换。假定滤波器的特性为其中Hbb为H(jw)等效带特性。则带通滤波器输出为相关输出为假定PN码为NR码上升与下降沿出现概率各为本且H(jw)是复共轭的故其中SF分析限带影响(振幅相位理想响应)幅度失真影响相位失真影响如果Hbb(jw)是理想的在BB之间相移是线性的。其中为滤波器引入的时间延时(=时)则约作图如右。(此处有图)一般情况BTc=损失db(理想滤波)三级点巴特沃斯滤波器也有类似特性注意这时B为db带宽加有了滤波器的相关函数曲线(电压)如右下图所示。BTc=(三极点巴特沃斯)由图看出相关峰值变小变园(高频少了)(此处有图)延时码元展宽了二H(jw)的幅度特性是理想的相位特性有失真(非线性)因为实的脉冲响应意味着Q是W的奇函数所以我们假定所用带通滤波器的相位影响特性为由于上式中第一项是线性的对各W的时延是一样的不会引起失真因而在我们研究的问题中可以不去考虑它。第二项是相位失真项(称为抛物线时间延迟失真)。由前面公式可得到相关峰为图中画出R()在不同程度的相位失真时与BTc的关系曲线(此处有图)图中相位失真值是由中心单位为弧度从图中可看出由于相位失真带来的相关损失随BTc减小而变小。在BTC时的相位失真带的最大相关绝对损失基本上不随BTc而改变平坦(相位失真一定)。即与带通滤波器带宽无关。在从f至fTc的相位失真为佳弧度时最大相关值的绝对损失在BTc范围内为本db弧度时为避免db。H(jw)的幅度和相位均失真.首先我们假定具有一阶正弦幅度失真Hbb(w)=为W的偶函数(任何滤波器的幅度)由前面公式得到上式中假定P=R()为不失真时的相关函数。上式中R()是不失真时的相关函数第项为“回响”是没有幅度失真时的相关函数的回响二个回响想的相关函数与相比较一个回响的幅前秒另个落后秒而幅值均为滤波器幅度起伏a的一半。例如:幅度起伏在中心频率Tc为一个周期且假定a==Tc则二个“回响”距离为Tc且左右各一个峰值均为=。H(w)和如图所示从图看出幅度失真的结果是使相关函数展宽展宽的宽度取决于展宽部分信号(相关)强度取决于a(带内波动决定了带内波动频率域大即带内波动频率域高展得域宽)。要求带通滤波器的带内波动幅度小为好。〈dB相当于回响峰与主峰差。带内波动次数少为好。(此处有图).我们假定有一阶正弦形相位失真幅度为相位为由前面式得到由于EMBEDEquation从上式看出很小时也有三项第一项为幅度乘上因子(最大值=)很大时可为负第二三项为回响时延为幅度为。则如图:(此处有图)从图看出与幅度失真相比不同之处除幅度衰减之外最主要差别是R()不再对称这时于接收机中的码跟踪是很不利的。思考:如果即幅度失真同时存在则结果如何?.PN码的滤波问题前面介绍为了限制信号带宽和抑制带外躁声应在信道中使用带通滤波器。接收机中通过本地参考码于接收信号相乘(在码同步以实现的条件下)输出端接窄带滤波器由于有扩频增益可大大提高信躁比。这里介绍对本地参考码PN(t)进行与输出信号同样性能的滤波对输出信躁比的影响。如图示(此处有图)为简单我们只考虑基带扩频信号幅度取值为经Hbb(jw)滤波后为X(t)中的扩频码也是经Hbb(jw)滤波的也为。相乘后输出为如果本地参考PN码不滤波则根据许瓦茨不等式可见用一个与输入带通等效的滤波器对本地C(t)进行滤波可以得到更高SNR。.相关引起的躁声扩展在前面曾介绍了带通滤波器性能对信号相关损失的影响在。节介绍在输入信号经带通滤波要求对本地伪随机信号也应进行同样效果的滤波才能使相关输出的信躁比提高。这节介绍在求伪随机信号相关的过程中对输入的躁声信号的频谱进行了扩展即降低了躁声的功率谱密度而且降低的多少与输入流BPF带宽有关。系统框图如右:(此处有图)乘法器的输入n(t)的限带输出双边功率谱密度为,乘法器的输出为为了了解的平均谱密度这一统计平均特性先求相关函数在的功率谱密度若BPF为理想带通则越大下降越少若=则下降分贝数与的关系如下:降低的分贝数若BPF为理想且=则信号功率下降,下降db,SNR损失db如果在发端用=收端用=则收端不损失信号功率使SNR提高db这是因为一般表达式为.自动增益控制(此处有图)自动增益控制的作用是使输出信号的大小不受输入信号强弱的改变而改变。可见AGC一定是个闭环系统。在扩频系统中它的AGC与一般的通信系统不同。在解扩频之前SNR是负值如db。为不使信躁比损失要求在解扩频之前的电路工作在线性区。不仅对有用信号不限幅对躁声也不能有明显的限幅(解决干扰强度的变化。因此使输出躁声(主要)幅值基本恒定为AGC实质上是躁声电平控制的AGC。当干扰信号强弱变化时(但不超出门限值)该AGC的主要作用是使放大器工作在线性区内使输出有用信号大小随之变化这种AGC一般称为非相干AGC。另一种AGC是相干AGC。当输入有用信号的幅度变化或由于非相干AGC的作用使输出信号幅度有变化解扩频输出信号幅度也相应改变。这样会使PN码捕获和锁定的检测门限的设定遇到困难。为此采用相干AGC来达到对有用信号稳幅的目的。但要注意相干AGC也会带来问题如果有用信号不存在则通道增益很高这时不有假锁(虚锁)有信号时增益低漏极概率需很低同时满足两方面要求是很困难的因而相干AGC的实现比较复杂如作得不理想会使工作性能更差。如:射频SNR=db然后躁声为零(设有各种干扰)则非相干AGC的控制作用使这时输出的信号功率增加班倍即信号幅度增加倍如没有相干AGC调制器(已调载波输出基带信息C(t)××××调制器(××××××××二进制数据c(t)C(t)伪随机码波形调制器框图调制器××××(二进制序列d(t)伪随机序列C(t)电路实现带通滤波(伪随机序列C(t)电路实现二相解调器估计数据××××功分器BPFBPSK解调�EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation���正交分路C(t)C(t)�EMBEDEquation���NRZ数据�EMBEDEquation���NRZ�EMBEDEquation���NRZ�EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation���BPSK解调BPF�EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation���BPSK解调BPF功分器�EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation���载波分相电路四选一MSKDS并联调制器正交分路�EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation���NRZ数据�EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation���MSKDS并联解调器�EMBEDEquation���功分器BPFBPSK解调��EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation���MSK变换滤波器�EMBEDEquation����EMBEDEquation���(发)NRZ�EMBEDEquation����EMBEDEquation���MSK变换滤波器�EMBEDEquation����EMBEDEquation���(发)NRZ�EMBEDEquation����EMBEDEquation���(收)MSK变换滤波器�EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation����EMBEDEquation���BPFMSKDS串联调制解调器�EMBEDWordPicture����EMBEDWordPicture����EMBEDWordPicture����EMBEDEquation����EMBEDEquation���unknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknowndoc�EMBEDSmartDraw���binbinbinbi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