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高速PCB_PDF_第4章 非理想互连的问题.pdf

高速PCB_PDF_第4章 非理想互连的问题

xiao_20141220
2010-08-19 0人阅读 举报 0 0 暂无简介

简介:本文档为《高速PCB_PDF_第4章 非理想互连的问题pdf》,可适用于IT/计算机领域

中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣第四章非理想互连的问题现代的技术已经朝着更高的速度和更小的封装发展这是一种不可改变的趋势。随之而来在以前的数字设计过程中经常被认为微不足道或可以忽略的影响现在常常成为主要的设计焦点。在这些现代设计中必须被考虑的新变量中非理想效应就是其中的一个方面比如频域衰耗、阻抗不连续和蛇行线影响等等。这些高频的效应通常是很难模拟的很多大学都正在不断地研究中。所以随着系统速度的突飞猛进工程师们不仅要处理技术上的难点还必须应对大量的可变因素。在这一章里我们要解决许多由于非理想互连所带来的问题它们都必须在现代设计中被考虑。这一章的焦点是过去的设计中被极大忽略而现在却成为关键的高速时的传输特性问题。这里提出的许多模型中也存在许多缺点就像过去简单模型中的缺点一样这些需要在将来被修订。随着一些模型的调整读者应该一直明白这里有许多假设和近似被建立。传输线损耗随着技术的进步数字系统正朝着更小、更快的方向发展器件封装和传输线的几何尺寸都在缩小。而更小的尺寸和更高的频率会加剧传输线上的电阻损耗。因此如何建模传输线上的电阻损耗变得越来越重要。电阻损耗的结果是减小了信号的幅度从而降低了数字系统的性能比如会影响噪声门限和减慢边沿速率这最终都将会影响到时序裕量。在以前由于系统工作在比较低的频率下我们可以忽略PCB和封装上的这种损耗然而现在就不同了系统要求对损耗进行更严格的分析因为它们的存在常常是导致数据互连性能恶化的首要原因。导体的直流损耗正如第二章中所提到的在传输线模型中有电阻性成分。这个电阻性成分存在的原因是由于在PCB上用于制造传输线的导体并不是完美的导体。微带线和带状线上的损耗能被分成两个部分:DC(直流)和AC(交流)损耗。当传输线的截面尺寸小线很长并且带多负载(也被称为多分支)时应该特别关注直流损耗。例如因为信号衰减长距离的通讯铜线必须每隔几英里就加上中继器来接收和重发数据。另外在设计多处理器计算机系统时也会面临电阻损耗的问题这将损害逻辑门限并降低噪声裕量。直流损耗主要由两个因素决定:导体的电阻率和电流流过的总面积。图显示在直流(Hz)时微带线中的电流分布。电流流过导体的整个横截面电阻性衰耗能用下面等式得到:()这里R是线路上的总电阻ρ是导体材料的电阻率单位为欧姆米(电导率的倒数)L是线的长度W为线宽t是导体厚度A为导体的横截面积。在传统设计中地回流路径上的损耗在dc时通常可以被忽略因为它的横截面与信号线的相比要大的多。中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣图:直流时微带线中的电流密度图。直流时电流流过完全的横截面这里A=Wt介质上的直流损耗因为被用在PCB上的介质材料不是完美的介质体在信号导线和参考平面之间的介质材料上有电阻存在因而也有直流损耗。然而对于传统基板来说直流下的介质损耗通常非常的小以致可以忽略不计。与频率相关的介质损耗将在节中被讨论。趋肤效应对低频的系统进行仿真时仅仅考虑直流损耗就足够了但是随着频率增加,随着数字信号频谱的变化而带来的各种其它现象开始起主要作用。这些与频率相关的变量中最重要的就是“趋肤效应”之所以这样命名是因为在高频时导体上的电流将趋于集中在导体外围或“皮肤”上。频域电阻和电感趋肤效应主要是表现为电阻和电感变化。在低频时电阻和电感呈现直流值但是随着频率的增加传输线横截面上的电流分布变得不均匀并向导体的外部移动。电流分布的改变使电阻随着频率的平方根成比例增长同时总电感渐渐回落到一个常值即外部电感。为了理解这种现象是如何发生的我们可以假设一个信号在微带线上传输。图中的横截面积显示了高频信号在信号线和参考平面之间的传输形式为随时间变化的电场和磁场他们不是完全在导体内部。当这些场与信号线导体或地平面导体交叉时他们将穿过金属同时信号将衰减。衰减的幅度取决于金属的电阻率(或电导率)和信号的频谱分量。穿透金属的厚度为趋肤深度用符号δ来标识。如果金属是完美的导体电磁场将不能进入金属所以趋肤深度将是。如果金属只是有限传导的那么一部分进入金属的电磁波将被衰减在趋肤深度处它的衰减幅度为表面初始值的e倍。(如果读者对趋肤深度的导数感兴趣任何标准的电磁课本对此都有足够的解释。)这将限制信号以致总电流的%将在趋肤深度里流动同时进入导体内部电流密度按指数下降。当然导体的物理尺寸将调整这个电流分布。趋肤深度δ将用下面的公式来计算:()这里的ρ是金属的电阻率(电导率的倒数)w是角频率(πF)μ是自由空间的穿透能力(单位为亨利每米)Johnk,。(在使用了铁或镍等磁性金属的罕见环境里应该用相应的渗透率来代替。但是这种情况极少发生。)我们已经看到随着频率的增加电流将被限制在一个更小的区域内这将使电阻增加就如直流电阻计算公式所显示的那样。这种现象也会引起电感随频率的变化而变化。导体总电感是由电流产生的磁通量来决定的。部分磁通量是由导线自身的电流产生的。因为在高频时电流主要被限制在趋肤深度以内电流很难传播到导体中间。因此内部电感(因为由导体内部电流产生而得名)将被忽略总电感下降。外部电感中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣是假设了所有的电流都在导体外围流动时计算得到的值。总电感是由外部电感和内部电感之和。在大多数高速数字系统中信号的频谱成分足够高以至于可以近似忽略频率相关的电感。所以对于本书的其他部分仅仅考虑外部电感。微带线中导体的频域损耗通过扩展等式中的直流电阻的计算公式可以近似得到传输线导体上频域的电阻值。在本书中和频率相关的电阻有时被称为交流(AC)电阻。在低频时因为趋肤深度大于导体厚度因此交流电阻和直流电阻是相等的。随着频率的逐渐增加当趋肤深度小于导体厚度时交流电阻将大于直流电阻。图描述了高频时微带线上的电流分布情况。注意这时电流集中分布在传输线的底部边缘。这是因为信号线和地平面之间的电场把电荷拉向底部边缘。同时还可以看到导体的边缘的电流分布成曲线向上翘起其原因在于边缘的区域大部分的场仍然沿着导体的厚度(图中的t参数)集中分布。电流流过的横截面积随着频率的增高越来越小。(见等式)图:微带线上的电流分布。%的电流因为趋肤效应而集中在黑色阴影部分。导体的损耗可以用直流电阻和趋肤效应的计算公式来估算其中导体厚度用趋肤深度来代替。(a)注意这个估算只是当趋肤深度比导体厚度小的时候才有效。而且等式也只是一个近似因为它假定了所有的电流分布在趋肤深度区域内引用这个等式的目的只是为了更好的解释这个现象。在本章的后面会提出更多的精确方法来计算交流损耗。注意当用等式所表达的趋肤深度直接代入到直流电阻计算等式时交流电阻直接和频率F及电阻率ρ的平方根成正比。注在意等式a中长度因子由于交流电阻单位变为每单位长度电阻而被去掉。图是一段铜导体的趋肤深度与频率的关系曲线。注意在MHz以下趋肤深度大于导体厚度。对于给定的铜导体的横截面图给出了电阻作为频率函数的曲线。注意曲线的开始部分为常数其值等于直流电阻值这一曲线段是针对趋肤深度大于导体厚度的频率区域。当趋肤深度小于导体厚度后曲线开始随频率的平方根变化。尽管图中的曲线不是基于实际模型的但它对于帮助读者理解趋肤效应的基本行为还是很适合的。使用类似SPICE的仿真器可以同时仿真传输线交流和直流电阻如果让仿真的结果和实际测量的值相符合一个很好的方法就是合并Rac和Rdc为一个总的电阻:(b)中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣图:趋肤深度随频率的变化曲线图:交流电阻随频率的变化曲线然而导体中的趋肤效应电阻只是总的交流电阻的一部分。等式a中没有包括的部分是参考平面上的信号回流电阻。回路电流在信号线下方的参考平面上流动大部分集中在趋肤深度以内并向与迹线垂直的方向展开但是电流的大部分集中在信号导体的正下方。微带传输线所参考的地平面上近似的电流密度分布如下所示JohnsonandGraham,:()中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣图:地平面上的电流分布这里的Io是总信号电流D为离开线的距离(如图所示)H是离地平面的高度。图是这种电流密度分布的图形化表示。地平面上有效电阻的近似计算可以用上面曾用过的计算信号导体交流电阻的方法来得到。首先因为%的电流被限制在趋肤深度δ内那么可以近似地认为地平面上的电流完全在趋肤深度内正如信号导线的交流电阻近似计算一样。其次等式()显示.%的电流集中在离导体中心±H(总共H宽度)的范围内。这样地回流路径电阻可以近似认为由横截面积为Aground=δ×H的导体产生的。将这种近似结果代入等式中得:()总交流电阻为导体和地平面的交流电阻之和:()()等式被认为是一阶近似。而表面的粗糙程度也会增加%到%的电阻(参考下面“导体表面粗糙程度的影响”)当然等式的计算方法对于大多数情况能提供足够的精度。可以通过保角映射(conformalmapping)原理得到更精确的微带线上交流电阻的计算公式。()中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣等式组由保角映射技术得到与实际结果非常吻合Collins,。这些公式明显比复杂得多但是可以得到更精确的结果。等式得到的结果比的要大。通常由式得到的较大的结果被用来近似由表面粗糙带来的额外电阻。带状线中导体的频域损耗在带状传输线里高频信号电流集中在导体的上下边缘。电流密度取决与地平面的接近程度。如果带状线距其两个参考地平面的距离相等,就象图那样,其上下部分将分布相等的电流。在非平衡传输线中上下边缘的电流分布取决于导体和地平面的各自距离(图中的H和H)。在带状线中每个回流平面的电流密度分布可以用类似的等式来确定其唯一的差别在于参数Io的大小不同图:带状线中的电流密度分布明显地它是带状线距各个参考平面距离的函数。这样带状线的电阻可以通过导体上下两部分电阻的并联得到。带状线的上下电阻可用等式或者得到只要代入适当的H值即可。这两个电阻必须并联来得到带状线的总电阻见等式。带状线交流电阻的较好的近似为:()这里的微带线电阻值由等式或者得来高度取值为H或H。参考图得到相关尺寸。导体表面粗糙程度的影响前面提到信号处于高频时由于电流向导体表面移动而使串联电阻增加。然而前面提到的关于损耗的公式都基于金属表面完全光滑的假设但事实上金属表面都是粗糙的当平均的表面粗糙度和趋肤深度相当时材料的有效电阻值将明显地增加。实际研究发现高频信号在表面非常粗糙的线上传播时损耗比公式计算出的理想情况大-%。因为粗糙情况的随机性不可能精确的预计趋肤效应损耗。然而通过观察粗糙程度相对于趋肤深度的大小很容易决定表面粗糙程度是否成为主导因素。图是一个典型PCB上的带状线在显微镜下观察到的的横截面图。注意在这个例子中导体上部的表面粗糙程度大约为mil(μm)。中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣图:典型PCB上带状线的横截面图显示了其表面粗糙度导体的粗糙程度通常被描叙为齿状结构表面变化的幅度称为齿尺寸。例如图中的齿尺寸为μm。根据PCB厂商的调查表明典型的FR板平均齿尺寸为-μm。暴露在蚀刻工艺流程中的导体表面将有明显较小的齿尺寸。因此具有最大齿尺寸的齿结构通常在与参考平面相邻的导体面上。从图可以看出导体下表面(导体的蚀刻面)有明显小的齿尺寸。现有工艺技术可以明显的减少参考平面相邻表面的粗糙程度但是因为这需要大量的制造工序所以价格更贵。当齿尺寸大到于趋肤深度相当时表面粗糙度开始影响理想交流电阻等式的计算精度。例如当频率到达MHz时铜趋肤深度将近似等于典型PCB表面的粗糙度。在这个频率上的频谱分量将不断地背离理想公式。为了测量表面粗糙程度的大小要么象图展示的那样做横截面测量要么问PCB制造商相应的粗糙度规范。如果需要考虑导体表面粗糙程度那么交流电阻就必须要测量。各种金属的频域属性表面电阻(Rs)经常被用作描叙给定材料交流电阻的参数。表面电阻可以简化为等式到计算得到的交流电阻除以频率的平方根。因此交流电阻可用下面的式子表示:()图:欧姆平方的概念为了区分材料性质的类别表面电阻常常作为一个长宽相等(LW=)的半无限平面来计算。也可以假定所有的电流都在趋肤深度内用式子来计算电阻值。近似值由式b表示:()中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣对于面积有限的导体交流电阻可以通过Rs(单位为欧姆每平方)乘以长度和频率的平方根再除以宽度来得到。Rac的单位为欧姆每平方注意术语“每平方”简单可认为是任何单位的平方(长等于宽)因为对于给定厚度的印制板走线其一个几何正方形电阻和正方形的单位无关。这样通过计算多少平方符合测试区域然后将平方数乘以Rs再乘以频率的平方根即可简单地估计表面交流电阻的值。每平方直流电阻的概念在图中说明。记住在互连仿真中计算导体和地回流路径的电阻是很重要的。表显示了典型的几种材料趋肤效应的属性。表:典型材料的频率相关属性金属电阻率(Ω·m)趋肤深度(m)表面电阻率Rs(Ω·square)Copper(K)×F×Copper(K)×F×Brass×F×Silver×F×Aluminum×F×数据来源:Ramoetal信号交流损耗的影响有两种典型的人需要经常面对交流损耗的问题:一种人是数字设计者另外一种人是微波设计者。微波设计者通常只是对频域仿真中的交流电阻感兴趣这是比较容易实现的因为大多数模拟器象HSPICE都有与频率相关的电阻它能随着频率的平方根变化(见等式)并且可以用在图中由LRC片组成的等效电路中。然而数字工程师会遇到更加困难的问题。近似方波的数字信号有很宽的波段这意味它们包含了许多频谱成分。这是一个重要概念可以通过下式来理解Selby,:()这是占空比为:的周期方波的傅立叶展开这里F指频率X指时间。例如一个频率为MHz的方波将是无数个频率为奇数倍基频(例如MHz,MHz,MHz等等)的正弦波的叠加。这些频谱成分被称为谐波n=是一次谐波n=是三次谐波如此类推。趋肤效应使每个谐波随频率增加而呈现更多的衰减。当然实际信号并不像等式中假设的那样它不是占空比正好为:的方波并且没有无限快的上升时间所以其还还有额外的频谱成分。显然读者可以验证当方波没有%的有效时间时偶次谐波将出现这在第十章将重点讲述。由于数字信号被定义在时域而交流电阻被频域参数定义所以在时域仿真中很难正确地考虑与频率相关的损耗。幸运的是目前许多仿真工具在这一方面已经做得很好只要用户插入正确的交流表面电阻Rs仿真器就能得出比较精确的结果。而交流电阻通常用向量网络分析仪(VNA)来测量。在频域中交流电阻通常用衰减因子α来表征。α是传输线上随频率变化的信号幅度衰减的测量值。在中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣图:等式(a)到(c)的参考图类似于图中描叙的匹配系统中很容易用等式ac计算单一频率下的衰减因子它是基于信号在接收端的分压交流电阻包含在分母里面。如果终端阻抗和源端阻抗和传输线的特征阻抗不匹配c等式中电压相比的方法就不合适其原因在于反射将干扰测量。由于传输线的特征阻抗通常与VNA的内部电阻不匹配就必须采用相应的技术来消除反射的影响。测量交流损耗的技术将在章中作具体描述。(a)(b)(c)为了阐明频率相关的损耗对时域信号的影响请参考图所示a是一个代表数字信号的理想梯形波。图b是这个数字信号的傅氏变换显示了信号包含的频谱。图c是一条英寸长的微带线衰减随频率的变化图。图d是当衰减曲线与傅氏变换后的曲线相乘后再做反傅氏变换得到的曲线。注意波形被圆滑了边缘也变得平坦了一些信号幅度也被衰减。这种影响的发生是由于信号的高频分量被显著衰减这使尖锐的边沿消失且边沿下降。图:频率相关的损耗对于时域信号的影响:(a)理想数字信号(MHz周期,脉冲宽度=ns,周期=ns)(b)经过傅立叶变换后得到的频率成分(c)频率相关的衰减(d)频率相关的衰减对信号时域的影响每个仿真器都会有各自处理交流电阻的方法。所有的都需要用户输入表面电阻(Rs)和传输线的横截面尺寸参数或是电容和电感矩阵(见第二章)后两个通常只要输入其中的任一项。中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣频域的介质损耗在大多数设计中导体损耗起决定作用而介质损耗可以被忽略。但是随着频率的增加这种假设就不再是正确了。因而理解介质频域损耗的基本机制就变得很重要。当时变的电场加到一种材料上时材料中任何本质上存在极性的分子将倾向于朝着施加电场的反方向排列这被称作电极化。由实验测量得到的介质损耗的经典模型包含分子粒子的振荡系统它会根据应用的电场做出随频率变化的衰减机制johnk。介质损耗中的任何频率变化都是由这种机制引起的。当考虑介质损耗时材料的介电常数计算就变得复杂了:()这里虚部表示损耗实部表示介电常数的典型值。由于等式的虚部代表损耗那么它可以很方便地认为是有损介质的有效电导率(电阻率的倒数)。因此正如电磁书中所说ρ=πFε"为损耗机制的等效形式这里的ρ为介质材料的等效电阻率F为频率。然而和金属的损耗不同介质损耗通常不是用电阻率来表现的。表现介质损耗特性的典型方法是利用损耗正切参数Johnk,:()这里的ρ为介质电阻率。在大多数实际应用中仿真器用等式中的损耗正切来作为输入。然而如果设计者想通过节中给出的RLC段来建立传输线的等效电路那么必须建立tan|δd|和并联电阻G之间的关系。这个关系可以表示如下Collins,:()这里的C是单位长度上的自耦电容,F为频率。损耗正切将随着频率和材料属性变化而变化。图展示了典型的FR板材的损耗正切和频率变化的关系。图:典型FR材料中介质损耗正切随频率的变化(源于Mumby)例.计算损耗参考图中的带状线横截面.假设W=mils,H=H=mils,t=mil,εr=计算表面电阻(Rs)中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣.确定电阻如何随着频率变化.计算在MHz下由于介质损耗引起的并联电阻.计算在MHz下由于导体损耗引起的串联电阻解答:等式、、常被用作计算传输线的表面电阻率。开始时传输线上部和下部的电阻都被假定用微带线等式来计算。接着等式被用作确定带状线电阻为了得到电阻率需要除以频率的平方根。为了确定电阻是如何随频率而变化的我们必须确定趋肤深度小于导体厚度时的频率。为了得到这个结果我们用导体厚度代替趋肤深度并代入到等式中得到频率。低于MHz时导体的电阻近似等于直流电阻等式:在MHz以上电阻将随频率的平方根变化所以频率为MHZ时的电阻为:为了计算G(信号导体和地平面之间的并联电阻)导线的自电容可以用节中的等式得到中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣由于介质的有限可传导性产生的等效电阻可以用等式来计算MHz时的损耗正切可以在图中得到可以看出由于介质损耗引起的并联电阻几乎是导体串联电阻的倍。介电常数的变化PCB基材的介电常数εr直接影响着信号间高速互联的传输线特性。与εr有关的特性有传播速度特征阻抗和串扰。对于给定的材料εr并非是常数而是随着频率、温度、湿度在变化。另外对于一些复合型的材料介质属性还和其组成成分的比例有很大关系Mumby,。在商业应用中大多数PCB的基板使用的是一种叫做FR的复合物它由环氧玻璃树脂构成。这种复合物的特点为厚度范围变化大并且玻璃和树脂的组成成分比例也可相应改变。因此每个不同FR的层压样板的介质属性都不尽相同而大多数制造商仅提供在某一频率下的εr值。为了确保数字设计的健壮性需要在所有生产和环境容许的条件下得到足够的性能裕量所以考虑介质常数的变化是很重要的。等式可以作为FR复合物介质常数计算的一阶近似:()这里的εrsn和εgls分别是环氧树脂和有机玻璃的介质常数Vrsn和Vgls是他们的各自所占的分量。玻璃和树脂的相应组成比例在每一个实际样品中都是有差别的。PCB板的不同层有可能用不同成分比例的FR材料生产因此相同的PCB的不同层间的介电常数可能存在相对大的变化。实际测量结果也表明FR的介电常数随频率和树脂成分的不同而变化。针对树脂成分占到的FR材料图给出了其介电常数随频率变化的曲线图。中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣图:典型的FR中介电常数随频率的变化曲线(源自Mumby)通过频率和树脂成分来估算FR的相对介电常数的等式为:()上面这个等式对大多数的FR板材都适用在kHz到GHz范围内计算精度与实验测量的结果只相差几个百分点。由于这个只是个经验公式当遇到GHz以上的频率就应该小心使用了Mumby,。根据试验测量的结果表明在kHz到GHz频率范围内玻璃纤维的含量变化没有引起介电常数的变化因此上面等式中只是频率和材料中树脂成分的函数。PCB制造商应该能够提供树脂成分所占比例。当然如果没有得到这个信息它可以这样估算:()这里的Hgls是玻璃纤维的总厚度H是介质层的总厚度。当PCB在制造时介质层是通过堆叠许多层的玻璃纤维并用环氧树脂粘接起来继而达到所希望的厚度。制造商会提供玻璃纤维的材料类型和厚度还有所用的层数这些将产生Hgls。总的叠层厚度也可以通过横截面积测量或直接从制造商那里获得得到。蛇形线当布局工程师在布线时通常不可能在每一个网络节点上都用一条直线连接。板的长宽比、时序要求和实际的状态限制下要求将线布成图所示的蛇形线。特别是当数字系统的设计规范要求板上所有的线等长而板的布线空间等条件有限时将大量使用到蛇形线。蛇行线经常是通过增加数据信号延迟保持和时钟信号之间的相对时序从而满足时序上“保持时间”的要求。图:一条蛇形线的例子中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣蛇行线对信号的传播延时和信号完整性都会产生影响。这些影响主要是由传输线平行部分(图中的Lp)的自耦合引起的。为了理解这一点可以想象信号沿着传输线传播如果传输线蛇形线的并行部分有足够的间距从而去除了串扰的影响那么在接收端看到的波形就好像它在一条直线上传播得到的结果一样。然而如果平行部分有很大的串扰存在信号的一部分将通过互感和互容沿着垂直于蛇形线方向的路径传播如图所示。结果一部分信号将提前到达这将影响信号完整性和传输延迟。图显示了英寸长直线和英寸长mil宽mil间距的蛇行线之间的差别。需要注意的是随着平行部分间距(图和中的S)的增加波形就越来越接近理想直线的情况。这些仿真是在介电常数为的埋式微带线上进行的它的传输时延大概为psin(见第二章)。所以如果在平行线之间没有耦合在英寸长的线上信号到达接收端大约需要ps。然图:在信号完整性和时序方面蛇行线带来的影响而如图所示在蛇行线上传播的一部分信号比理想的ps要早到达接收端。这些较早到达的部分是信号通过平行段时。由于之间的互容和互感而产生的耦合干扰信号。注意:由于耦合程度的不同波形中台阶部分幅度的大小也会显著变化但是持续时间不变。台阶的持续时间正比于耦合部分(Lp)的物理长度电压幅度取决于平行部分的间距。需要注意的是即使蛇行线对信号完整性的影响不会直接带来时序问题(比方说台阶出现在阈值区域以外)但是它会带来其他的问题比如ISI(这将在节讨论)。规则:蛇形线下面的设计规范将帮助我们把蛇形线对信号完整性和时序的影响尽可能降低到最小。ƒ使平行部分(S)的最小间隔至少达到H到H这里的H指信号导体到参考地平面的高度。这将减少平行部分的耦合。ƒ尽可能减少蛇形区域的长度(Lp)这将减少总的耦合幅度ƒ蛇线对嵌入式微带线和带状线带来更少的影响ƒ对于时钟信号线不要进行蛇形走线中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣码间干扰当信号沿着传输线传播时由于反射、串扰和其他源产生的噪声没能完全稳定线上新传输的信号将受到影响降低了时序裕量和信号完整性这种情况被称作码间干扰(ISI)噪声。ISI在任何高速设计中都要的重点考虑的因素尤其是当时钟周期小于两倍的传输线延迟的时候。正因为它对性能有极大的影响所以在系统设计时必须要仔细分析ISI。图是ISI如何影响时序的一个图例。注意看理想波形和总线上原有噪声还没有稳定时便进行新的信号传输而得到的信号波形之间的时序差别这些差别可以达到几百皮秒足以消耗掉高速设计中所有时序裕量。图:ISI对于时序的影响为了得到ISI的完整影响用长的伪随机码流进行仿真是很重要的同时每次选取不同的仿真时间。数据码流的选择也要很合适要能体现所有最激烈的系统谐振情况也允许部分噪声稍微提前于下次传输之前稳定。当然为了捕捉大多数的时序影响情况应该在最快的总线周期下以单周期的位模式执行仿真接着是倍、倍的最快总线时钟。比如如果总线的最快频率为MHz一个位的脉冲周期为ns。数据模式就应该以和为脉冲周期重复。可以使用下面提供的数据流模式在最快的总线速率下仿真。ƒƒƒ这些模式的飞行时间或飞行时间偏移的最大差别可以看成是ISI影响的一阶近似(数字系统设计中的飞行时间的定义参见第九章)。这种分析可以用这种仿真方法来实现就是先运行长伪随机码流模式的仿真然后选取其中任一小段时间来观察结果。这里必须强调的是如果要得到ISI较为精确的影响结果就必须要使用足够长的伪随机码流来做仿真评估。ISI也能很强烈地影响信号完整性。图显示了当系统内存在显著反射时不同的位模式对信号波形的影响。研究不同的位模式对确定系统的健壮性是非常重要的。比方说如果信号在振铃发生的同时切换那么这个振铃可能恰好在某个开关频率下被屏蔽而在另外一个频率则不会正如图中表现的那样。图只是证明码流如何影响信号完整性的一个非常简单的例子现实中的总线技术特别是那些带多个负载的情况将存在非常复杂的ISI依赖关系如果没有考虑到这些情况将很可能会破坏这个设计。在第九章中我们将描叙在设计过程中正确考虑ISI的方法。中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣图:ISI对信号完整性的影响大拇指规则:ISI下面的规则可以帮助减少ISI的影响:ƒ通过避免阻抗的不连续和最小化分支线长度和减少大寄生参数(例如来自封装、插座、连接头的)来减少反射。ƒ保持内部连接线尽可能短ƒ避免紧耦合的蛇行走线ƒ避免存在在总线传输的可能同时发生的信号完整性问题(例如振铃、横杆、过冲)的走线。ƒ最小化串扰影响度拐角的影响事实上每个PCB设计者都将在部分甚至全部走线中用到拐角。因此如何评估传输线的拐角对仿真来说是非常重要的。当考虑如何建模一个拐角时每一个细节的考虑都将给模型的建立带来不必要的复杂度。通过实际测量发现将其当成一个简单的电容模型对于大多数系统来说都是合适的。当然读者应该知道这种模型存在一定的局限性有时需要修正。°拐角的经验模型为图中传输线上过剩电容的一角。这意味着这个拐角的电容值等于相同宽度传输线的电容值。这个电容应该加在被仿真传输线存在拐角的地方对于典型的-欧姆传输线的线宽来说°拐角带来的多余电容可近似估计为:()中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣图:由度拐角产生的过剩电容这里的C是线上的自身的电容w是线宽。虽然通常这个电容是非常小的但线宽如果很宽并且拐角的数量过多时也会产生问题。如果小量的过剩电容也需要在考虑范围之内那么简单的圆角能在拐角处保持线的宽度不变这样能在本质上消除这种影响。但是对于很多布线工具来说圆角会引起一些问题。另一个方法就是斜°走线通过用°线来代替直角这种最简单的方法完全避免了°拐角°拐角的过剩电容明显比°拐角的小得多在大多数应用中可以被忽略。读者可能会注意到等式中方形所带来的过多电容并不是图中的过多区域带来的实际测量并不用图中的小区域电容而更喜欢用方块电容这其中的原因也不是很清楚。图:拐角的过多区域。过多区域带来的电容远小于正方形方块区域的电容在这节里有一些经验推测的影响是没有价值的。传输线上流动的某些部分的电流将按照这样一种方式(图)流动这种流动方式使它们偏离基于布线长度计算出来的传输延时。在图中所示虚线是可能按照这种方式流动的电流由于电流直接从两个角直线流出所以将比预想的提早到达。这种影响可以在实验室的环境中看到我们只需要有心里有这样一个认识对于那些带有许多拐角的两条或更多的走线如果必须要保持相同延时那我们应该加以注意。图:一些电流成分贴着拐角前进导致信号提早到达目的地中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣拓扑的影响讲到现在我们已经谈到了两个元件间进行互连的很多问题。然而实际情况下不是总是只有两个器件的互连通常一个驱动电路需要连接两个或更多的接收电路这种情况下内部连接的拓扑结构就会极大地影响系统性能。例如图是一个驱动电路连接两个接收电路的例子。主干线的特征阻抗是和每个分支的特征阻抗相等的。当信号传播到连接点时连接点的等效特征阻抗变为Zo结果是波形一步步渐进式的达到最后稳定值。这些反射现象可以用图中的网格图来计算。图:平衡的T拓扑产生的信号完整性问题当分支的阻抗是干线的两倍时节点处看到的有效阻抗和干线一致结果是反射就不再产生结果可以参见图的波形。当结构不平衡时有一种情况就是一个分支比另一个长由于反射到达节点的时间不同信号完整性将变坏。图的波形就反映了这种情况。其信号完整性可以用网格图来计算但是过程相当复杂所以通常都用计算机来代替。图就是一个网格图计算了图中图:不平衡的T结构信号完整新问题中国PCB技术网翻译整理tinyang、夹湾沟、阿鸣图:不平衡T结构的网格图开始几次反射的情况。参考上图垂直线A和B代表驱动电路和节点之间的电气路径B和C代表节点和接收电路的路径B和D代表节点和接收电路的路径。当拓扑中有更多的分支后对于分支之间长度差异也更加敏感。进一步说负载的任何分支差别都会引起相似的电路不稳定。从这里我们可以学到些什么呢?答案就是“对称”。当我们需要考虑一个拓补结构的时候最关键的地方就是对称。要确保从任何一个方向看过去电路都要对称这就要求拓扑每个分支的长度和负载都相同。接下来应该考虑的是尽量使拓扑结构中连接点的阻抗不连续降低到最小当然这在一些设计中往往是不可能的。第四章非理想互连的问题现代的技术已经朝着更高的速度和更小的封装发展这是一种不可改变的趋势。随之而来在以前的数字设计过程中经常被认为微不足道传输线损耗导体的直流损耗介质上的直流损耗趋肤效应频域电阻和电感微带线中导体的频域损耗带状线中导体的频域损耗导体表面粗糙程度的影响各种金属的频域属性信号交流损耗的影响频域的介质损耗介电常数的变化蛇形线码间干扰度拐角的影响拓扑的影响

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