下载

1下载券

加入VIP
  • 专属下载特权
  • 现金文档折扣购买
  • VIP免费专区
  • 千万文档免费下载

上传资料

关闭

关闭

关闭

封号提示

内容

首页 高速PCB_PDF_第3章 串扰

高速PCB_PDF_第3章 串扰.pdf

高速PCB_PDF_第3章 串扰

xiao_20141220
2010-08-19 0人阅读 举报 0 0 暂无简介

简介:本文档为《高速PCB_PDF_第3章 串扰pdf》,可适用于IT/计算机领域

中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣第三章串扰串扰,就是指一条线上的能量耦合到其他传输线,它是由不同结构引起的电磁场在同一区域里的相互作用而产生的。串扰在数字电路中非常普遍地存在着:芯片内部、PCB板、接插件、芯片封装以及通信电缆中,都可能出现。而且,随着技术的发展,消费者对产品的要求越来越倾向于小而快,在这种情况下,就必须更加注意数字电路系统中的串扰现象。为了避免和减小这些串扰,学习串扰的原理和如何在设计中避免这些现象的发生就显得相当重要。在多导线系统中,过多的传输线间的耦合或者说串扰,将有两个不利的影响。首先,串扰会改变总线中单根传输线的性能,比如传输线特征阻抗和传输速度等而这些将会对系统时序和信号完整性问题产生一定的影响再者,串扰会将噪声感应耦合到其他的传输线上,这将进一步降低信号完整性导致噪声裕量变小。串扰对系统性能的危害程度在很大程度上取决于数据模式、线间距以及开关速度等方面。在这章里,我们将详细介绍串扰产生的原理,提供建模的方法以及对串扰在系统性能中的各方面影响进行详细得阐述。互感和互容互感是引起串扰的两个重要因素之一,互感系数标志了一根驱动传输线通过磁场对另外一根传输线产生感应电流的程度。从本质上来说,如果“受害(Victim)线”和驱动线(侵略线)的距离足够接近以至于侵略线产生的磁场将受害线包围其中,则在受侵略的传输线上将会产生感应电流,而这个通过磁场耦合产生的电流在电路模型中就通过互感参数来表征。mL互感的作用下将根据驱动线上的电流变化率而在受害线上引起一定的噪声噪声电压的大小与电流变换率成正比通常可以由下式计算:mL()由于感应噪声正比于信号的变化率,互感在高速数字电路的应用中显得尤为重要。互容是引起串扰的另外一个重要因素,互容是两导体间简单的电场耦合,这种耦合在电路模型中以互容的形式表现出来。互容将产生一个与侵略线上电压变换率成正比的噪声电流到受害线:mC()同样可以看到:感应噪声也是正比于信号的变化率因此互容在高速数字应用中也是非常重要的。应该指出的是:用来解释噪声耦合机理的公式和仅仅是一种简单的近似,对于串扰的具体计算公式会在后面的章节中给出。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣电感和电容矩阵在一个系统中,如果传输线之间发生了严重的耦合,那么像第二章提出的使用电容和电感组成的简单传输线模型就不再适合分析传输线的电气特征,在这种多导线系统中,我们必须考虑互感和互容来全面评估传输线的电气性能。等式和描述了反映寄生耦合效应影响传输线系统性能的典型方法。电感矩阵和电容矩阵被通称为传输线矩阵。场仿真器(见节)通常用来计算传输线系统中的电感和电容矩阵下面例子就是一个场仿真器给出的用于N条导线系统中的典型报告。(.)这里表示线N的自感表示线M和N之间的互感。NNLMNL(.)在这里,是指传输线N上的寄生电容。它包括导线N自身的对地电容及和其它传输线的互容之和。就是传输线N和传输线M之间的互容。NNCNNC例:两根传输线之间的矩阵图的电容矩阵为:()在这里,C,即传输线自身的电容,它的数值等于传输线对地电容值()和对传输线的互容值()之和。gCC()中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图:理解寄生矩阵的两导线简单系统示意图另外,图所示系统的感性矩阵为()这里,L为传输线的自感系数L是传输线和的互感系数。需要注意的是和电容值C不一样,L并不是自感系数和互感系数之和。场仿真器场仿真器被用来模拟多导线系统中传输线之间的电磁干扰作用并且可以通过它计算出传输线的特征阻抗,传输速度和所有自身的和相互之间寄生的参数。它的输出结果为代表导体有效感性和容性参数的典型矩阵。这些矩阵是所有等效电路模型的基础,并且可以用来计算传输线特征阻抗,传输速度和串扰。场仿真器可以被分为两类:两维的(或者说静电的),和三维的(或者说全波的)。大部分两维仿真器得到的电感和电容矩阵是以导体长度为变量的函数表达式它通常适用于互连分析和建模。两维(静电)仿真器的优点就是使用简单,通常可以通过非常短的时间来完成计算。它们的缺点是仿真仅仅和简单的几何尺寸有关,它们是基于对电场的静态计算来进行仿真,而没有考虑到随频率变化的参数所带来的影响,比如内在的电感和趋肤效应引起的电阻等。但由于互连的结构通常比较简单,而且可以通过别的方法来计算与频域的电阻和电感变化效应上述缺点并不是很大的问题。另外,在市场上也存在许多三维(全波)仿真器。他们的优点是可以仿真复杂的三维空间他们可以预测和频率相关的损耗以及内在的一些感应,散射和其他的一些电磁场现象,包括辐射等等。这种仿真器本质上是以麦克思韦等式为基础来解决所有的三维问题。而它的缺点就是非常难于使用,而且仿真时间的花费将以小时或者天数来计算。而且,全波仿真的输出是以S参数来表示,这对于数字电路应用中的互连级仿真并不是非常有用。所以,从本书的目的出发,我们将把重点放在两维的静电仿真分析。串扰引起的噪声前面节已经阐述过了,串扰是由于临近两导体之间的互容和互感所引起的。因而在临近传输线上引起的感应噪声的大小和他们之间的互感和互容大小都有关系。例如,如果一信号进入传输线(如图),由于互感Lm和互容Cm的作用,将在传输线上产生一电流,为了中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣方便起见,我们定义了两个概念:近端串扰和远端串扰。近端串扰是指在受侵害线上靠近侵害线的驱动端的串扰(有时候也将这个串扰称为后向串扰)。将受侵害线上靠近侵害线接受端方向的串扰称为远端串扰(有时候也称为前向串扰)。由互容引起的电流分别向受侵害线的图:互容互感引起的串扰电流示意图两个方向流动,而由互感引起的电流从受侵害线的远端流向近端这是因为互感产生的电流总是与侵害线中的电流相反。所以,从受侵害线近端到远端的串扰电流由很多部分组成(见图)。()()受侵害线上近端和远端串扰噪声的波形可以从图看出,当一个数字脉冲进入传输线,它的上升沿和下降沿将不断地在受侵害线上感应出噪声,在这里的讨论中我们假设信号上升沿或者下降沿的变化速度非常快,远远小于传输线延迟。则根据前面的描述,一部分串扰噪声将传向近端,另一部分将传向远端也就是我们所定义的近端串扰脉冲和远端串扰脉冲。如图远端串扰脉冲将和侵害线上的信号同步流向终端而近端串扰脉冲将起始于侵害线上信号变化沿出现时刻并流向近端。这样当驱动线上的信号变化沿在时间t=TD(这里TD是信号在传输线上的延迟时间)到达传输线远端时,如果远端存在匹配,那么,侵害信号和远端串扰将在远端被匹配消除。同时侵害信号的变化沿在被终端匹配消除前产生的最后一部分近端串扰信号将在t=TD时才到达近端这是因为,这部分信号又要经过整条传输线才能被传回近端。所以,对于一对被终端匹配好的传输线来说近端串扰起始于t=并且持TD的时间或者说两倍于传输线的电气长度。相反受侵害线远端接收到的远端串扰起始于TD,持续时间为数字信号的上升或者下降时间。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图:串扰噪声示意图串扰噪声的大小和形状很大程度上取决于耦合的大小与端接的情况。图给出的等式和插图详细地描述了一条安静的受侵害线上由于串扰而得到的最大电压的状况。这里假设了受侵害线上存在多种端接策略驱动线上也使用了端接来消除反射使问题简化。这些等式主要是用来估计串扰的幅度并使读者了解特殊的端接策略对噪声幅度的影响。当图中所示的拓扑结构变得更加复杂时则必须采用类似SPICE的工具来进行仿真。图:各种匹配情况下的串扰反射示意图图中假设了信号在传输线上的传输时间为两倍上升时间:()在这里X是指传输线长度L和C是指单位长度传输线本身的电感和电容注意:如果中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣Tr>XLC(例如边沿变化率大于两倍的传输线延迟)近端串扰将不能到达其最大振幅为了正确计算Tr>XLC时的串扰电压近端串扰只须乘以XLCTr即可而远端串扰不会因为长度变化而改变。需要注意的是:当上升时间小于传输线时延时(长线情况)近端串扰的最大幅值和信号上升时间没有什么关系而当上升时间大于传输线时延的时候(短线情况)近端串扰的大小和信号上升时间有一定关系。因为这个原因定义长传输线的标准为传输线的电气时延必须大于信号的上升时间(或下降时间)这时可以得到近端串扰的幅度与线长无关(即前向串扰的饱和)而远端串扰则总是取决于上升时间和线长。应该指出的是图中的公式假设了受侵害线上的终端电阻与传输线完全匹配消除了不完全匹配的影响。为了重现这些影响可以使用第二章中提到的反射概念来分析。例如假设图中第一种情况的终端匹配电阻R并不等于受侵害线的传输线阻抗(为了简单起见在这里假设了侵害线的匹配完全)此种情况下近端和远端串扰值就必须加上各自的串扰反射电压。所以在不完全匹配系统中串扰信号的计算公式为:()在这里Vx为不完全匹配情况下调整后的近端或远端串扰值R就是终端匹配电阻Zo为传输线特性阻抗Vcrosstalk是通过公式计算出来的串扰值。要点如果信号的上升或者下降时间小于传输线延迟那么近端串扰最大幅值与上升时间无关。如果信号的上升或下降时间长于传输线延迟那么近端串扰的大小与上升时间有关。远端串扰在任何情况下都和信号的上升或者下降时间有关。例计算一终端匹配系统的串扰噪声如图所示的两条传输线系统在这里Zo≈Ω终端匹配电阻为Ω,V(input)=V,Tr=ps,X=in。计算近端和远端串扰的大小下面假设了系统的电容与电感矩阵。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图近端和远端串扰脉冲大小解答:图同时给出了上例中系统的仿真结果我们可以看到实际的近端和远端串扰与图的计算结果相吻合。例:计算一不完全匹配系统的串扰大小同样取中的两传输线系统为例假设R=和R=Ω,那么近端串扰和远端串扰电压分别为多少?解答:中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣使用等效电路模型仿真串扰使用等效电路来进行串扰模拟是最为普遍的串扰分析方法图描述了将两条耦合传输线按照SPICE模型分为N段的等效电路模型此处的N为建立一个传输线所必需的段落数只有这样建立的电路模型才能表征连续的传输线特性而不是一些集总的电感、电容和电阻的特性。就像在第二章中所提及的传输线模型中的分段数量N与仿真时考虑的最快边沿速率有关。一般来说有个比较好的经验法则是:每段线的传输延迟最好小于等于的上升时间(第二章中有详细的描述)。图:两耦合传输线的等效模型在典型的SPICE类型的仿真器中使用一个耦合因素K来代表互感系数:()这里L是指传输线和之间的互感系数而L和L指的是两传输线各自的电感。例:建立一个耦合传输线模型假设一对长度为英寸上升时间为ps的耦合传输线被仿真在下列电感和电容矩阵条件下计算特征阻抗总的传输延迟电感耦合因子被要求的段数每段的最大延迟和每段最大的L,R,C,G,Cm和K值。解答:传输线特性阻抗为:总共传输延时为:耦合感应系数:中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣最少分段数为:长度为英寸的传输线最少需要被分为段这样建立的模型通过仿真才能反映传输线的特性。由于电容和电感矩阵中的参数使用英寸作为单位那么L,C,和Cm的值必须乘以段)英寸(。所以L(N)=nH,Cg(N)=CC=pF,和Cm(N)=pF。由于感应耦合因子没有单位(使用等式进行计算所有单位都抵消掉)没有必要将它除以段数所以此时K(N)=。串扰引起的飞行时间和信号完整性的变化在线间串扰耦合比较严重的总线系统中传输线的有效特征阻抗和传输延迟将随着开关方式的改变而改变。电场和磁场之间的相互影响取决于数据状态的变化数据状态的不同也会造成传输线等效的电感和电容等参数发生变化可能增大也可能减小。由于传输线参数随数据传输模式的变化而改变而且这些参数对于精确的时序设计和信号完整性分析来说非常的重要所以我们在高密度的高速系统设计中就必须要考虑这些因素。在本节里面我们将解释一下串扰会带来怎样的阻抗和传输速度的变化以及它们对时序和信号完整性的影响。另外我们还将介绍一种简单的信号完整性分析方法使用这种方法能准确地对计算机总线中多条传输线进行建模。开关状态对传输线性能的影响当多根传输线相互之间靠得很近的时候传输线之间的电场和磁场将以各种特殊的方式互相作用传输线上的信号状态决定了这种特殊方式。这种相互作用的重要性在于能改变传输线等效的特性阻抗和传输速率。特别是当很多非常靠近的传输线同时开关时这种现象尤为严重它能使总线出现阻抗和延迟过于依赖数据模式的现象从而影响总线的性能。因此在系统设计中必须考虑到这些方面的影响。差模:当两根耦合的传输线相互之间的驱动信号幅值相同但相位相差度的时候就是一个差模传输的模型。此情况下传输线的等效电容因为互容的加倍而增加但是等效电感因为互感的减小而变小。为了得出两相邻的传输线在差模传输模式下传输线特征阻抗和传输速率的变化情况我们可以参考图。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图:差模和共模情况下用于推导阻抗和速度变化的等效电路图在差模传输中线上电流I和I大小相同极性相反。首先让我们先来考虑互感的影响。如图所示假设L=L=L通过公式计算出由于电感耦合产生的电压代入基尔霍夫电压准则得到下面的结果:()()图:推导差模等效电感的简化电路模型由于差模情况下的信号极性总是相反可以将I=I与V=V带入和。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣得到以下等式:(.)dtdILLdtIdLdtdILVmm)()(−=−=(.)dtdILLdtIdLdtdILVmm)()(−=−=这样在以差模形式进行传输的一对耦合传输线中从线上观察到的等效电感为:(.)LLLLLmodd−=−=图:推导差模等效电容的等效电路图同样互容的影响也可以被推导参考图假设CCCgg==在点与处运用基尔霍夫电流法则得VV(.)dtdVCdtdVCCdtVVdCdtdVCImmm)()(−=−=(.)dtdVCdtdVCCdtVVdCdtdVCImmm)()(−=−=对于差模情况可以将和II−=VV−=代入上式得:()中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣()所以在以差模形式传输的一对耦合传输线中从线上观察到的等效电容为:()因此可以得到以差模形式进行传输的一对耦合线的等效阻抗与等效传输线速度为:()()共模当两条耦合传输线上驱动信号的幅度与相位都相同时称为共模传输模式。此时传输线的等效电容将随着互容的减少而减少同时等效电感却因为互感的增加而增加。为了得出共模传输对两相邻传输线的特性阻抗和传输速率的影响请参考图。在共模传输中电流I和I大小相同且同向传输。首先让我们先考虑对互感的影响再次参考图用于差模开关的分析方法同样可以用来决定共模情形下的有效电容和电感。对于共模传输将I=I和V=V带入公式和中得到:()()所以在一对以共模形式传输的耦合传输线中传输线上呈现的等效电感为:()同样可以推导出互容带来的影响再次参考图对于共模传输来说将I=I和V=V带入等式与中得:()()所以一对耦合共模传输线中线上呈现的等效电容为:()那么就可以计算出耦合双线系统的共模传输特性:()中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣()图描述了在简单的两传输线系统中差模和共模情况下的电磁场分布。正如第二章中解释的磁力线和电力线总是正交的(TEM模型)。注意在共模传输情况下两导体上的电势相同所以两传输线之间没有电压差这就是说线间没有电容的影响存在这样就很容易记住在共模情况下要从传输线的电容中减去互容值。而在差模情况下由于两导体之间一直存在电位差所以两传输线之间电容的影响就一定存在这样也很容易记住在差模情况下传输线间的互容值要被加上了。图:两简单耦合传输线系统中共模和差模情况下的电磁场分布图表明了差模与共模带来的阻抗和传播速率的变化是如何影响信号传输的。虽然在这个例子中只有三根传输线但是仿真结果给出了计算机总线中处于其他线之间的信号线受到的串扰的影响。该图显示了串扰将会给信号完整性和速度(假设为微带线)带来严重的影响并且这种影响将随开关模式变化的变化。由于信号完整性直接依赖于源端和传输线的阻抗所以耦合程度和开关模式将在很大程度上影响系统性能这些影响归根到底是由线的等效特征阻抗变化引起的。而且如果传输线为微带线传输速率也会改变从而影响了传输线(特别是长传输线)时序的正确性。由于串扰的主要影响来自于与之相邻的传输线的影响所以在实际仿真中使用三根传输线来进行分析已基本能正确的反映串扰对系统性能的影响。图:开关模式对三导线系统的影响大家会注意到一个非常有趣的现象在差模或者共模传输中传输线的互感的增减正好和互容相反。这些能在图的场示意图中被清楚地看见。例如在差模传输中由于导体间存在电位差互容的影响必须被加上而另一方面因为两条导线中的电流总是按相反中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣方向流动由于磁场在每条线上耦合出来的电流总是彼此相反这样就抵消掉了互感的影响。所以在计算差模特性时互感必须被减去互容必须被加上。共模和差模的这些传输特性计算是基于一种假设的前提下即信号仅仅以TEM模式(横向电磁)进行传播也就是说:电场和磁场在任何时候都彼此正交。TEM模式假设的条件下在介质均匀的系统中(即电磁场处于同一介质中)L与C的积保持不变。所以在处于同类介质的多导体系统中比如带状线阵列如果L由于互感而增加那么C必定由于互容而减少以保证LC乘积不变。因而处在同一介质中的带状线或者埋式微带线的传输速度将不会随着不同的开关模式而变化。当然它的等效阻抗仍然会改变。在非均匀系统中(指电磁场分布在不同的电介质材料中)比如微带线阵列在不同的传输模式中LC值就不能保持常数这是因为传输信号的电磁场分布在空气与板子的介质中。在微带线系统中系统的等效介电常数为空气和板上介质的介电常数的加权平均值因为场的模式随着不同的传输模式而改变有效介电常数将根据包含在板上介质材料和空气中的场密度的改变而改变这样LC乘积在非均匀系统中是可变的。然而对于一种给定的模式LC积将保持常数。所以微带线的传输速度和阻抗都会因为传输模式和信号变化而改变。要点差模传输线阻抗一般比单根传输线的低共模传输线阻抗一般比单根传输线的高在带状线种串扰不改变传输速度在微带线种串扰会改变传输速度使用单导线等效模型来仿真多导线系统在差模或共模情况下如果我们计算出了传输线对的等效阻抗和传输速度我们就可以将这些参数代入到单根传输线模型中用单线模型来建模两条耦合导线。这种技术可以被扩展到多传输线系统中用来决定串扰引起的阻抗和延迟的变化。这样设计者就可以在布局以前估计出由串扰所带来的最坏影响此举将大大提高前端设计的效率因为这与等效电路模型仿真相比大大减少了计算量也可以使我们在设计的前端就可以充分考虑到串扰引起的阻抗和速度的变化。为了在多导线系统中利用这一技术我们必须先引入一种方法可以通过仿真一条导线来代替多导线的仿真。这个方法能够很快地估算出由于其他几条传输线引起的串扰导致受害线阻抗和速率的变化情况。首先要确定给定传输线在特定开关模式下的等效电容和等效电感。这可以通过观察多导线系统中的对线然后计算出差模或共模情况下的等效电容和电感值来完成。由对线计算出的值可以组合为最终的等效值。为了达到这个目的将互容和互感值与给定传输线的总电容和电感或加或减:当信号线与给定传输线同相开关时将两条线间的互容从给定传输线的总电容中减去同时互感被相应地加上相反当信号线与给定传输线反相开关时将两条传输线间的互容加到总电容中同时互感被相应地减去。此时就可以将这些等效电容和电感代入到单根传输线的等效模型(SLME)中来计算等效特性阻抗和传输速率。举个例子如图我们假设图中三导线系统以相同的相位传输所有数据。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图:两种开关模式(a)三传输线为同相位信号(b)与同相位与相差度的相位如果我们的主要任务是用一根单线来快速等效多导线系统(如图a)传输线为目标线那么线上每单位长度的等效阻抗和传输延时可以计算如下:()()例:模型的阻抗和延时。假设三导线系统中传输线上的开关信号与的同相而的与它们有度的相位差。如图b所示(传输线仍为受侵害线)。导线和的共模电容=CC导线和的差模电容=CC导线的等效电容=CCC导线和的共模电感=LL导线和的差模电感=LL导线的等效电感=LLL对于这个多导线系统而言其等效单线模型中的传输线参数为:值得注意的是在总线的缓冲器阻抗和传输线间距正在进行选择的设计阶段这种简化技术还是非常有用的。但是必须提醒读者此技术一般使用在信号按照相同的方向传播时当信号间的传播方向不同时如果要考虑串扰的影响就必须建立等效电路模型和使用电路仿真器。还有一点应该注意SLEM方法仅仅是一种近似其用处是在布线前的设计中能很快中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣缩小解决方案的范围。最后的仿真还是必须使用完全的耦合模型来进行。与完全的耦合仿真和测量相比较:当走线间距和介质厚度的比例大于时SLEM模型可以得到比较精确的近似如果比例小于建议不使用SLEM模型。当然在一般地进行两条传输线的耦合分析时这种方法还是比较精确的。要点在对系统进行串扰影响估计时最邻近的传输线产生的影响最大而其他线的影响将呈指数递减。SLEM方法主要使用在前端设计中以快速获取串扰的影响。SLEM很有用是因为其计算速度快。而最后的设计还是需要进行完全仿真。共模(所有位同相)和差模(目标位反相)将产生最坏的阻抗和速度变化。当传输线之间的距离与介质高度(参考平面到传输线距离)之比小于的时候SLEM将失效。串扰引起参数变化的趋势在前面节中已经阐述过由串扰引起的阻抗变化取决于互感和互容的幅度大小。而这些相互耦合的寄生参数又在很大程度上与迹线的截面几何尺寸有关因此阻抗的变化也就和传输线截面的尺寸有很大关系。在恒定的介电常数下低阻抗传输线上因为串扰引起的阻抗变化比高阻抗线上的来得小一些这是因为低阻抗传输线和参考平面的耦合比较大(存在更大电容参考第二章)。如果传输线与参考平面的耦合加强那么它和相邻线之间的耦合将减弱。低阻抗传输线通常通过增加传输线的线宽和减少介质的厚度实现。然而这些选择都有负面效果。线宽太大将占用更大的布线空间介质太薄将大大地提高成本(太薄的介质往往容易使信号与参考平面短路因此成品率比较低)。图a和b表现了共模和差模情况下阻抗随传输线之间距离变化的情况。注意:不管差模还是共模他们的阻抗值变化趋势都是靠近一固定阻抗值的渐近线。目标线的阻抗计算中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图耦合阻抗随线间距的变化趋势:a典型的带状线b典型的微带线没有考虑邻近传输线的影响(和Ω)。此阻抗值计算方法就是板厂提供的测试方法(他们通常通过测试点测量孤立的单根传输线)。注意在距离非常小时信号线的阻抗值是小于目标值的(和Ω)。这是因为邻近传输线的存在提高了信号线本身的容性参数即使线上没有信号通过其传输线的有效阻抗值也会变低。而在邻近传输线都有信号通过时将会产生完全的共模和差模阻抗所以在设计高密度电路板的时候这些影响都是必须要考虑到的。在图a和b中选用了与现实接近的和Ω的传输线(工业中常用得阻抗值)通过改变传输线的尺寸得到了寄生参数变化曲线。注意高阻抗传输线阻抗值的变化比低阻抗传输线阻抗值的变化要大很多这是因为高阻抗传输线与参考平面的距离要远大于线间距。图给出了产生的耦合寄生参数随迹线截面的变化示意图。我们可以注意到相互的耦合寄生参数随着线距的变小而呈指数衰减。同时也应该看到较低阻抗传输线的相互间的耦合寄生参数也相对较小些。读者应该了解:这些曲线是对简单的两条耦合传输线计算的结果如果遇到的是更多的传输线耦合情况将会带来更大的变化。图:a显示带状线中互感互容的变化b为微带线中互感互容的变化中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣要点在给定的介电常数下串扰对低阻抗传输线产生的阻抗改变较小。即使周围的传输线没有信号变化传输线的阻抗也会受到一定的影响。互感互容参数随着传输线间距的变化而呈指数衰减.共模与差模传输线的匹配剩下来还没有讨论过的问题就是如何匹配一对耦合传输线。在通常的大多数设计时经常需要谨慎地将所有线间的耦合减至最小。但是在某些设计中这却没有必要或者两条传输线之间的高度耦合还会给我们带来益处。一种情况就是计算机的系统时钟以差分形式传送的时候两条传输线之间存在很大的耦合是有益的。一对差分线包含两条紧密耦合的传输线它们以差分形式传输接受电路由差分或者单端缓冲器构成。差分接受器的输入端通常包含一对差分触发器并在两个信号交点处即两信号之间的幅度差值为零的时候触发。差分线对信号传输有益主要是因为他比单根传输线具备更好的信号完整性对噪声有更强的免疫力以及能大大降低电磁辐射(EMI)。Pi型匹配网络一种在差模和共模情况下都能很好匹配一对耦合传输线并防止反射的办法是使用Pi型网络。这个特殊的匹配方案对差分接受器非常有用。参照图电阻R,R,和R必须进行合适地选择以匹配共模和差模时的传输。首先我们考虑共模情况当V=V=Ve时由于点和点处的电压差总是相等故两点间没有电流流过。所以R与R必须等于共模阻抗值。而R数值的决定必须考虑到差模传输。由于V和V在差模情况下总是数值相等极性相反(V=V=V),R可以分为两串联电阻每个值等于R在差模传输过程中两串联电阻中间变成一个虚拟的交流(ac)地。参考图它给出了差模情图:耦合传输线对的Pi终端匹配图:差模形式下的等效Pi终端匹配况下的等效终结模型。为了理解为什么电阻的中点在差模形式下会成为AC地我们可以R中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣考虑电阻为一片长的电阻性材料假如电阻一端的电压为V而另一端为V那么电阻中间的电压值则为V。这就意味着在差模传输情况下每个信号使用R与R(或R)并联来进行匹配。那么一对紧耦合传输线在共模和差模传输时都适用的匹配电阻值为:()()但是必须注意的是如果一对传输线只处在一种模式(比如差分时钟线)下那么中间的电阻R就没有必要使用了。T型匹配网络另外一个能够同时解决共模和差模匹配的方法是使用T型电阻网络。如图所示图:耦合传输线对的T型终端匹配图:共模情况下耦合传输线对的等效T型终端匹配这种匹配方式在单端接收器接收差分信号线时很有用。首先让我们先考虑对差模的匹配)由于图中点和点处的电压大小相等极性相反我们可以认为与R相连的中心点为ac地。这样意味着我们可以通过R与R来对差模进行匹配。所以R与R的值必须相等并等于差分阻抗。下面让我们来考虑共模传输情况通过图可以看出这里将R等效为两个阻值为R的并联。由于在共模情况下点、之间没有电流流过那么R或者R与R的串联阻值必须与传输线的共模阻抗相等。所以R,R,和R在这个匹配网络中的阻值如下:(()中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣如何减小串扰既然串扰在很多设计中都会出现而且它会破坏系统的性能本节就总结了一些减少串扰的一般规则可能会对设计者们有一定的帮助。但是必须注意的事所有的措施都会对印图:尺寸对串扰的影响刷电路板的布通率上带来一定的麻烦。由于很多电路板实际上需要满足预先设计的尺寸要求(比如某些主板设计就可能需要符合标准的ATX底板规格)那么就不可避免得会产生一定程度的串扰。下面的规则将可以帮助你有效地减少串扰。参照图。将两条传输线之间的距离S增大到规则允许的最大情况。.在设计目标阻抗时应该尽量使导体靠近地平面(例如最小化H)。使得传输线可以紧密地与地平面进行耦合这样可以减少对临近信号线的干扰。.对于要求严格的网络在系统设计允许时可以使用差分线技术比如系统时钟信号.如果相邻层的传输线有较严重的耦合存在(如层和)时走线时应彼此正交。MM.如果有可能信号线应该设计成带状线或埋式微带线以消除传输速度的变化。.最小化信号间平行走线的长度。.妥善布局防止布线时出现拥挤。.尽量使用上升边沿慢的器件但是使用此方法要非常小心否则容易产生负面影响。.附例这个例子是基于第二章的附加例子所不同的是在高速总线例子中增加了串扰的影响。串扰的存在经常大大限制了系统性能的发挥因此理解本章提出的概念是非常重要的。问题提出假设两个器件和需要通过一条位宽的高速数据总线进行通讯。器件被安装在一块标准的四层主板上该板叠层设置如图所示。驱动缓冲器的输出阻抗为其开关幅度从V到V。印刷电路板上(PCB)的信号线要求英寸长线中心到中心的间距为mils阻抗UUΩΩ(忽略串扰影响)。板上介质的相对介电参数(rε)为传输线假设为一个完美的导体并且接收器上的寄生电容小到可以被忽略。图描述了电路的拓扑结构。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图此例中涉及的PCB板的截面图图电路的拓扑结构传输线参数如下:互感=nHin互容=pFin自感=nHin(来自第二章的例子)自容=pFin(来自第二章的例子)目标.决定传输线上由于串扰引起的最大的阻抗变化.决定由于串扰引起的最大的速度变化.假设器件上的输入缓冲在V时进行开关决定是否缓冲器会因为串扰的影响而错误触发U决定由串扰引起的最大的阻抗和速度漂移按照节的讨论耦合系统中传输线的等效阻抗与邻近线上信号的开关模式有关。为了决定由于串扰引起的最差情况的阻抗漂移我们必须选择总线中将经受到串扰最大的信号线来进行分析而位于总线中间的线通常是最好的选择。就像本章早些时候所提及的仅仅与之最近的线将对串扰的影响负主要责任因此可以用前面例子中使用的程序来计算串扰引起的阻抗变化。另外产生最大串扰影响的模式通常是共模或差模中的一种。在共模传输模式中总线上信号的相位总是相等的在差模传输时目标线的相位总是与总线上其他的信号线相位相差度。首先让我们来计算共模传输模式(所有的信号位同相)时的影响。假设图中的线表示了位总线中间的一条导线。中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图:共模开关模式导线和之间的共模电容=CC−导线和之间地共模电容=CC−导线的等效电容=CCC−−导线和之间的共模电感=LL导线和之间的共模电感=LL导线的等效电感=LLL所以有:,CCCLLLZcommon−−=Ω=−−=pFpFpFnHnHnH))((,CCCLLLTDcommon−−=))((pFpFpFnHnHnH−−=inpF=现在让我再来估计一下差模传输时的影响。假设图中的线表示位总线中间的线。图差分开关模式导线和之间的差模电容=CC中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣导线和之间的差模CC电容=导线的等效电容=CCC电感=LLL−导线和之间的差模电感=导线和之间的差模L−效电感=所以有LLL−−导线的等,CCCLLLZaldifferenti−−=Ω=−−=pFpFpFnHnHnH))((,TDaldifferenti=CCCLLL−−))((pFpFpFnHnHnH−−=ps=因此可得由串扰引起的速度和阻抗的变化为:触发。典型的CMOS缓冲器的触发电平为inΩ<<ΩZinpsTDinps<<确认串扰是否会引起误触发当信号存在严重的信号完整性问题时将发生误触发。当信号达到阈值时接收器将被ccV种信号完整性问题可能会引起误触发。当这种情况发生在数字系统中时可能会引起大量的问题轻则暂时数据失效重则系统崩溃(特别是当选通信号或系统时钟被误触发时)。为了确定是否串扰将引起一个错误的信号这个问题我们必须评估信号完整性。有很多方法可以实现这种评估。最简单的方法就是用简单的反弹(例如网格)图比如第二章的例子中用来决定信号波形的方法不过我们也不需要完全的反弹图因为到。如果信号振荡到接收器的阈值电平以下这达接收端的第二次反射将产生最大幅度的振荡因此我们只需要第二次反射时接收端上呈现的信号电压幅值而且当驱动端阻抗低于传输线的特征阻抗时最大的振荡才发生(见第章)。所以当总线中的耦合线彼此之间同相传输(比如共模)时最大的振荡发生了。前面已经计算出共模阻抗高于。用反弹图计算出的信号完整性问题如图所示:Ω中国PCB技术网翻译整理jimmy、夹湾沟、阿鸣图最终波形计算图从图中可见信号将向下振荡到V的位置因为这个缓冲器的阈值电压被定义在V信号的下冲不会达到这个值信号完整性问题不会引起接收器的误触发。第三章串扰

用户评价(0)

关闭

新课改视野下建构高中语文教学实验成果报告(32KB)

抱歉,积分不足下载失败,请稍后再试!

提示

试读已结束,如需要继续阅读或者下载,敬请购买!

文档小程序码

使用微信“扫一扫”扫码寻找文档

1

打开微信

2

扫描小程序码

3

发布寻找信息

4

等待寻找结果

我知道了
评分:

/24

高速PCB_PDF_第3章 串扰

VIP

在线
客服

免费
邮箱

爱问共享资料服务号

扫描关注领取更多福利