10kW全桥移相ZVSPWM整流模块的设计

10kW 全桥移相 ZVSPWM 整流模块的设计 余鋆，陈国森 (杭州中恒电气股份有限公司，浙江 杭州 310053） 摘要：介绍了 10kW 全桥移相 ZVSPWM 直流整流模块主电路和控制电路的设计，给 出了主变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。 关键词：全桥移相；零电压开关；降频 0 引言 在大型发电厂中，由于需要的直流负荷比较大，蓄电池的容量 通常都在 2000A·h 以上。若采用常规的 10A 或 20A 的开关整流模块，一般需要 20 个或 10 个以上的模块并联，并联数过多，对模块之间的均流会带来一定的影 响，而且可靠性并不随着模块并联数的增加而增加，一般并联数最好在 10 个以 下。目前，在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此，很有 必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的 10kW 全桥移相 ZVSPWM 整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的 ZVS－FBPWM 直 流变换技术，控制电路采用 UC3879 专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用 了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。 1 整流模块主电路设计与参数计算 整流模块的主电路原理框图如图 1 所示，由输入 EMI 滤波器，整流滤波， ZVS 全桥变换器，输出整流滤波和输出 EMI 滤波器等组成。 图 1 主电路原理框图 图 1 中由开关管 S1～S4，钳位二极管 D1及 D2，谐振电感 Lr，隔直电容 Cb， 主变压器 T1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相 ZVS 变换器，其中 S1及 S3为超 前管，S2及 S4为滞后管。S1（S3）超前 S4(S2)一定的角度，即移相角。S1～S4采 用 IGBT 单管并联组成，开关频率为 25kHz 左右。 1.1 变压器参数的设计 由于设计的全桥移相 ZVSPWM 整流模块的最大输出功率接近 10kW，若采 用常规的铁氧体磁芯，由于功率比较大，磁芯不太好选择，实际设计中磁芯采用 了超微晶磁环。和铁氧体相比，超微晶材质具有较高的饱和磁密（可达 1.2～1.6T） 和较低损耗和优良的温度稳定性等优点，非常适宜用作大功率开关电源的主变压 器的磁芯。 本模块的输入输出指标为输入 304～456V，输出 198～286V/35A。 1）直流母线的最低电压 Vdmin Vdmin≈Vinmin×1.35=410.4V（1） 式中：Vinmin为三相输入电压最低值 304V。 2）变压器副边的最低电压 V2min V2min=(Vomax＋VD＋Vr)/Dmax=(286＋3＋2)/0.95=306.3V（2） 式中：Vomax为模块输出电压最高值，取为 286V； VD为整流二极管的压降，取为 3V； Vr为变压器副边绕组内阻压降和线路压降，取为 2V； Dmax为最大占空比,取为 0.95。 3）变压器的变比 n n=Vdmin/V2min=410.4/306.3=1.33 实际变压器原边取为 21 匝，副边为 16 匝，变比为 21/16=1.3125。 1.2 谐振电感 Lr参数的设计 在全桥移相 ZVS 变换器中，在超前管 S1(S3)的开关过程中，由于输出滤 波电感 L1与谐振电感 Lr是串联的，而 L1和谐振电感相比一般比较大，因此超前 管很容易实现 ZVS；而在滞后管 S2(S4)的开关过程中，由于变压器副边是短路的， 此时依靠谐振电感 Lr的能量来实现 ZVS，因此滞后管实现 ZVS 比较困难，一般设 计在 1/3 满载负载以上实现零电压开关。 Lr=8CmosVdmax2/3I12[2]（3） 式中：Cmos为开关管漏源极电容（包括外并电容），实际中取为 3300pF； Vdmax为直流母线电压的最大值，取为 1.35×456=615.6V； I1为滞后臂开关管关断时原边电流。 I1=(Iomax/3＋ΔI1f/2)/n（4） 式中：Iomax为输出电流最大值，取为 35A； ΔI1f为允许输出电感电流的脉动值，取为 0.2×35=7.0A。 由以上数据计算可得 Lr=24.7μH。 2 控制电路设计 控制电路采用了专用移相控制器件 UC3879，原理框图如图 2 所示。 图 2 控制电路框图 图 2 中 ISET为电流限流设定值，VSET为电压设定值，分别由微处理器产生； IO为输出电流值，VFB为输出电压反馈值；SHT 为故障关机信号，IPR为原边电流采 样值。 UC3879 采用电流型 PWM 控制方式，把变压器原边电流引入到芯片内部， 提高了模块的瞬态响应速度。UC3879 输出的 OA，OB，OC，OD4 路信号再通过 TLP250 光耦组成了驱动电路，分别驱动S1～S4 4组开关管。OA/OB，OC/OD相位互补，OA(OB) 分别超前 OC(OD)一定的移相角。 由于本全桥移相开关管采用 IGBT，电流关断时存在拖尾现象，开关管两 端并联的电容比较大，导致空载损耗比较大。因此，在设计中采用了模块轻载时 降低开关频率的方法，即在输出电流<0.5A 时，使开关频率适当降低；而当输出 电流>0.5A 时，使模块开关频率恢复正常值。降频的实际电路如图 3 所示，IO′ 为输出电流值，IREF 为设置的电流阈值。当输出电流超过设置的电流阈值时， Q1 导通，UC3879 的振荡电阻变为 R28 和 R17(R17 见图 2)并联；而当输出电流小 于设置的电流阈值时，Q1 关断，UC3879 的振荡电阻为 R17。 图 3 降频控制电路 实测样机在交流输入 440V 时，不降频的情况下，空载损耗有 220W 左右， 而采用降频控制技术后，空载损耗只有 130W 左右。 3 实验结果 按照上述设计思想制作了 2 台试验样机，表 1 为其中一台实测的效率数 据。 表 1 实测效率 负载电流/A 效率/％ 10 92.6 13 94.2 26 94.15 30 93.90 35 93.41 输入电压 380V，输出电压 240V。 图 4 为 2A 负载时超前管 S1 的驱动波形（CH1）和漏源极波形(CH2)； 图 5 为 2A 负载时滞后管 S2 的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从图 5 可以看出滞后管还没有实现 ZVS； 图 6 为 15A 负载时滞后管 S2 的驱动波形（CH2）和漏源极波形(CH1),从 图 6 可以看到滞后管已实现 ZVS； 图 7 为 35A 负载时变压器的原边波形(20A/div)。 图 4 2A 负载时 S1驱动波形与漏源极波形 图 5 2A 负载时 S2驱动波形与漏源极波形 图 6 15A 负载时 S2驱动波形与漏源极波形 图 7 35A 负载时变压器原边电流波形 4 结语 本文介绍的全桥移相 ZVSPWM 整流模块的开关管实现了 ZVS，输出 240V、 35A 时效率达到 93.4％；而且由于采用了轻载变频的技术，使得空载损耗大为降低，具有广泛的 应用前景。 作者简介 余鋆（1970－）,男，硕士,工程师,现从事高频开关电源和逆变器的研发 工作。 陈国森(1980－),男，学士，助理工程师,现从事高频开关电源的研发工 作