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ADI技术指南电路仿真和PCB设计.pdf

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上传者: fffofo 2014-04-28 评分1 评论0 下载30 收藏12 阅读量843 暂无简介 简介 举报

简介:本文档为《ADI技术指南电路仿真和PCB设计pdf》,可适用于电子通讯领域,主题内容包含ADI技术指南合集第一版电路仿真和PCB设计目录EMI、RFI和屏蔽概念RFI整流原理低电压逻辑接口去耦技术实现数据转换器的接地并解开“AGND”和符等。

ADI 技术指南合集 第一版 电路仿真和 PCB 设计 目录 EMI、RFI 和屏蔽概念 ....................................................................1 RFI 整流原理 ..................................................................................17 低电压逻辑接口 .............................................................................27 去耦技术 ..........................................................................................41 实现数据转换器的接地并解开“AGND”和 “DGND”的谜团 .........................................................................55 工程经理初次使用 Multisim ......................................................72 微带和带线设计 .............................................................................76 散热设计基础 .................................................................................83 模拟电路仿真 .................................................................................96 试验板和原型制作技术 ..............................................................111 静电放电 (ESD) ............................................................................126 高速逻辑的处理 ...........................................................................135 1Rev.0, 01/09, WK Page 1 of 16 MT-095 指南 EMI、RFI和屏蔽概念 电磁兼容性(EMC)简介 模拟电路性能常常会因附近电气活动产生的高频信号而受到不利影响。此外,内置模拟电 路的设备也可能对其外部的系统产生不利影响。参考文献1(第4页)根据IEC-60050定义给出 了“电磁兼容性(EMC)”定义: EMC是指器件、整套设备或系统在电磁环境下保持良好性能且不会向该环境中的任何器 件、设备或系统引入大量电磁干扰的能力。 因此,术语“EMC”描述以下两个方面: 1. 电气电子系统保持正常工作且不干扰其它系统的能力。 2. 此类系统在额定电磁环境中按预期工作的能力。 因此,完整的EMC保证将会表明:设计中的设备应该既不会产生杂散信号,也不易受带外 外部信号(即目标频率范围之外的那些信号)影响。模拟设备多数时候深受后一类EMC问题 之害。此部分将重点介绍如何恰当处理这类杂散信号。 外部产生的电气活动可能产生噪声,这种噪声称为“电磁干扰(EMI)”或“射频干扰(RFI)”。 下面将从电磁干扰和射频干扰两个方面探讨EMI。对模拟设计人员来说,较具挑战性的任 务之一就是合理控制设备,防止出现因EMI而造成的不良操作。必须注意,这种情况下, EMI和/或RFI通常都是有害的。一旦进入设备内部,它既能够也会造成设备性能下降,而 且通常影响相当大。 此部分将着重介绍如何最大程度地减少因收到EMI/RFI信号而导致的不良模拟电路操作。 此类不良行为也称为“EMI或RFI敏感度”,指示设备暴露于EMI/RFI时出现异常行为的倾 向。当然还有互补EMC问题,即关于杂散“辐射”。不过,与高速逻辑等相比,模拟电路通 常较少涉及到脉冲驱动的高速、高电流信号边沿(即产生此类杂散信号的信号边沿),所以 此处并未重点介绍EMC的这一方面。但无论如何,读者应当注意,这点可能很重要,尤其 是模拟电路与高速逻辑一起共同构成混合信号环境时。 2 MT-095 EMI/RFI noise sources can couple from anywhere Some common sources of externally generated noise: Radio and TV Broadcasts Mobile Radio Communications Cellular Telephones Vehicular Ignition Lightning Utility Power Lines Electric Motors Computers Garage Door Openers Telemetry Equipment Page 2 of 16 由于所有这些EMC设计重点都至关重要,因此强烈建议各位读者补充阅读教程结尾部分的 参考文献。实际上,为了实现针对EMI、RFI和EMC周密完善的设计,设计人员需要非常 熟悉这些参考文献中的一个或多个(参见参考文献1-6)。这项课题范围极其广阔,现在也变 得越来越重要,以下材料仅为其简介。 EMI/RFI机制 要了解并合理控制EMI和RFI,首先需要将其分离成便于管理的各部分。因此,请记住, 当确实出现EMI/RFI问题时,基本上都可以将其分成“来源”、“路径”和“接收器”几部分,这 点非常有用。系统设计人员可以直接控制其中的接收器部分,同时还可能控制部分路径。 但是,设计人员几乎不可能控制实际来源。 EMI噪声源 干扰噪声总是可以通过这样或那样的方式耦合至模拟电路,从而破坏电路精度。这样的噪 声源有很多,图1列出了其中一些。 由于几乎不可能控制这些EMI来源,那么退而求其次,就是发现和了解EMI耦合至设计中 设备的可能路径。 图1:一些常见的EMI噪声源 3 MT-095 Impedance mismatches and discontinuities Common-mode impedance mismatches Differential Signals Capacitively Coupled (Electric Field Interference) dV/dt Mutual Capacitance Noise Current (Example: 1V/ns produces 1mA/pF) Inductively Coupled (Magnetic Field) di/dt Mutual Inductance Noise Voltage (Example: 1mA/ns produces 1mV/nH) Page 3 of 16 EMI耦合路径 EMI耦合路径实际上寥寥无几,最常见的三种路径如下: 1. 因传导而产生的干扰(公共阻抗) 2. 因容性或感性耦合而产生的干扰(近场干扰) 3. 电磁辐射(远场干扰) 噪声耦合机制 只要系统中存在阻抗不匹配或不连续,EMI能量就可能进入系统。一般而言,这种情况发 生在接口处(即承载敏感模拟信号的电缆连接到PCB,并通过电源引脚的地方)。电缆连接 不当或电源滤波方案不佳通常都是干扰滋生的“完美温床”。 当两个或以上的电流共享公共路径(阻抗)时,也可能会产生传导噪声。这种公共路径通常 为高阻抗“接地”连接。如果两个电路共享此路径,那么一个电路的噪声电流就会在另一电 路中产生噪声电压。这种潜在干扰源可以通过几个步骤来识别(参见参考文献1和2,以及 教程MT-031)。 图2所示为噪声从外部来源进入电路的一些常见方式。 图2:EMI如何进入设备 以电介质(空气、真空以及所有固态或液态绝缘体都属于电介质)隔开的任何两条导线之间 都存在电容。如果一条导线上的电压发生变化,则另一导线上的电荷就会发生变化,而电 介质中将出现位移电流。当电容或dV/dT很高时,就很容易耦合噪声。例如,1 V/ns的变化 速率会引起1 mA/pF的位移电流。 如果一个电路中电流流动产生的磁通密度变化耦合至另一电路,则会在第二个电路中引入 电动势。这种“互感”是一种非常麻烦的噪声源,其耦合自dI/dT值较大的电路。例如,如 果互感为1 nH,则电流变化速率为1 A/ns时,会引入1 V的电动势。 4 MT-095 Common-impedance noise Decouple op amp power leads at LF and HF Reduce common-impedance Eliminate shared paths Techniques Low impedance electrolytic (LF) and local low inductance (HF) bypasses Use ground and power planes Optimize system design Page 4 of 16 降低公共阻抗噪声 图3中列出了可消除或降低公共阻抗噪声(因传导路径共享阻抗而出现的噪声)的一些步骤。 图3:公共阻抗噪声的一些解决方案 这些方法应与教程MT-031中介绍的所有相关技术配合使用。 给多个电路供电的供电轨就是很好的公共阻抗例子。实际电源可能具有低输出阻抗,也可 能不是,尤其是在频率发生变化时。另外,用于配电的PCB走线同时具有感性和阻性,也可 能构成接地环路。使用电源层和接地层还可以降低配电阻抗。PCB上的这些专用导体层是连 续的(理想情况下如此),因此实际电阻和电感极低。 在某些应用中,低电平信号会遇到高电平公共阻抗噪声,此时不可能防止干扰,而是可能 需要改变系统架构。可能需要改变以下几方面: 1. 以差分形式传输信号 2. 将信号放大到较高电平,以改善信噪比 3. 将信号转换为电流以便传输 4. 将信号直接转换为数字形式 近场干扰的感生噪声 “串扰”是第二常见的干扰形式。在噪声源附近(即近场)时,干扰不是以电磁波形式传送,而 串扰一词可以指代感性或容性耦合信号。 5 MT-095 Reduce Level of High dV/dt Noise Sources Use Proper Grounding Schemes for Cable Shields Reduce Stray Capacitance Equalize Input Lead Lengths Keep Traces Short Use Signal-Ground Signal-Routing Schemes Use Grounded Conductive Faraday Shields to Protect Against Electric Fields Careful Routing of Wiring Use Conductive Screens for HF Magnetic Shields Use High Permeability Shields for LF Magnetic Fields (mu-Metal) Reduce Loop Area of Receiver Twisted Pair Wiring Physical Wire Placement Orientation of Circuit to Interference Reduce Noise Sources Twisted Pair Wiring Driven Shields Page 5 of 16 图4:降低电容耦合噪声的方法 降低容性耦合噪声 容性耦合噪声可以通过减少耦合电容(方法是增加导线间距)来降低,但最简单的解决方法 是采用屏蔽。通过在信号源和受影响节点之间放置导电且接地的屏蔽体(称为“法拉第屏蔽 体”),可将位移电流直接路由至地,从而消除这种噪声。 使用此类屏蔽体时,值得注意的是,法拉第屏蔽体必须接地,这点非常重要。屏蔽体浮动 或开路无一例外都会导致容性耦合噪声增加。如需简单回顾这种屏蔽方法,请参见本文结 尾部分的参考文献2和3。 图4汇总了消除电容耦合干扰的方法。 降低磁耦合噪声 图5汇总了消除磁场导致干扰的方法。 图5:降低磁耦合噪声的方法 6 MT-095 Vn = 2 π f B A cosθ 10–8 V 公式 1 Page 6 of 16 为了说明磁耦合噪声的影响,假设闭环面积为A cm2的电路在通量密度均方根值为B(高斯) 的磁场内工作。那么,此电路中的感生噪声电压Vn可以用下式表示: 在此公式中,f表示磁场频率,θ表示磁场B与环路面积为A的电路之间的角度。通过减少电 路环路面积、磁场强度或入射角,便可以降低磁场耦合。要减少电路环路面积,则需要将 电路导线排列得更紧密。将导线绞合在一起可以减少环路净面积。理想情况下,正负增量 环路面积等于零,因此具有消除磁场耦合的效果。直接减弱磁场可能比较困难。不过,由 于磁场强度和电路与干扰源的距离立方成反比,因此使受影响的电路远离磁场可以显著降 低感生噪声电压。最后,如果电路与磁场垂直,则可以将耦合降至最低。如果电路的导线 与磁场并行,那么入射角为零,因此感生噪声将达到最大。 还有一些技术可用于从来源上降低磁场干扰情况。在前面的段落中,接收器电路的导线被 绞合在一起,以消除导线周围的感生磁场。同一原理也可用于干扰源走线。如果磁场源为 流过临近导线的大电流,那么可以将这些导线绞合在一起,从而减少净磁场。 虽然屏蔽体和屏蔽套对磁场的屏蔽效果远远不如对电场的屏蔽效果,但有时也会有用。低 频时,采用高导磁合金等高导磁率材料的磁屏蔽体可以在一定程度上衰减磁场。高频时, 只要屏蔽体的厚度大于所用导线的集肤深度(在所涉频率条件下),简单的导电屏蔽体就非 常有效。注意,铜的集肤深度为6.6/f cm,其中f单位为Hz。 无源元件:EMI克星 只要使用得当,电阻、电容和电感等无源元件都是降低外部感生干扰的强有力工具。 简单的RC网络可以构成高效、经济的单极、低通滤波器。输入噪声会通过电阻转换成热 量而消耗掉。但要注意固定电阻本身会产生热噪声。另外,在运算放大器或仪表放大器的 输入电路中使用时,此类电阻会产生由输入偏置电流感生的失调电压。虽然使两个电阻相 匹配可以将直流失调降至最低,但该噪声将保持不变。图6汇总了一些能够将EMI降至最 低的常用低通滤波器。 7 MT-095 LP Filter Type ADVANTAGE DISADVANTAGE RC Section Simple Inexpensive Resistor Thermal Noise IB x R Drop Offset Single-Pole Cutoff LC Section (Bifilar) Very Low Noise at LF Very Low IR Drop Inexpensive Two-Pole Cutoff Medium Complexity Nonlinear Core Effects Possible π Section (C-L-C) Very Low Noise at LF Very Low IR Drop Pre-packaged Filters Multiple-Pole Cutoff Most Complex Nonlinear Core Effects Possible Expensive Page 7 of 16 图6:在滤波器内使用无源元件来抑制EMI 此外,还可以在扼流圈的前后连接电容,分别提供额外的CM滤波和差模滤波。这种CM扼 流圈价格便宜,而且由于线路的直流电阻很低,因此热噪声和由偏置电流感生的失调极 低。不过,核芯周围有磁场。为了防止与其它电路发生耦合,核芯可能需要用金属屏蔽体 包围起来。同时注意,应避免核芯中出现高电平电流,因为这样可能会使氧化铁饱和。 第三种无源滤波方法是采用封装的pi网络(C-L-C)。这类封装滤波器完全独立,在输入端和 输出端都连接有穿心式电容,并集成一个屏蔽体以防止电感的磁场辐射噪声。这类网络价 格较贵,可提供较高的衰减水平并可在宽频率范围内工作,但选择滤波器时必须确保磁珠 所涉及的工作电流电平不会出现饱和。 降低系统的EMI敏感度 本文前面通过一些通用示例和技术概述了可用于降低或消除EMI/RFI的步骤。图7给出了一 些基于系统考量的可能措施。 如需了解其它抗EMI的滤波技术示例,请参见“教程MT-070” 如果应用中信号和回路导线没有实现良好地磁耦合,那么可以使用共模(CM)扼流圈来增 加两者之间的互感。注意,这些注释主要适用于仪表放大器,后者接收平衡输入信号(除 非构建仪表放大器,否则运算放大器本来要求用非平衡输入信号)。CM扼流圈非常容易构 建,只需将差分信号导线在高导磁率(> 2000)氧化铁磁珠上绕几圈即可。磁珠的磁性允许差 模电流顺畅通过,但却会抑制CM电流。 8 MT-095 Always Assume That Interference Exists! Use Conducting Enclosures Against Electric and HF Magnetic Fields Use mu-Metal Enclosures Against LF Magnetic Fields Implement Cable Shields Effectively Use Feedthrough Capacitors and Packaged PI Filters Page 8 of 16 下文将进一步细述屏蔽原理。 图7:降低系统EMI/RFI敏感度 屏蔽概念回顾 接下来讨论屏蔽效果概念这些背景知识。有兴趣的读者可以查看教程结尾的参考文献4-9 来了解更多详情。 要有效地运用屏蔽概念,需要了解干扰源、干扰源周围的环境以及干扰源与观察点(接收 器)之间的距离。如果电路在干扰源附近工作(即近场或感应场),那么场特性取决干扰源。 如果电路位于远处(即远场或辐射场),那么场特性取决于传输介质。 如果电路与干扰源之间的距离小于干扰波长(λ)除以2pi(即λ/2pi),则电路在近场内工作。如 果电路与干扰源之间的距离大于该数值,那么电路在远场内工作。例如,对于由1 ns脉冲 边沿导致的干扰,其带宽上限大约为350 MHz。350 MHz信号的波长约为32英寸(光速约为 12"/ns)。将该波长除以2pi即可得到距离大约为5英寸,这就是近场和远场之间的界限。如 果电路位于350 MHz干扰源的5英寸范围之内,那么该电路在干扰源近场内工作。如果距离 大于5英寸,那么该电路在干扰源远场内工作。 无论是何种干扰类型,都具有相关的特征阻抗。该特征(即场的波阻抗)由其电场(以E表示) 与其磁场(以H表示)的比值决定。在远场中,电场与磁场的比值为自由空间的特征(波阻 抗),即Zo = 377 Ω。在近场中,波阻抗由干扰性质以及与干扰源的距离决定。如果干扰源 具有高电流和低电压(如环路天线或电源线路变压器),那么主要是磁场,波阻抗小于377 Ω。 如果干扰源具有低电流和高电压(如拉杆天线或高速数字开关电路),那么主要是电场,波 阻抗大于377 Ω。 9 可以使用导电外壳来屏蔽敏感电路,以免其受到这些外部场影响。这类材料可以形成与入 射干扰的“阻抗不匹配”,原因是屏蔽体的阻抗小于入射场的波阻抗。导电屏蔽体的有效性 取决于以下两项:首先是因屏蔽材料反射入射波而造成的损耗。其次是因屏蔽材料吸收透 射波而造成的损耗。反射损耗量取决于干扰类型及其波阻抗。但是,吸收损耗量则与干扰 类型无关。无论是对于近场辐射与远场辐射,还是对于电场与磁场,该损耗量都相同。 两种介质间表面的反射损耗取决于两种介质的特征阻抗差异。对于电场,反射损耗取决于 干扰频率和屏蔽材料。该损耗可以用dB表示,计算公式如下: 其中,σr是屏蔽材料的相对导电率,单位为西门子每米;μr是屏蔽材料的相对导磁率,单 位为亨利每米;f是干扰频率,而r是与干扰源的距离,单位为米。 对于磁场,该损耗也取决于屏蔽材料和干扰频率。对于磁场,反射损耗的计算公式如下: 而对于平面波( r > λ/2pi),则反射损耗的计算公式如下: “吸收”是屏蔽材料的第二种损耗机制。因吸收而造成的波衰减计算公式如下: 其中,t是屏蔽材料的厚度,单位为英寸。该表达式适用于平面波、电场和磁场。由于透 射场的强度相对于屏蔽材料的厚度呈指数减少,因此当屏蔽体的厚度为一个集肤深度(δ) 时,则吸收损耗为9 dB。吸收损耗与厚度成正比,但却与集肤深度成反比,因此通过增加 屏蔽材料厚度可以改善高频条件下的屏蔽效果。 公式 2 公式 3 公式 4 公式 5 10 MT-095 Page 10 of 16 在远场中,由于屏蔽体阻抗Zs随频率升高而增加,因此平面波的反射损耗随频率升高而减 少。然而,因为集肤深度减少,所以吸收损耗会随频率升高而增加。对于电场和平面波, 主要屏蔽机制为反射损耗,而在高频条件下,屏蔽机制为吸收损耗。 因此,对于高频干扰信号,铜或铝等轻便、易加工的高导电性材料可以提供足够的屏蔽效 果。不过,在低频条件下,磁场的反射损耗和吸收损耗都很低。因此,很难通过屏蔽体来 保护电路不受低频磁场的影响。在这类应用中,采用具有低磁阻的高导磁率材料效果最 佳。这类低磁阻材料提供漏磁路径,可使磁场偏离受保护的电路。例如钢和高导磁合金就 是高导磁率材料。 总而言之,常用于屏蔽的金属材料具有以下特性:对于高频干扰,采用高导电性金属,而 对于低频干扰,则采用高导磁性金属。 具有适当屏蔽效果的外壳可以非常有效地防止外部干扰影响其内部器件,并可以抑制任何 内部产生的干扰。不过,在实际应用中,屏蔽体上通常需要有开口,以便配置调整旋钮、 开关或连接器或者提供通风。不幸的是,这些开口让高频干扰得以借机进入仪器内部,因 此可能影响屏蔽效果。 评估外部场进入外壳的能力时,请使用开口的最长尺寸(而非总面积),因为开口就好比槽 形天线。公式6可用于计算外壳上开口的屏蔽效果(即EMI泄漏或渗透敏感度): 其中,λ是干扰波长,而L是开口的最大尺寸。 当开口的最大尺寸等于干扰频率的半波长时,穿过开口的EMI辐射达到最大(即屏蔽效果 为0 dB)。根据经验应确保最长尺寸小于干扰信号的1/20波长,这时屏蔽效果为20 dB。另 外,在外壳每侧分别开一些小口要优于在一侧开很多口。这是因为不同侧面上的开口会向 不同方向辐射能量,这样屏蔽效果反而不会受影响。如果不得不留出开口和缝隙,那么应 当合理地单独或混合使用导电垫片、网屏和涂料,将任意开口的最长尺寸限制在1/20波长 以内。穿过外壳的所有电缆、走线、连接器、指示器或控制轴都应该用环绕金属屏蔽体包 裹,并且该屏蔽体应该在入口点处连接到外壳上。在那些使用无屏蔽电缆/走线的应用 中,建议在屏蔽体入口点处连接滤波器。 公式 6 11 MT-095 SHIELDED ENCLOSURE A SHIELDED ENCLOSURE B SHIELDED INTERCONNECT CABLE LENGTH = L FULLY SHIELDED ENCLOSURES CONNECTED BY FULLY SHIELDED CABLE KEEP ALL INTERNAL CIRCUITS AND SIGNAL LINES INSIDE THE SHIELD. TRANSITION REGION: 1/20 WAVELENGTH SHIELDED ENCLOSURE A SHIELDED ENCLOSURE B SHIELDED INTERCONNECT CABLE LENGTH = L FULLY SHIELDED ENCLOSURES CONNECTED BY FULLY SHIELDED CABLE KEEP ALL INTERNAL CIRCUITS AND SIGNAL LINES INSIDE THE SHIELD. TRANSITION REGION: 1/20 WAVELENGTH Page 11 of 16 关于电缆和屏蔽体的基本要点 虽然其他地方已经详细说明,但此处还值得一提的是,电缆及其屏蔽体使用不当可能成为 辐射干扰和传导干扰的重要来源。这里就不再对这些问题做长篇大论,有兴趣的读者可以 查看参考文献2、3、5和6来了解背景知识。 如图8所示,适当的电缆/外壳屏蔽可以将敏感电路和信号“完全限制在屏蔽体内”,屏蔽效 果丝毫不受影响。 图8:屏蔽互连电缆可以是长线或短线,具体取决于工作频率 如图中所示,外壳和屏蔽体必须适当接地,否则会起到天线作用,进而导致辐射干扰和传 导干扰变得更糟(而不是变好)。 视干扰类型(拾取/辐射、低频/高频),需以不同的方式来实现适当的电缆屏蔽,并且与电 缆长度密切相关。第一步是确定电缆长度在相关频率下属于“长线”还是“短线”。如果电缆 长度小于最高干扰频率的1/20波长,那么视为短线。否则,则视为长线。 12 MT-095 A2A1 VN IN VN Causes Current in Shield (Usually 50/60Hz) Differential Error Voltage is Produced at Input of A2 Unless: A1 Output is Perfectly Balanced and A2 Input is Perfectly Balanced and Cable is Perfectly Balanced GND 1 GND 2 A2A1 VN IN VN Causes Current in Shield (Usually 50/60Hz) Differential Error Voltage is Produced at Input of A2 Unless: A1 Output is Perfectly Balanced and A2 Input is Perfectly Balanced and Cable is Perfectly Balanced GND 1 GND 2 Page 12 of 16 例如,50/60 Hz时,长度小于150英里的所有电缆都属于短线,而这些低频电场的主要耦合 机制为容性耦合。因此,对于长度小于150英里的所有电缆,整条电缆上的干扰幅度都相同。 如果应用中电缆长度属于长线或需要针对高频干扰提供保护,那么首选方法是将电缆屏蔽 体“两端”都连接到低阻抗点。正如下文所述,可以是直接链接(驱动端)或容性连接(接收器 端)。如果未接地,未端接的传输线路效应可能导致电缆出现反射和驻波。当频率为10 MHz及以上时,屏蔽体环焊(360)和金属连接器需要与地之间具有低阻抗连接。 总而言之,要针对低频(<1 MHz)电场干扰提供保护,可以在一端将屏蔽体接地。对于高频 干扰( > 1 M H z ) ,首选方法是将屏蔽体两端都接地,即在屏蔽体和连接器之间使用360环 焊,而连接器和外壳之间保持金属间导通。 不过,在实际操作中,屏蔽体两端都直接接地时有一点需要注意,就是这样做会构成低频 接地环路,如图9所示。 图9:屏蔽双绞线中的接地环路可能导致误差 只要两个系统A1和A2相距较远,各系统的地电位(即VN)通常都存在差异。此电位差的频 率通常为线路频率(50或60 Hz)及其倍数。但是,如果屏蔽体按照图中所示两端都直接接地, 那么屏蔽体中会出现噪声电流IN。在完美平衡的系统中,系统的共模抑制能力无穷大,因 此这一电流不会在接收器A2处产生任何差分误差。然而,驱动器、其阻抗、电缆和接收 器中永远不可能实现完美平衡,因此会有一部分屏蔽电流以差分噪声信号形式出现在A2 的输入端。下面针对各示例说明屏蔽体正确接地方式。 13 MT-095 NC RTD RTD C BRIDGE AND CONDITIONING CIRCUITS BRIDGE AND CONDITIONING CIRCUITS “HYBRID” GROUND NC RTD RTD C BRIDGE AND CONDITIONING CIRCUITS BRIDGE AND CONDITIONING CIRCUITS “HYBRID” GROUND Page 13 of 16 如上所述,电缆屏蔽体会受低频和高频干扰影响。良好的设计要求:如果电缆相对于干扰 频率为长线(射频干扰通常就是如此),则屏蔽体两端都应接地。 图10所示为远程无源RTD传感器通过屏蔽电缆连接到电桥和调理电路。正确的接地方式如 图中上部所示,其中屏蔽体在接收端接地。 不过,出于安全考虑,该屏蔽体的远端可能也要接地。这种情况下,可以利用低电感陶瓷 电容(0.01 μF至0.1 μF)在接收端接地,这样仍可提供高频接地。该电容可用作屏蔽体上射频 信号的地,但却会阻止低频线路电流在屏蔽体中流动。这种技术通常称为“混合接地”。 图11所示为使用有源远程传感器和/或其它电子器件的情况。这两种情况下,无论是平衡 驱动器(上部)还是单端驱动器(下部),混合接地都同样适合。两种情况下,电容"C"会断开 低频接地环路,同时为图中右侧A2接收端的屏蔽电缆提供有效的射频接地。 图10:屏蔽电缆(带无源传感器)的混合接地 14 MT-095 A2 C A1 A1 A2 C RS/2 RS/2 RS/2 RS/2 A2 C A1 A1 A2 C RS/2 RS/2 RS/2 RS/2 Page 14 of 16 此外,对于所使用的源端接电阻RS,还有一些细微之处应当注意。在平衡驱动和单端驱动 情形下,平衡线路上的驱动信号均由净阻抗RS产生,而后者又作为两个RS/2分散在两个双 绞引脚上。在图中上部的全差分驱动情形下,这点比较直观,一个取值为RS/2的电阻与A1 的互补输出串联。 在图中下部的单端驱动情形下,注意仍然使用了两个RS/2电阻,其中一个电阻与两个引脚 串联。此处,接地哑回路引脚电阻可以为差分线路提供阻抗平衡的接地连接驱动,从而帮 助提高系统整体抗扰度。注意,这种实施方案仅适用于A2处具有平衡接收器的那些应 用,如图所示。 图11:平衡屏蔽电缆的阻抗平衡驱动可帮助 提高平衡信号源或单端信号源的抗扰度 同轴电缆与屏蔽双绞线的不同之处在于,信号电流回路要穿过屏蔽体。因此,理想的状况 是在驱动端将屏蔽体接地,而在差分接收器(A2)端则允许屏蔽体悬空,如图12的上部所 示。不过,为使这种技术有效,接收器必须是差分类型且必须具有良好的高频CM抑制能力。 15 MT-095 r Product Designers, 2nd Ed., Newnes, Oxford, 1996, ISBN: 0 7506 2466 3. ew York, 1988, it Board, IEEE Press, 1999, ISBN 0-7803-4703-X. 1986, ISBN 0-471-83805-5. mpatibility," EDN, January 20, I and Circuit Components," EDN, September 1, 2000. A1 A2 COAX CABLE Shield Carries Signal Return Current A1 参考文献: . Tim Williams, EMC fo1 . H2 enry Ott, Noise Reduction Techniques In Electronic Systems, 2nd Ed., John Wiley & Sons, N ISBN 0-471-85068-3. . Mark Montrose, EMC and the Printed Circu3 4. Ralph Morrison, Grounding And Shielding Techniques in Instrumentation, 3rd Ed., John Wiley & Sons, New York, . D5 aryl Gerke and William Kimmel, "Designer’s Guide to Electromagnetic Co 1994. 6. Designing for EMC (Workshop Notes), Kimmel Gerke Associates, Ltd., 1994. . Daryl Gerke and William Kimmel, "EM7 8. Alan Rich, "Understanding Interference-Type Noise," Analog Dialogue, Vol. 16, No. 3, 1982, pp. 16-19 (also available as application note AN-346). 9. Alan Rich, "Shielding and Guarding," Analog Dialogue, Vol. 17, No. 1, 1983, pp. 8-13 (also available as application note AN-347). A2 DIFF AMP SINGLE- ENDED AMP A1 A2 COAX CABLE Shield Carries Signal Return Current A1 A2 DIFF AMP SINGLE- ENDED AMP Page 15 of 16 然而,接收器可能是单端类型,如标准单运放型电路中的典型元件。图12中的下部示例就 是如此,因此这种情况下就必须将同轴电缆屏蔽体两端都接地。 图12:同轴电缆可以使用平衡接收器或单端接收器 16 Page 16 of 16 MT-095 s Application Guide, 1993, Analog Devices, Inc., Norwood, MA, ISBN 0-916550-13-3. 10. James Wong, Joe Buxton, Adolfo Garcia, James Bryant, "Filtering and Protection Against EMI/RFI" and "Input Stage RFI Rectification Sensitivity", Chapter 1, pg. 21-55 of System 11. Adolfo Garcia, "EMI/RFI Considerations", Chapter 7, pg 42-80 of High Speed Design Techniques, 1996, Analog Devices, Inc., Norwood, MA, 1993, ISBN 0-916550-17-6. Techniques for Sensor Signal Conditioning, 12. Walt Kester, Walt Jung, Chuck Kitchen, "Preventing RFI Rectification", Chapter 10, pg 10.39-10.43 of Practical Design Analog Devices, Inc., Norwood, MA, 1999, ISBN 0-916550-20-6. Guide to Instrumentation Amplifiers, 3 Edition13. Charles Kitchin and Lew Counts, A Designer's rd , Analog Devices, 2006. ngineering, Inc., 12220 World Trade Drive, San Diego, CA, 92128, 619-674-8100, http://www.pulseeng.com 14. B4001 and B4003 common-mode chokes, Pulse E 28, 619-674-8100, http://www.pulseeng.com 15. Understanding Common Mode Noise, Pulse Engineering, Inc., 12220 World Trade Drive, San Diego, CA, 921 16. Hank Zumbahlen, Basic Linear Design, Analog Devices, 2006, ISBN: 0-915550-28-1. Also available as Linear Circuit Design Handbook, Elsevier-Newnes, 2008, ISBN-10: 0750687037, ISBN-13: 978-0750687034. Chapter 11 17. Walt Kester, Analog-Digital Conversion, Analog Devices, 2004, ISBN 0-916550-27-3, Chapter 9. Also available as The Data Conversion Handbook, Elsevier/Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7841-0, Chapter 9. 18. Walter G. Jung, Op Amp Applications, Analog Devices, 2002, ISBN 0-916550-26-5, C as hapter 7. Also available Op Amp Applications Handbook, Elsevier/Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7844-5. Chapter 7. com 一些与EMC和信号完整性相关的实用链接: 1. Kimmel Gerke Associates website, http://www.emiguru. 2. Henry Ott website, http://www.hottconsultants.com 3. IEEE EMC website, http://www.ewh.ieee.org/soc/emcs liance.com/index.html4. Mark Montrose website, http://www.montrosecomp 5. Tim Williams website, http://www.elmac.co.uk 6. Eric Bogatin website,http://www.bethesignal.com 7. Howard Johnson website,http://signalintegrity.com Copyright 2009, Analog Devices, Inc. All rights reserved. Analog Devices assumes no responsibility for customer product design or the use or application of customers’ products or for any infringements of patents or rights of others which may result from Analog Devices assistance. All trademarks and logos are property of their respective holders. Information furnished by Analog Devices applications and development tools engineers is believed to be accurate and reliable, however no responsibility is assumed by Analog Devices regarding technical accuracy and topicality of the content provided in Analog Devices Tutorials. 17Rev.0, 01/09, WK Page 1 of 10 MT-096 指南 RFI整流原理 输入级RFI整流灵敏度 模拟集成电路中有一种众所周知却又了解不深的现象,即RFI整流,在运算放大器和仪表 放大器中尤为常见。放大极小信号时,这些器件可以对大幅度带外HF信号进行整流,即 RFI。因此,除所需信号外,输出端还会出现直流误差。不需要的HF信号可以通过多种途 径进入敏感模拟电路。引入和引出电路的导体为进入电路的干扰耦合提供了通路。这些 导体会通过容性、感性或辐射耦合拾取噪声。杂散信号会和所需信号一起出现在放大器 输入端。杂散信号的幅度虽然可能只有几十毫伏,但是也会产生一些问题。简言之,敏 感低带宽直流放大器未必总能抑制带外杂散信号。对简单的线性低通滤波器而言,情况 确实如此,而运算放大器和仪表放大器实际上会对高电平HF信号进行整流,从而导致非 线性和异常失调。本指南将讨论RFI整流的分析和预防方法。 背景知识:运算放大器和仪表放大器RFI整流灵敏度测试 几乎所有的仪表放大器和运算放大器输入级都采用某种类型的射极耦合BJT或源极耦合 FET差分对。根据器件工作电流、干扰频率及其相对幅度,这些差分对可以像高频检波器 一样工作。检波过程会在干扰的谐波频谱成分上产生噪声,同样也会在直流分量上产生 噪声!从干扰中检测到的直流成分会转换放大器偏置电平,导致结果不准确。 运算放大器和仪表放大器中的RFI整流效果可以通过相对简单的测试电路来评估,如RFI 整流测试配置中所述(参见参考文献1第1至38页)。在这些测试中,运算放大器或仪表放大 器增益配置为–100(运算放大器)或100(仪表放大器),直流输出在100 Hz低通滤波器后测 量,以防来自其它信号的干扰。测试激励选用100 MHz、20 mVp-p信号,远高于测试器件 的频率限制。操作时,测试可以评估存在激励时观察到的直流输出偏移。该测量的理想 直流偏移为零,给定器件的实际直流偏移表示相对RFI整流灵敏度。采用BJT和FET技术的 器件都可以通过该方法来测试,因为这些器件在高低电源电流水平下都可以工作。 在参考文献1中的原始运算放大器测试中,有些FET输入器件(OP80、OP42、OP249和 AD845)的输出电压不具有可观察的偏移,而其它有些器件则表现出小于10 μV的偏移(折 合到输入端)。在BJT输入运算放大器中,偏移量会随着器件电源电流的增加而减小。只 有两款器件不具有可观察的输出电压偏移(AD797和AD827),其它器件(OP200和OP297)的 偏移则小于10 μV(折合至输入端)。可想而知,其它运算放大器在接受此类测试时也会表 现出类似模式。 18 MT-096 BJT input devices rectify readily Forward-biased B-E junction Exponential I-V Transfer Characteristic FET input devices less sensitive to rectifying Reversed-biased p-n junction Square-law I-V Transfer Characteristic Low Isupply devices versus High Isupply devices Low Isupply Higher rectification sensitivity High Isupply Lower rectification sensitivity 图1:关于运算放大器和仪表放大器输入级RFI整流灵敏度的一些一般性观察 Page 2 of 10 通过这些测试,可以概括出RFI整流的一些特点。首先,器件耐受性似乎与电源电流成反 比,也就是说,在低静态电源电流下偏置的器件具有最高的输出电压偏移。其次,具有 FET输入级的IC似乎比具有BJT的IC不易受整流影响。注意,无论是运算放大器还是仪表 放大器,这些特点都是独立的。实际上,这意味着低功耗运算放大器或仪表放大器更易 受RFI整流影响。而且,FET输入运算放大器(或仪表放大器)更不易受RFI整流的影响,在 较高电流下工作时尤为如此。 根据上述数据和BJT与FET的基本差异,我们可以总结一下之前了解的内容。双极性晶体 管效应受正偏PN结(基极-发射极结)的控制,该结点的I-V特性具有指数特性和明显的非线 性。另一方面,FET特性受施加到反向偏置PN结二极管上电压的控制(栅极-源极结)。FET 的I-V特性满足平方律,因此,本身就比BJT更具有线性。 对低电源电流器件而言,电路中的晶体管经过偏置后,电流远低于其峰值fT集电极电 流。虽然IC构建所用的工艺涉及的器件fT可达几百MHz,但是晶体管在低电流水平下工作 时,电荷跃迁时间会增加。采用的阻抗水平也使这些器件中的RFI整流变得更差。在低功 耗运算放大器中,阻抗约为几百到几千千欧,而在中等电源电流设计中,阻抗可能不超 过几千欧。在这些因素的共同作用下,低功耗器件的RFI整流特性变差。 图1总结了关于RFI整流灵敏度的一般性观察,运算放大器和仪表放大器均适用。 19 MT-096 Page 3 of 10 分析方法:BJT RFI整流 实验表明,与具有FET输入的类似器件相比,BJT输入器件具有更高的RFI整流灵敏度,可 以采用分析性更强的方法来解释这一现象。 RF电路设计人员早就知道,由于具备非线性I-V特性,PN结二极管是有效的整流器。HF 正弦波输入的BJT晶体管电流输出频谱分析表明,器件偏置越接近“膝部”,非线性就越 高。这会进而使其用作检波器时更为有效。这一点在低功耗运算放大器中尤为重要,此 时输入晶体管在极低集电极电流时会发生偏置。 参考文献1中说明了BJT集电极电流的整流分析方法,在此恕不赘述,除非需要作出重要 结论。这些结果表明,原始二次二阶项可以简化为频率相关项Δic(AC)(两倍输入频率下) 和直流项Δic(DC)。后一项可以采用公式2表示,整流直流项的最终形式

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