LLCResonantConverterDesign

www.fairchildsemi.com LLC 谐振转换器的设计 2 1. 引言 ƒ 轻薄短小是未来电源的一个发展趋势， 这就要求我们来提高MOS管开关频率 来减小磁性元件＆电容器的体积。 ƒ 但是，开关管的切换损耗是高频工作 的一个制约因素。 容性功耗 反向恢复功耗电压和电流的交迭 高频工作 3 1. 引言 ƒ 谐振变换器：按正弦波方式工作，开关管容易实现软开关（ZVS）. 9 在开关开启之前，其体二极管先导通，开关上的电压降为 0 (ZVS) • 去除 V 和 I 之间的交迭区域 • 消除容性功耗（P=1/2cu^2f） ƒ 串联谐振变换器/并联谐振变换器 4 1. 引言 串联谐振 (SR) 变换器---分压器 + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Lr Lm Cr Ids2 Vd Vin resonant network ƒ 谐振电感 (Lr) 和谐振电容 (Cr) 串联 ƒ 谐振电容和负载串联 9 谐振网络与负载作为一个分压器 Æ DC 增益通常小于 1（增大增益出现在谐振频 率） 谐振网络 Lr Cr Rac Vd F VRI F 5 1. 引言 串联谐振 (SR) 变换器---变频控制 Lr Cr Rac Vd F VRI F 9 通过改变驱动电压 (Vd) 的频率，改变谐振网络阻抗 9 Vr=Vin*r/(r+wL+1/wc) 6 1. 引言 串联谐振 (SR) 变换器 ƒ 优点 9 通过 ZVS 降低开关功耗和 EMI Æ提高效率 9 降低高频工作中磁性元件的尺寸 ƒ 缺点 9 能够在负载和输入变化不大的情况下优化某个工作点的性能 9 不能在无负载条件下调节输出－－负载变化太大 7 1. 引言 ƒ 谐振电感 (Lr) 和谐振电容 (Cr) 串联 ƒ 谐振电容和负载并联 9 通过改变驱动电压 (Vd) 的频率，改变谐振网络阻抗 + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Llkp Cr Ids2 Vd Vin resonant network 并联谐振 (PR) 变换器 谐振网络 8 1. 引言 ƒ 优点 9 无负载情况下调节输出是没 问 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 的 9 连续整流电流 (电感输出)： 适合高输出电流应用场合 ƒ 缺点 9 初级电流几乎与负载无关： 即使在无负载情况下，谐振 网络内存在很大的循环电 流，并且随输入电压增加而 增加 并联谐振 (PR) 变换器 9 1. 引言 ƒ 什么是 LLC 谐振变换器? 9 拓扑看起来和传统的 LC 串联谐振变换器相同 9 变压器的激磁电感 (Lm) 很小，并且和谐振工作有关 + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Lr Lm Cr Ids2 Vd Im IDVin resonant network Io + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Lr Lm Cr Ids2 Vd Vin resonant network LC 串联谐振变换器 LLC 谐振变换器 谐振网络 谐振网络 10 1. 引言 LC resonant converter : Lm is assumed to be very large + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Lr Lm Cr Ids2 Vd Vin resonant network + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Lr Lm Cr Ids2 Vd Im IDVin resonant network Io //m ac acj L R Rω ≅ LLC resonant converter : Lm is not assumed to be very large //m ac acj L R Rω ≠ Lm LrCr Rac Vd F VRI F Lr Cr Rac Vd F VRI F Ip Ids2 Vd (Vds2) Vgs2 Im Vin ID Vgs1 Ip Ids2 Vd (Vds2) Vgs2 Vin ID Vgs1 11 1. 引言 LLC 电压增益不同于 LC 串联谐振变化器 LC resonant converter : Lm is assumed to be very large LLC resonant Converter 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 10,000 100,000 1,000,000 freq (Hz) G a i n Gain (Full load) Gain (75% load) Gain (50% load) Gain (25% load) Gain (10% load) LC resonant converter 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.00E+04 1.00E+05 1.00E+06 freq (Hz) G a i n Gain (Full load) Gain (75% load) Gain (50% load) Gain (20% load) + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Lr Lm Cr Ids2 Vd Vin resonant network + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Lr Lm Cr Ids2 Vd Im IDVin resonant network Io //m ac acj L R Rω ≅ LLC resonant converter : Lm is not assumed to be very large //m ac acj L R Rω ≠ Lm LrCr Rac Vd F VRI F Lr Cr Rac Vd F VRI F 12 1. 引言 ƒ LLC 谐振变换器特点： - 通过 ZVS 降低开关功耗：提高效率 - 宽负载范围下频率变化范围小 - 零电压转换（即使在空载的情况下） - 特别地，使用集成式变压器代替分立磁性元件 13 1. 引言 ƒ LLC 谐振变换器中的集成式变压器 9 两个磁性元件被集中到一个单独的磁环中（使用初级漏电感作为 谐振电感） 9 节省一个磁性元件 (Lr) 9 漏电感不仅存在于初级，还存在于次级 9 需要考虑次级的漏电感 集成式变压器 + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Lr Lm Cr Ids2 Vd IDVin Io + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Llkp Lm Cr Ids2 Vd Llks Im IDVin Integrated transformer Io 14 2. 操作原理和基波近似 ƒ 方波发生器：通过每次切换以 50% 占空比交替驱动开关 Q1 和 Q2 产生方波 电压 Vd ƒ 谐振网络：由 Llkp, Llks, Lm 和 Cr 组成。电流滞后于施加于谐振网络的电压， 这允许零电压开启 MOSFET ƒ 整流网络：通过调整交流电流产生直流电压 Ip Ids2 Vd (Vds2) Vgs2 Im Vin ID Vgs1 + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Llkp Lm Cr Ids2 Vd Llks Im IDVin Square wave generator resonant network Rectifier network Io 方波发生器 谐振网络 整流网络 15 2. 操作原理和基波近似 ƒ 谐振网络可以过滤掉高次谐波电流。因此，即使方波电压应用于谐振网 络，基本上只有方波的基次谐波可以通过谐振网络。 ƒ 基波近似：假定只有输入到谐振网络的方波电压的基波有助于功率传递到 输出。 ƒ 方波电压由它的基波成份替代 R esonant netw ork Vd Ip Isec R esonant netw ork Vd Ip Isec 谐振网络 谐振网络 16 2. 操作原理和基波近似 100kHz 300kHz 500kHz 700kHz 1| | | |Z j L R j C ω ω= + + ..... )...7sin( 7 200)5sin( 5 200)3sin( 3 200)sin( 1 200)( 7531 ++++= +++= VVVV wtwtwtwttf 17 2. 操作原理和基波近似 VO Lm LlkpCr Ro Vin Vd F VRO F Lm LlkpCr Rac Llks n:1 n2Llks Vd + - 2 2 8 ac o nR Rπ= + - VRI + - + VRI - Io + VO - Iac pk acI Iac VRI 4 sin( )F oRI VV wtπ= Vo )sin( 2 wtII oac ⋅= π Ro VRI F 2 2 8 8F F oRI RI ac oF ac ac o VV VR R I I Iπ π= = = = ƒ 初级 电路 模拟电路李宁答案12数字电路仿真实验电路与电子学第1章单片机复位电路图组合逻辑电路课后答案 被替换成一个正弦电流源 (Iac) 和方波电压 (VRI) ，作为整流 器输入电压。 ƒ 等效负载阻抗为 2 2 2 8 1 1, , //( ) ac o o p r r p r p m lkp r lkp m lks nR R L C L C L L L L L L n L π ω ω = = = = + = + 18 2. 操作原理和基波近似 ƒ 简化的 AC 等效电路 (L-L-C) VO Lm LlkpCr Ro Vin Vin F VRO FLp-Lr LrCr Llks n:1 Vd + - - + VRI + - 1: p p r L L L− 2//( ) // r lkp m lks lkp m lkp L L L n L L L L = + = + p lkp mL L L= + acR 设 Llkp=n2Llks 2 2 2 2 2 2 ( ) 2 ( ) (1 ) (1 ) p r p pO pin o o r p L L Ln VM LV j Q L ω ω ω ω ω ω ω ω − ⋅= = ⋅ − ⋅ + − 用 Lp 和 Lr 来 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 示 - Lr：漏感，次级线圈短路在初级测量得到 - Lp : 主感，次级线圈开路在初级测量得到 19 2. 操作原理和基波近似 ƒ 增益特性 9 存在两个谐振频率（fo 和 fp） 9 不管负载怎么变化，在谐振频率 (fo) 处增益都是固定的。 9 峰值增益频率在 fo 和 fp 之间 9 随着 Q 降低（如负载降低）, 峰 值增益频率向 fp 移动，得到较高的峰值增益。 9 随着 Q 上升（如负载增加）, 峰 值增益频率向 fo 移动，峰值增益 下降。 频率 LLC 谐振变换器 20 2. 操作原理和基波近似 ƒ 对于不同的 m值，峰值增益（可获得最大增 益）随 Q 变化 峰 值 增 益 m ↓ Q ↓Æ peak Gain increases /r r r ac ac L C ZQ R R = = www.fairchildsemi.com Region 1: • fs>fo • Similar to SRC (Lm can be ignored) • ZVS. Region 2: • fsfo) ƒ Smaller circulating current ƒ Hard commutation of rectifier diode Ip Im IO ID (I) fs < fo Ip ID IO Im (II) fs > fo fo fs Gain (M) Below resonance (fsfo) 23 2. 操作原理和基波近似 Above resonance : - Current is lagging the voltage - Increasing fsÎ decreasing gain - Zero voltage switching (ZVS) Below resonance : - Current is leading the voltage - Increasing fsÎ Increasing gain - Zero Current Switching (ZCS) fo=67kHz 80nF 70uH 10 ohms Iab 200V a Q1 Q2 b 200V ZCS fs=50kHz fs=90kHz ZVS 1 2o f LCπ= 24 2. 操作原理和基波近似 ƒ What happens when converter operates in ZCS region? + VO - Ro Q1 Q2 n:1 Ip Llkp Lm Cr Ids2 Vd Llks Im IDVin Square wave generator resonant network Rectifier network Io -The polarity of the control is reversed (uncontrollable) - Severe short through current through the MOSFET (reverse recovery current of body diode) Q1-> Q1 body diode->Q2-> Q2 body diode->Q1 25 2. 操作原理和基波近似 ƒ What happens when converter operates in ZCS region? Iab Vds2 Ids2 26 3. 设计流程 ƒ 设计实例 - 输入电压：380Vdc（PFC 输出） - 输出：24V/8A (192W) - 保持时间要求：20ms - PFC 输出端的直流环节电容：220uF VO + - Ro Q1 Q2 Np:Ns Ip Llkp Lm Cr Ids2 Vd Llks Im ID PFC VDL CDL DC/DC 27 3. 设计流程 【第一步】定义系统参数(Vinmin and Vinmax) 9 预估效率 (Eff) 9 输入电压范围：最小输入电压必须考虑上 升时间 min 2 . 2 in HU in O PFC DL P TV V C = − Vcc for LLC controller 28 3. 设计流程 【第二步】选择 m，确定谐振网络的最 大和最小电压增益 - 一般，m 取 3~7，此时谐振频率 (fo) 下 的增益为 1.1~1.2 max max min min in in VM M V = 29 3. 设计流程 【第三步】确定变压器圈数比 (n=NP/NS) max min 2( ) p in s o F N Vn M N V V = = ⋅+ 【第四步】计算等效负载阻抗 (Rac) 2 2 2 8 o ac o n VR Pπ= 30 3. 设计流程 【第五步】设计谐振网络(Cr,Lr,Lp.) - 利用第二步选择的 m 值，从增益曲线中读取 合适的 Q 值 - 在第二步中得到，在最小工作电压时的最大 增益为1.28，预留15％的余量，需要1.47的最 大增益。则由m值,peak gain我们可以在下表中 得到Q值。 如果将工作频率设定在100kHz,根据前面得到 的Rac,Q,m,我们可以得到Cr,Lr,Lp. 31 3. 设计流程 【第六步】设计变压器 - 利用增益曲线，读取最小切换频率。然后，利 用下面的等式计算变压器的初级最小线圈数 32 3. 设计流程 【第七步】变压器构造 - 由于 LLC 变换器设计需要一个相对大的 Lr，一般采用一种可组合线轴 - 线圈数和绕线结构是决定 Lr 大小的主要因素 - 变压器芯的气隙长度不会影响 Lr 太多 - 通过调整气隙长度却可以轻松控制 Lp 设计值：Lr=126uH, Lp=630uH Np=52T Ns1=Ns2=6T Bifilar 33 3. 设计流程 【第八步】根据实际情况细调参数，验证 Peak Gain,最小工作频率，工作区.. LLC gain 34 50％占空比半桥谐振(LLC)－ZVS，效率高 内置MOS寄生二极管反向恢复快，达120ns 死区时间固定350ns 可调间歇工作模式－可在轻载时限制频率降低功耗 在控制脚可简单实现ON/OFF控制 保护齐全OVP,OLP,OCP,AOCP,TSD FSFR系列特点及输出功率 35 FSFR系列内框图 36 FSFR系列工作线路 R19 23k C23 1n 400V IC1 KA431 2 3 1 VFB C23A 10n C25 50V/1u T1 R16 1K C1 22n R25 33k FB SG HVCC RT CS PG VCTR LVCC VDL U1 35 104 7 92 6 1 C4 35V/1000u 24V /8A R17 1kR22 2.2k C2 35V/1000u L1 8uH C5 0.15u R29 3k R11 7.5k D6 UF4007 R12 10k C3 35V/1000u R69 10R C7 50V/10u VCC R30 0.2R VFB R28 7.5k OP1 PC817 1 2 4 3 D2 FYPF2010 C24 0.1u 37 简单的ON/OFF 控制 CON CON 脚电压<0.4V IC 不工作 CON 脚电压>0.6V IC 恢复工作 38 FSFR系列产品保护功能 检测谐振电流 VCS<-0.6V OCP 检测CON电压 VCON>5V OLP 检测LVCC电压 LVCC>23V OVP 检测谐振电流 VCS<-0.9V AOCP 检测MOS温度 TMOS>130C TSD 39 OCP 保护波形 输出短路 OCP触发输出过载 OCP触发 40 软起动功能 通常软启动频率是正常 工作频率的2－3倍 41 软起动波形 42 Thank you !Thank you !