感应电机弱磁调速时SVPWM过调制策略研究_刘军锋

定稿日期：2009-09-10 作者简介：刘军锋（1979-），男，江西高安人，博士，讲师，研究 方向为数字化交流传动系统。 1 引 言 空间矢量脉宽调制（SVPWM）相比正弦脉宽调 制有两个主要优点：①电压利用率更高，理论上最高 调制比可达 1；②数字化实现容易。 因此，在当前的 全数字交流电机驱动控制系统中得到了广泛应用。 对于感应电机弱磁调速系统而言， 基速以上调 速范围的大小是衡量系统性能的重要指标， 逆变器 输出电压是影响调速范围的根本因素。 SVPWM 在 线性调制区的调制比最大为 0.906 9，与理论值有较 大差距，为进一步提高调制比，增大输出电压，进而 扩大调速范围，可以采取过调制策略。 基于普通过调制策略的 SVPWM[1]调制比并不 能达到最大。 文献[2]提出了新的过调制策略，可实 现过调制区域调制比的连续增大，且最大值可达 1。 文献[3]对该方法作了进一步完善。 但应注意，这些 方法都是在开环控制的基础上推导出来的， 而弱磁 调速系统采用闭环矢量控制， 其输出电压具有自己 的特点。 在此给出了闭环矢量控制下弱磁调速系统 的 SVPWM 过调制策略，旨在使输出电压达到最大， 扩大基速以上的调速范围。 2 SVPWM过调制策略 SVPWM 包括连续调制区域和过调制区域两部 分。 如果相邻矢量作用时间之和 t1＋t2 小于开关周 期，则 SVPWM 为连续调制（调制区域 I）；若 t1＋t2大 于开关周期， 则 SVPWM 进入过调制 （调制区域 II 和 III）。 在区域 II，可通过过调制策略使基波电压幅 值达到指令值， 而在区域 III则不可能达到指令值， 因此过调制区域研究的重点是区域 II，区域III 一般 采用的是 6拍阶梯波调制， 即空间合成矢量只沿着 六边形的 6个顶点进行旋转。 2.1 相角跟随过调制 如果 t1＋t2大于脉宽调制周期，则进入过调制区 域，此时它们的计算式为： t1′=t1Ts /（t1＋t2）， t2′=t2Ts /（t1＋t2） （1） 式中：Ts为开关周期。 调制比 mi= Uref /（2Udc /π），采用该方法能获得 的 mi最大为 0.951 7。要进一步提高电压利用率就必 须采用其他过调制策略，即幅值跟随策略。 2.2 幅值跟随过调制 幅值跟随是以电压矢量六边形的顶点多余部分 来补偿中间部分的电压基波损失， 从而实现幅值的 最大化。 以 6个扇区中的一个为例进行说明，如图 1 所示。电压指令值 U1*和 U2*分别位于 0≤α≤π/6和 π/6≤α≤π/3区域，U1ref和 U2ref则分别是对应的实际 指令值。当 U1*旋转角度 α≤αh（αh为保持角）时，U1ref 始终保持在 0°的顶点，而当 U2*旋转角度 α≥π/3-αh 时，U2ref将保持在 π/3 位置的顶点，当电压指令值 U* 的旋转角度 αh≤α≤π/3-αh时，实际电压指令值 Uref 感应电机弱磁调速时 SVPWM过调制策略研究 刘军锋 （南昌航空大学， 江西 南昌 330063） 摘要：以提高感应电机弱磁调速时逆变器输出电压为目标，提出了一种新的空间矢量脉宽调制（SVPWM）线性过调制 策略。结合交流异步电机磁场定向闭环控制的特点，在 SVPWM过调制区域Ⅱ中采用一种线性幅值跟随过调制策略， 而在过调制区域Ⅲ中采用了 6 步法，从而保证 SVPWM在整个过调制区域都能获得最大调制比。实验结果 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 明，该方 法能有效提高逆变器输出电压，有利于扩大弱磁调速系统基速以上的调速范围。 关键词：感应电机； 空间矢量脉宽调制； 过调制； 弱磁控制 中图分类号：TM346 文献标识码：A 文章编号：1000-100X（2010）03-0043-02 Research of SVPWM Overmodulation Strategy for Induction Motors in Field-weakening LIU Jun-feng （Nanchang Hangkong University， Nanchang 330063， China） Abstract：In order to increase output voltage of inverter in induction motor field-weakening control system，a novel SVPWM overmodulation method is presented.It produces a linear relationship between the output voltage and the modulation ratio in the region Ⅱof overmodulation.And it is up to six -step operation in the region Ⅲ of overmodulation.By this method，the biggest modulation ratio can be achieved in the whole overmodulation region.The experimental results show that output volt- age of inverter can be effectively increased and speed-regulation range above base speed can be widened using the method. Keywords：induction motor； space vector pulse width modulation； overmodulation； field-weakening control 电力电子技术 Power Electronics Vol.44， No.3 March 2010 第 44 卷第 3 期 2010 年 3 月 43 电力电子技术 Power Electronics Vol.44， No.3 March 2010 第 44 卷第 3 期 2010 年 3 月 随 U* 一起旋转，但是幅值为六边形边框，并在 π/6 位置时二者重合。 这种方法不能保证相角上完全的 跟随，但可以实现幅值的最大化，并且其幅值变化过 程是连续的。 3 闭环矢量控制时 SVPWM过调制算法 对采用间接转子磁场定向的弱磁调速系统而 言，指令电压是电流调节器的输出量，它根据电流的 大小自行调整，因此，对幅值跟随阶段的电压补偿在 间接转子磁场定向控制中是没有必要的。 当 d，q 轴电流调节器采用等值限幅时，也即 d， q指令值 uds*，uqs*最大值设为 2Udc/π， 则当两个调节 器都输出最大时，指令值调制比 mi=1.414 2，只需将 最大调制比对应为 6拍阶梯波调制时的输出， 即可 实现 SVPWM 从连续调制区域到过调制区域的线性 过渡。根据上述分析，相角跟随过调制策略所能达到 的最大调制比为 0.951 7， 依据闭环系统 mi=1.414 2 对应 6拍阶梯波调制的线性关系，提出以下算法： 当 mi≤1.414 2×0.951 7≈1.345 9 时， 采用相角 跟随过调制策略；当 1.345 9＜mi≤1.414 2 时，采用幅 值跟随过调制策略， 且将计算保持角 αh的算法改 进为：若 1.345 9＜mi≤1.387 2，则 αh=4.75mi-6.09；若 1.387 2＜mi≤1.410 8，则 αh=8.71mi-11.34；若 1.410 8＜ mi≤1.414 2，则 αh=34.62mi-48.43。 在求得 αh后，计 算幅值跟随区域的 t1和 t2，其步骤如下： （1）计算实际指令电压旋转角度 β。 当 α=αh时， β=0；当 α=π/6 时，β=π/6；当 α=π/6-αh时，β=π/3，因 此可以导出 β与 α的关系为： β= π（α-αh）/6π/6-αh ， αh≤α≤ π3 -αh （2） （2）计算出 Uref的幅值。 当 α≥π/3-αh和 α≤αh 时，Uref=2Udc /3，其他情况时，有： Uref = 3姨 Udc /3cos（π/6-β） （3） （3）算得分解时间量为： t1= 2 3姨3 Tsmi sin π 3 -姨 姨β ， t2= 2 3姨3 Tsmi sinβ （4） 4 实验结果与分析 实验采用两对极的主轴感应电机， 额定功率为 7.5 kW，额定电流为 18.8 A，额定电压为 346 V，额定 转速为 1 450 r·min-1，额定输出转矩为 47.8 N·m，空 载惯量为 0.032 kg·m2。 为验证 SVPWM 过调制的效果， 使用调压器降 低母线电压，然后不断提高转速，观察感应电机所能 达到的最高转速， 转速越高则说明母线电压利用率 越高， 同时， 利用模拟电压表测量实验电机的线电 压，计算实际的调制系数。 当采用电压相角跟随过调制策略时， 能达到的 最大转速为 485 r·min-1，输出的最大线电压为 103V， 此时 mi＝0.936， 相电流及谐波分析波形如图 2a 所 示。当采用文中过调制方法时，能达到的最大转速为 505 r·min-1，输出的最大线电压为 108 V，此时 mi＝ 0.981，相电流及谐波分析波形如图 2b所示。 比较图 2a，b 可见，随着转速的不断提高，过调 制程度不断加深，输出电压不断增大。电流基波幅值 尽管可保持恒定，但谐波含量增加，波形畸变严重。 但是过调制的主要目的是更好地利用母线电压，使 逆变器能够输出更高的电压， 通过物理实验计算得 到的 mi 和更高的转速运行 ， 都说明所提出的 SVPWM 过调制方法能更有效地利用母线电压。 对系统进行速度阶跃实验， 可知采用文中提出 的过调制方法后， 速度响应更快， 尤其在弱磁高速 区， 这也说明该过调制方法可以使逆变器输出更高 的电压，减小速度响应时间，从而有利于提高基速以 上的调速范围。 5 结 论 分析了相位跟随和幅值跟随两种 SVPWM 过调 制方法的原理， 并在此基础上提出了一种适合于闭 环矢量控制系统的 SVPWM 过调制方法， 该方法原 理简单，便于工程实现。 实验证明，相对于单纯的相 位跟随过调制， 所提过调制方法能达到更高的调制 比。将其应用于感应电机弱磁调速系统，能增大逆变 器输出电压，有利于提高系统基速以上的调速范围。 参考文献 [1] Bimal K Bose.Modern Power Rlectronics and AC Frives[M]. 北京：机械工业出版社，2003. [2] Holtz J，Lotzkat W，Khambadkone M A.On Vontinuous Von- trol of PWM Inverters in the Overmodulation Range Includ- ing the Six-step Mode[J].IEEE Trans. Power Electronics， 1993，8（4）：546-553. [3] Lee Dong-Choon，Lee G-Myoung.A Novel Overmodulation Technique for Space-vector PWM Inverters[J].IEEE Trans. Power Electronics，1998，13（6）：1144-1151. 图 1 电压幅值跟随过调制策略分析图 图 2 实验结果 44