第12章_微波混频器设计

null第12章 微波混频器第12章 微波混频器理解微波混频器的主要性能指标； 掌握微波混频器的分析方法及基本应用； 掌握单端微波二极管和FET混频器结构特点、电路形式和工作原理； 掌握微波平衡混频器的结构特点、电路形式和工作原理； 掌握微波镜像抑制混频器的结构特点、电路形式和工作原理。微波混频器概述微波混频器概述混频器是微波集成电路收/发系统中必不可少的部件。 无论是微波通信、雷达、遥控、遥感、还是侦察与电子对抗，以及许多微波测量系统，都必须把微波信号用混频器降到中低频来进行处理或将中频信号调制到射频载波进行发射。 混频器必须有三个组成部分：本地振荡器（泵源）、一个或多个非线性器件、滤波器。微波混频器分类微波混频器分类按非线性器件的不同性质分类：有源和无源混频器。 有源混频器：采用晶体管或场效应管作为非线性器件的混频器。 优点：有混频增益（最大优点）、端口间固有隔离、本振激励功率低、输出压缩点高、动态范围大、伏安特性曲线为平方律、交调干扰小、输入阻抗高、抗镜频干扰能力强。 缺点：噪声较高，电路复杂，需要直流偏置，设计理论比较复杂。微波混频器分类微波混频器分类无源混频器：采用二极管作为非线性器件的混频器。 “阻性”混频器：混频过程主要由非线性电阻完成。 “参量”混频器：混频过程主要由非线性电容完成。 优点：灵敏度高、结构简单、便于集成化、工作稳定、工作频带宽、动态范围大。 缺点：有一定的混频损耗。微波混频器概述微波混频器概述混频器研究热点：微波混频器的性能和可靠性对系统影响也很大，因而研究性能优良的微波混频器是改善系统性能、提高系统应用能力的重要方面，多年来一直是研究的热点。 混频器分析方法：随着混频器技术发展，混频器理论研究得到了很大发展，目前多用谐波平衡法和变换矩阵法对混频器进行分析。微波混频器电路分类微波混频器电路分类4种基本电路：单端混频器，平衡混频器，双平衡混频器，双双平衡混频器(也称为三平衡混频器)。 单端混频器：电路简单，但噪声高，抑制干扰能力差。 平衡混频器：借助于平衡电桥，可使本振调幅噪声抵消，中频输出功率增强。 双平衡混频器：可以抵消本振引入调幅噪声所产生的中频噪声；在中频输出端口能全部消除本振的偶次频率与信号的偶次频率组成的组合干扰，使组合干扰的频谱密度减小到单管混频器的25％；动态范围大、互调干扰小、工作频带宽。 双双平衡混频器：频带更宽、动态范围和交调抑制更高。 微波混频器发展简介微波混频器发展简介第一只混频器由Armstrong和Schottky分别在1924和1925年研制出。 第二次世界大战中，为了提高接收机的灵敏度，增加雷达的作用距离（关键的地方在于降低接收机中混频器的噪声系数），人们对混频器进行了各种理论探讨与科学试验。 但由于微波混频器是利用变阻二极管或肖特基势垒二极管等非线性器件来实现变频的一种微波电路，当时微波半导体器件发展缓慢，影响了混频器的发展。微波混频器发展简介微波混频器发展简介二极管微波混频器：目前几乎都采用肖特基表面势垒二极管作为混频元件。 原因：结构简单、便于集成、性能稳定、电特性一致性较好、较低的变频损耗、极低的噪声温度比和高的抗烧毁能力、频率范围达几个甚至几十个倍频程 肖特基表面势垒二极管微波混频器在电子对抗等系统中得到了广泛的应用。 梁式引线二极管：减小了寄生参数，在毫米波及亚毫米波获得了广泛的应用。 发展重点：提高电性能、降低成本和减小体积。微波混频器发展简介微波混频器发展简介从国外混频器的整个发展来看， 20世纪70年代主要是针对肖特基二极管的混频特性以及鳍线等毫米波传输线进行大量理论分析及研究。 国外对双平衡混频器的研究在20世纪80年代就已经成熟，并有大量的文献报道，采用鳍线、共面线、悬置微带等形式的混合集成毫米波混频器发展迅速。 美国M/A-COM公司1982年研制出一种新颖宽带双平衡混频器，其频率覆盖18－40GHz。其设计通过平衡槽线和分支平衡微带线耦合信号和本振到4个封装在星形结构中的肖特基梁式引线二极管上。利用这种设计方法研制出了18－26.5GHz，26.5－40GHz，18－40GHz宽带混频器，输出中频信号为0.5－8GHz。微波混频器发展简介微波混频器发展简介1990年采用MESFET技术研制出的X波段单片双双平衡混频器具有20dBm的三阶交调输入，本振功率为20dBm时，其ldB压缩点的输出功率为3.6dBm。在7－10GHz范围内，变频损耗小于10dB，中频为5GHz。 这种高输入三阶交调混频器是高动态范围接收机中的关键部件，它的成功研制推进了单片接收机的发展。微波混频器发展简介微波混频器发展简介90年代，新的平面双双平衡MMIC混频器结构采用槽线、共面波导和共面线的混合，将8只GaAs肖特基二极管安装在一个16mil厚的GaAs基材上，制作的混频器射频频率为6－20GHz，本振频率为8－18GHZ，中频频率为2－7GHz，变频损耗为6.2－9.8dB，射频到中频、本振到射频和本振到中频的隔离分别是25dB、23dB和20dB。 这种混频器的研制成功，为平面结构双双平衡混频器的发展奠定了基础。微波混频器发展简介微波混频器发展简介随着砷化嫁工艺和单片技术的发展，对亚毫米波和毫米波集成混频电路的研究已成为热点。 混频器的研制早己成为一门专门技术。在国外各种结构的混频器都已出现，性能优良的MMIC混频器也不断出现，而且已经有多家生产混频器的专业公司，如M/A-com、Marki Microwave、Eclipse等。 目前，国内因在工艺、材料等方面的不足，和国外相比还有一定的距离。 现在国内的一些电子研究所和电子科技大学、东南大学等高等院校的微波、毫米波研究人员也开始重视对混频器的研究，渐渐地有了一些报道，也取得了一定的成果。微波混频器主要性能指标微波混频器主要性能指标混频器用于不同的场合时，通常对其性能指标要求的侧重点是不同的。根据工程应用实践，常用以下指标来衡量混频器的主要性能： 变频损耗和变频增益 噪声系数 端口隔离度 驻波比 动态范围 交调系数 镜频抑制度 中频阻抗null12.6.1 混频器特性理想化上变频混频器符号：输出正比于两个输入信号乘积混频器输出载波频率下边带上边带双边带发射机单边带大量谐波及高阶产物变频损耗引入的常量null下变频接收机混频器输出和频差频实际情况 用滤波器滤掉其他产物镜像频率与镜频抑制度 镜像频率与镜频抑制度 多数微波系统中的混频器是单边带工作。 镜频噪声使混频器的噪声系数恶化，使单边带噪声系数比双边带噪声系数大3dB。 某些微波系统的镜频上可能存在干扰信号，会引起接收机的虚假响应，因此需抑制镜频。镜像频率接收机镜频射频思考: 既定RF和IF, 如何选择LO?镜像频率与镜频抑制度镜像频率与镜频抑制度为了抑制镜频噪声和干扰，通常在混频器前接入镜频抑制滤波器，阻止镜频信号进入混频器参与混频。 对于宽带系统或捷变频系统，采用镜频抑制滤波器会很困难甚至不能实现，此时可采用镜频抑制混频器，通过特殊的电路实现自适应镜频抑制。 镜频抑制度：表征混频器对镜频信号抑制程度的指标。 定义：在所用信号频率和镜频上分别输入同样的功率信号时所产生的中频信号幅度之比，通常用分贝表示。变频损耗变频损耗混频过程伴随着信号能量的重新分配，导致中频信号幅度低于射频信号幅度。 引入混频器变频损耗指标LC，定义为输入射频信号的资用功率 PRF 与输出中频信号资用功率PIF 之比: 对二极管阻性混频器，变频损耗由以下三部分组成： （1）非线性电导净变频损耗 （2）混频二极管芯的结损耗 （3）电路的失配损耗 1～10GHz：4～7dB本振功率相关本振功率对双音交调分量的影响本振功率对双音交调分量的影响7dBm17dBm27dBm变频增益变频增益对于采用三端器件的混频器，可能具有变频增益，即输出信号功率大于输入信号功率。 此时变频增益GC可表示为变频损耗的倒数： 噪声系数 噪声系数 类似线性网络噪声系数的定义，引入混频噪声系数NF，定义为输入信号噪声功率比Si/Ni与输出信号噪声功率比So/No的比值：注意：混频器输入输出信号频率是不同的，这是混频器与线性网络噪声系数定义的主要区别。1～5 dB二极管混频器NF小于晶体管混频器NFSSB和NFDSBNFSSB和NFDSB根据接收信号是单边带（SSB）信号和双边带（DSB）信号，其噪声系数分别称单边带噪声系数NFSSB和双边带噪声系数NFDSB。（一般是指单边带噪声系数）双边带DSB射频本振理想混频输出输入nullDSB输入信号功率射频DSB输出信号功率中频NFDSB输入噪声输出噪声DSB噪声系数null单边带DSB射频本振理想混频输出输入SSB输入信号功率SSB输出信号功率NFSSB 噪声情况与DSB相同SSB噪声系数NFSSB和NFDSBNFSSB和NFDSB混频器的端口匹配问 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 混频器的端口匹配问题分析和设计混频器电路时要特别考虑： 信号S、本振频率L、中频if和镜频i之间的关系 输出电路抑制掉S、L、i （由中频滤波器完成） 一般而言，本振二次谐波以上各分量很小，其频率往往在信号通带之外，简化分析时可以忽略不计。驻波比 驻波比 反映了各特定端口阻抗在相应频率上与源或负载阻抗的匹配程度。 驻波比太大不仅使变频损耗增加，同时可能导致前后级电路性能变差甚至不能正常工作。 与本振功率和直流偏置情况有密切关系（因本振功率和直流偏置条件的变化会导致混频二极管阻抗变化）。 三个端口驻波比互相影响。 通常：1.5～3，否则需加隔离器，以减小对前后级电路的影响。端口隔离度 端口隔离度 包括本振－射频端口、射频－中频端口、本振－中频端口和射频-本振端口的隔离度。 本振－射频端口：输入本振功率与在射频信号端口测得的本振泄漏功率之比值，典型值通常可达20~40dB。 EMC问题：较强的本振信号泄漏至射频信号端口的功率将通过天线发射出去，对其它电子设备造成干扰。 通常在射频端口接入滤波器来滤除泄漏的本振信号，提高本振－信号隔离度。 提高本振－射频端口隔离度，可采用平衡式混频器电路，利用电桥的隔离度提高本振－射频端口的隔离度。动态范围 动态范围 动态范围：混频器能正常工作的输入信号功率范围。 早期的超外差式接收机，混频器通常处于接收机第一级，工作于小信号状态，要求混频器噪声系数尽可能小以提高接收灵敏度，对动态范围要求较低。 随着低噪声放大器的应用，混频器处于放大器后级，其输入电平也相应提高，混频器的动态范围已成为限制接收机动态范围的主要因素之一。 当输入信号强度过大时，将导致混频器烧毁。这时的信号功率称为混频器的烧毁功率。对工作在强辐射和高功率干扰环境下的混频器，这是一个重要的指标。 一般：-（100～60）dBm～＋10dBm。交调系数交调系数在输入信号包括两个以上的频率分量时，混频器输出信号中将产生交调分量，出现交调干扰（IMD）。 考虑两个频率分量情况，影响最大的是 3 阶交调分量，因为在处于中频附近或中频通带内的交调产物中，3阶交调的阶次最低，幅度最大。 3阶交调系数Mi定义为：PIM3和PIF分别是3阶交调信号功率和中频信号功率。 dBc表 3 阶交调分量功率比有用信号（中频信号）功率小的分贝数。 双音交调分量与实际交调产物双音交调分量与实际交调产物中频阻抗 中频阻抗 混频器中频阻抗是中频端口的输出阻抗，是设计中频放大器输入匹配的重要条件。 中频阻抗是中频的函数。 不同的本振功率和直流偏置情况下，中频阻抗会发生很大变化。 一般： 低中频混频器，输出阻抗一般为100～400 较高中频：50 微波混频器电路微波混频器电路微波混频器电路的要求： 信号功率和本振功率应同时加到混频二极管上，二极管要有直流通路和中频输出通路； 二极管和信号回路应尽可能匹配，以便获得较大的信号功率； 本机振荡器与混频器之间的耦合量应能调节，以便选择合适的工作状态； 中频输出端应能滤掉高频分量（信号和本振）。 例题 12.7nullnullnull12.6.2 单端二极管混频器12.6.2 单端二极管混频器小信号近似（泰勒展开）下变频微带单端二极管混频器微带单端二极管混频器基本电路：平面形式 优点：结构简单、制造容易、体积小、质量轻。 缺点：性能较差，应用不多。λg/4微带单端二极管混频器微带单端二极管混频器镜频短路单端混频器λg/4微带单端二极管混频器微带单端二极管混频器镜频开路单端混频器λg/212.6.3 单端FET混频器12.6.3 单端FET混频器几个FET参量有非线性，gm非线性最强 共源结构的FET栅极负偏压时可产生非线性效应原理： 栅压接近夹断区，小的正栅压变化导致跨导大改变，形成非线性效应，产生混频。null电路形式null工作原理:P53412.6.4 平衡混频器12.6.4 平衡混频器结构： 混合网络 + 两个单口混频器 优点： 噪声系数低、信号动态范围大、本振功率小、无偶数阶产物 电桥作用：（环形桥、分支线定向耦合器和正交场） 输入信号、本振功率平分加到两个混频管，得到充分利用 增加工作带宽 RF端口实现完全匹配（90°） RF-LO完全隔离（180 °） 抑制谐波，减少失真、干扰与损耗平衡混频器（P535-537）平衡混频器（P535-537）Figure 12-35 Balanced mixer circuits. (a) Using a 90° hybrid. (b) Using a 180° hybrid.常见电桥常见电桥单平衡混频器单平衡混频器本振反相型（1800移相型）混频器：[信号同相（00）] 特点： 尺寸大、本振偶次谐波组合频率无输出、结构复杂。单平衡混频器单平衡混频器信号反相、本振同相混频器特点： 尺寸小、偶次谐波抵消、避免线路交叉。 信号对本振隔离度高：4和3端口反射的本振功率在1端口抵消。 信号端驻波比差：本振、信号的两管反射在各自输入端口叠加。单平衡混频器单平衡混频器90度相移型平衡混频器： 混频管两只，特性一致 混频管经匹配电路变为 50欧姆 分支电桥，均分功率，隔离本振和信号 微波接地用四分之一波长开路微带 两混频管直流闭合 需中频通路单平衡混频器单平衡混频器90度移相变阻抗电桥 混频管阻抗经移相成纯阻RD 变阻抗电桥 3，4 口阻抗为RD平衡混频器平衡混频器Figure 12-36 Photograph of a 35 GHz microstrip monopulse radar receiver circuit. Three balanced mixers using ring hybrids are shown, along with three stepped-impedance low-pass filters, and six quadrature hybrids. Eight feedlines are aperture coupled to microstrip antennas on the reverse side. The circuit also contains a Gunn diode source for the local oscillator. Courtesy of Millitech Corporation.单平衡混频器二极管上的本振噪声单平衡混频器二极管上的本振噪声本振携带的信频噪声分成 2 路加在两只混频管上两管产生的中频噪声输出的中频噪声本振携带的信频噪声在两管产生的中频噪声相互抵消本振噪声的抑制本振噪声的抑制总结单平衡混频器的组合频率单平衡混频器的组合频率两管输出端电流表示成傅立叶级数总电流m = n各项不存在 相差2 的各项不存在 （例 m=1，n=3，…..)分支电桥混频器－均匀分支电桥混频器分支电桥混频器－均匀分支电桥混频器混频管在Sl和S2点由低阻抗微带线构成微波接地。 匹配电路将混频管阻抗匹配到50。电桥的4个口Z0 = 50。 电桥1～2臂和3～4臂特性阻抗是Z0，2～3臂和l～4臂是 。 中频端口相互抵消的频率成分是：m(fs + fp)，m = l,2,3,…。分支电桥混频器－变阻抗分支电桥混频器分支电桥混频器－变阻抗分支电桥混频器变阻抗式时混频管匹配电路可以简化，使结构更加紧凑。 混频管阻抗Rd+jXd，用长度为l的微带线进行移相，使B点视入阻抗呈现为只有实部Rb。只要电桥的3口和4口特性阻抗设计成Rb即可获得匹配。 大多数厘米波段混频二极管在50系统中的阻抗是容性，取移相线段l小于g／4为宜，这时阻抗实部Rb必小于50。当Rb＜50时，驻波比是 。分支电桥混频器－变阻抗分支电桥混频器分支电桥混频器－变阻抗分支电桥混频器4个臂的特性阻抗是各臂电长度皆为0.25或90度（即g／4），但是因为各臂的特性阻抗不同， g也不同（因为εre不同！），故各臂的机械长度不同。 Z1阻抗最高，它的微带波长也最长。 此种变阻抗电桥有三个臂特性阻抗很低，微带宽度大，只能用于厘米波段的低端。 扇形线用于微波接地的效果比λg/4开路微带线要好，扇形线尺寸也较小，频带可接近倍频程。分支电桥混频器－有移相臂的分支电桥混频器分支电桥混频器－有移相臂的分支电桥混频器本振与信号隔离度要求很高时，上述结构难保证隔离度。 若工作频带较窄，分支电桥本身的隔离度可达35dB以上。 实际电路中的混频管很难匹配得很好，本振fp在两支混频管的反射波通过分支电桥后将在信号端口2同相迭加，从而使隔离度变坏。 假如混频管的驻波比为1.5，仅只混频管反射功率强度已达–13.98dB，所以混频器总的隔离度必然还要更差。分支电桥混频器－有移相臂的分支电桥混频器分支电桥混频器－有移相臂的分支电桥混频器下图的混频器结构对隔离度有很大改善。它在电桥的3口或4口增加一段g／4的移相段，使两只混频管对本振的反射波在信号端口反相而相互抵销，从而改善了隔离度。 但应看到，此时混频管反射波将在本振端口同相迭加，因此端口驻波比变坏。同样道理信号端口驻波比也将变坏。 相反，常规分支电桥的隔离度虽较差但驻波比很好。故需根据整机对混频器指标要求的不同来选择电桥结构形式。环形电桥混频器－等阻抗环形电桥混频器环形电桥混频器－等阻抗环形电桥混频器环的周长1.5g。这种结构适用于较高微波频段，如X波段以上的频段。因为随着频率升高，波长缩短，如果采用分支电桥结构，则电桥的每个臂可能太短且太宽，以致于电桥难于实现。环形电桥每臂特性阻抗高，微带线窄，环的周长也大，因此制作误差与设计误差都较小。若用在微波低频段，则有可能使混频器整个尺寸过大。本振fP由1口馈入，经电桥等分后加到两个反向安装的混频二极管，所以两混频管上本振电压反相。 信号fs由2口馈入等分后经3、4两口同相加在两混频管。 此即本振反相型平衡混频器。环形电桥混频器－等阻抗环电桥混频器环形电桥混频器－等阻抗环电桥混频器混频管匹配电路由移相段l和g／4阻抗变换器组成。 混频管复阻抗Zd经移相段l后右视只有实部Rb，再用g／4阻抗变换器把Rb变换为电桥入口的特性阻抗50，阻抗变换器的特性阻抗为：两管反射的本振功率在信号口反相，因此只要两管反射相等就可以抵消，因此环形电桥隔离度很好。 端口驻波比较差。因为不论是信号口还是本振口，两管的反射将迭加。本振入口和中频出口的引线会发生相互交叠。本振相位噪声和本振的偶次谐波与信号的各次谐波组合分量在中频口相互抵消。环形电桥混频器－等阻抗环电桥混频器环形电桥混频器－等阻抗环电桥混频器这是一个Ka波段实际混频器产品。两个混频器支路放置在圆环的内部，两个混频管距离相互靠近，从而可以共用一个扇形线短路器构成微波接地。 中频功率由A点引出，该点与本振端口及信号端口各相差半波长，都呈隔离状态。为了进一步改善信号和本振至中频的隔离，在A点用了一段g／4高阻微带线，终端为宽频带半圆形短路器，中频功率由等效微波短路点B引出。结构紧凑。 很好地解决了中频引出端与本振输入端的电路交叉问题。环形电桥混频器－不等阻抗环电桥混频器环形电桥混频器－不等阻抗环电桥混频器混频管阻抗为Zd=Rd+jXd。设计一段移相线l（特性阻抗仍取50），使从电桥端口视入的阻抗为纯阻Rb。这时只要把环形电桥3口和4口的输入阻抗设计为Rb即可匹配。 一般的混频管皆为容性，则Rb低于50。 电桥第3和第4口向混频管视入驻波比是： 环臂的特性阻抗Zc是：环形电桥混频器－宽频带环形电桥混频器环形电桥混频器－宽频带环形电桥混频器普通环形电桥频带虽然比分支电桥宽一些，但最多只能在30%左右频带内能良好工作。带宽主要受限于3g／4的圆弧段。因两路信号均分后所走过的路程不对称，因此对频率的变化较敏感。如果把3g／4的弧段设计成g／4的耦合微带线段，使耦合段的移相角度仍为–3/2，就可以缩短此段弧的机械长度，从而仍保持电桥原有性能。好像是把3g／4折叠起来。环形桥每臂的特性阻抗为Zc，则耦合段的特性阻抗Zr应为：Z0o和Z0e是耦合段的奇模和偶模阻抗，耦合段的每个支线都是一端接地，通孔金属化以后和基片底面连通。 带宽可达倍频程。通常厘米波段时耦合微带宽度为0.2~0.3mm，耦合缝宽为0.03~0.05mm量级，显然工艺难度比普通环形电桥大得多。环形电桥各种结构的优缺点和分支电桥比较环形电桥各种结构的优缺点和分支电桥比较环形电桥周长大，适于微波高频端，而分支电桥适于低频端。 当输出口有反射时环形电桥的本振端口与信号端口隔离度好。 当输出口有反射时环形电桥的端口驻波比不如分支电桥。 环形电桥本振输入端与中频输出端交叉，结构不易处理。 下表给出用计算机分析X波段分支电桥和环形电桥性能的比较。两种电桥端口都是等阻抗50；基片为纤维板，r = 2.8，厚度0.8mm。可见：分支电桥在较高微波频率时，由于臂长短且宽，分支T形结的影响过大，很难对端口匹配（|s11|）、隔离度（|s21|）和功率分配均衡（s31和s41）进行兼顾；而环形电桥仍能保持良好特性。交叉指耦合器平衡混频器交叉指耦合器平衡混频器一个实际的W波段平衡混频器。在这个混频器中，微波功率分配器用宽频带交叉指耦合器构成。 交叉指耦合器是一种宽频带耦合器件，频带宽度可做到1~1.5倍频程，几乎是环形电桥的5~10倍，性能很好，在频带内隔离度可达–30dB，两个输出端口（即端口2和3）相移为90，而相位差可小于2，驻波比也可小于1.2。