4.2线性调制方式

§4-2 线性调制方式 1986年后，线性功率放大器已经取得实质性的进展；又由于PSK有带宽效率高、频谱利用率高等特点；使得以QPSK为主的线性调制方式得到了很大应用。 在移动通信中，一般采用性能优良的绝对移相体制而不采用相对移相体制，虽然相对移相可以解决相位模糊度问题。而CDMA中，常采用导频信道传送载波信息进行相干解调。 一、 四相相移键控 (QPSK)和交错四相相移键控 (OQPSK) 调制 设QPSK信号表达式为： ，若 = 、 ,则有： 由此可知：假定输入二进制序列为｛an｝, an=“+1”或“-1”， 则在kTs≤t＜(k+1)Ts (Ts=2Tb)的区间内，QPSK的产生器（原理如图4-1所示，令n=2k+1）的输出为QPSK信号： QPSK和OQPSK产生原理图： (a) QPSK的产生；                (b) OQPSK的产生 图4-1 QPSK和OQPSK信号的产生 注意：书P91页图4.5表示了 、 的分组情况（前一码元组成 ，后一码元组成 ）。 矢量端点的分布图称为星座图。QPSK信号的星座图如图4-2(a)所示，图中的圆点表示了信号的可能相位，在实际中，也有 =0, 的情况。即将图4-2(a) 的星座图旋转450。图中的联线表示可能的相位跳变。在下一个2Tb时间内，若2个比特值都没有改变，则相位不变；若有1个比特值改变，则相位改变 ；若2个比特值都改变了，则相位改变 。 QPSK信号的幅度非常恒定，然而，当QPSK进行波形成型时，它们将失去恒包络的性质。偶尔发生的1800相移，会导致信号的包络在瞬间通过零点，这种过零点（低电压）的情况将在硬限幅和非线性放大中失真，这将使得传输过程中已经被滤除的旁瓣得到再生。因此为了防止旁瓣再生和频谱扩展，必须使用线性放大器来放大QPSK信号。 OQPSK在正交支路引入了一个比特（半个码元）的延迟，因此两个支路数据不会同时变化，即不会产生±π的相位跳变，只能产生±π/2的相位跳变，其相位星座图如下图4-2(b)： 图4-2 QPSK和OQPSK信号的星座图和相位转移图 二、 四相相移键控 (QPSK)和交错四相相移键控 (OQPSK) 的解调 图4-3  OQPSK的解调框图 性能： （1） 在加性高斯白噪声情况下，QPSK的平均误码率与前面BPSK的误码率相同，为： （2） 由于在相同的带宽情况下，QPSK发送的数据是BPSK的二倍。所以，QPSK信号的功率谱密度为： 三、 π/4-QPSK调制（π/4-四相相移键控） π/4-DQPSK和其它差分相移键控一样，利用差分编码，避免了“载波反相”现象（相位模糊）。同时，它又是对QPSK信号特性的进行改进的一种调制方式。 ? 改进之一：将QPSK的最大相位跳变±π，降为±3π/4， 从而改善了π/4，因此具有更好的恒包络性质。 ? 改进之二是解调方式。QPSK只能用相干解调，而π/4-DQPSK既可以用相干解调也可以采用非相干解调。 ? π/4-DQPSK在抗多径扩展和衰落方面较QPSK性能更好。 ? 相位跳变不存在0度的情况，易于采集时间信息，与TDMA方式配合较好，适用于美国的IS-136数字蜂窝系统、日本的(个人)数字蜂窝系统(PDC)和美国的个人接入通信系统(PACS) 中。 B) 原理及产生方式 设已调信号为： = 式中： 为当前码元的附加相位，其值为 ，即 的取值与前一码元的附加相位和当前码元相位跳变量 有关。而 只与当前输入符号有关，下表4-1列出了 与 、 之间的映射关系。 表4-1 π/4-DQPSK的相位跳变规则 、 1，1 π/4 -1，1 3π/4 -1，-1 -3π/4 1，-1 -π/4     由上表可见，在码元转换时刻的相位跳变只有 、 四种取值。π/4-DQPSK的相位关系如图4-4。从图中可以看出相位的跳变必定在图4-4中的“。”和“*”组间跳变。同时也可以看到， 两者只可能取0， ， 五种取值，分别对应图中的八个相位点的坐标值。 图4-4 π/4-DQPSK相位星座图和相位转移图 令 ，则有： ，由此可得 -QPSK的产生原理，如图4-5所示： 图4-5 π/4-DQPSK信号的产生 图中的 、 分别为： = = = = = = = = P71例4.1。 π/4-QPSK调制仍是一种线性调制，它具有较高的频谱利用率。但是由于它仍旧存在相位突变，所以通过带限系统后，其包络不恒定，采用非线性功放，将使频谱展宽，不满足相邻信道功率电平相差60~80dB的要求。为了减小频带占用， 、 在调制前，先通过升余弦滚降脉冲成形滤波器，设计合适的滚降因子，并合理的组织发射机的结构，可以使π/4-DQPSK信号满足移动通信系统的要求。 C) 解调方式 如前所述，π/4-QPSK调制的信息完全包含在载波相位的跳变 中，便于采用差分检测。差分检测可先求出相差的余弦和正弦函数，再由此判决相应的相差。π/4-QPSK信号的解调有三种方式：基带差分检测、中频(IF)差分检测、调频(FM)鉴频器检波。前两种属于相干检测，而FM鉴频是非相干检测。 1、基带差分检测 图4-6 基带差分检测电路 图中的本地载波只要与信号的未调载波同频，而不要求同相，即可相差 。 设接收信号：   （ ， ） 在同相支路，经与本地载波cos［ωct+φ］相乘，滤波后的低频信号为： 在正交支路，与-sin［ωct+φ］相乘，滤波后的低频信号为： 令解码电路的运算规则为： ，则有 根据调制时的相位跳变规则, 可制定判决规则如下： 获得的结果，再经并/串变换之后，即可恢复所传输的数据。 P73 例4.2 2. 中频差分检测(IF) 图4-7 中频差分检测电路 设输入信号：Sk(t)=cos［ωct+θk］ 经两个支路相乘后的信号分别为： 经低通滤波后所得低频分量为(取ωTs=2πn)： 余下的规则同上。 3. 鉴频器检测 图4-8 鉴频器检测电路 输入信号先通过带通滤波器滤波来与发送信号匹配。滤波后的信号被限幅器去除包络的波动。限幅器保留了输入信号相位的变化，所以没有丢失信息。FM鉴频器提取出接收信号瞬时频率的变化，并在每个符号周期内积分，可得到两个抽样时刻间的相差。该相差在通过一个四电平门限比较器来检测。 理想的鉴频器特性为： 经过积分和采样（也叫积分清除）后有： = 若直接根据 进行判决，就可能出现错判。例如，θk=10°, θk-1=340°，则 ，但实际的相差仅为30°。因此，在差分相位解码前要加入一个模2π的校正电路。其校正规则如下： 之后得到的 可由表3-1，判决出数据信息。 4、三种解调方式的比较： ①基带差分检测、中频差分检测和鉴频器检测解调器的性能是一样的 ②基带差分检测中，难点为本地振荡器载波的提取，不能有频差 ③中频差分检测和鉴频器检测中，难点为带通滤波器的设计，要求滤波器特性很理想，否则将引起码间串扰。 D) π/4-QPSK调制系统的性能 对于基带差分检测来说，最主要的问题是收发两端的频差Δf引起的相位漂移Δθ=2πΔfTs。当Δθ＞π/4，将会引起系统的错误判决。因此，系统设计必须保证Δθ＜π/4。 在移动通信环境中，影响误比特率的因素有多普勒频移产生的随机相位噪声、时延扩散造成的频率选择性衰落,以及主要由于频率复用产生的同频干扰（CCI）。当系统传输速率fb较低时（例如fb=50kbit/s），时延扩散影响较小，随机相位噪声影响较大。 下图4-9中出现不能再减小的剩余误码（残留误码）的原因是： ①多普勒频移造成寄生调频噪声； ②同频干扰与有用信号叠加，产生相位噪声，决定了干扰和衰落条件下的性能。 图4-9  π/4 QPSK在瑞利衰落时的误码性能 然而影响π/4-DQPSK系统误码率的参数主要有以下这些： i) 平均载波噪声功率比 ： 越大，误码率越小。 j) 平均载波干扰功率比 ： 一定， 越大，误码率越小，但增大到一定程度，误码率将不再减小（残留误码）。一定 情况下， 越大，误码率越小； k) 多普勒频移（移动台的运动速度）：归一化多普勒频移（ ）越大，误码率越大。 l) 主路径功率和时延路径功率比 ： 越大，误码率越小。