开关功率放大器的设计与总体
报告
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——幻影凌风
摘要:
本系统是基于 D 类功率放大器的基本原理实现的开关功率放大器。使用音频 AGC
硬件电路实现话音信号的增益可控,调制器采用最基本的比较器,其中载波为
200KHz 三角波,即 PWM调制;随后经过驱动电路,驱动 H 桥输出,随后经 LC 无
源滤波接上负载。本设计谐波失真很小,音频信号恢复良好。
本设计采用的“TI”芯片有:MSP430 TLV3401 NE555 NE5534
ADS1255 TL431 LM1117 OPA227 OPA2227 THS4503
一、
方案
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的设计与论证
开关功率放大器与一般的功率放大器很不一样,D 类功率放大器具有开关功
能,其基本结构见附录图 1. 第一部分为调制器,把三角波作为载波,音频
信号作为调制信号进行 PWM 调制;第二部分就是 D 类功放,其功放管工作
在开关状态因此具有极高效率,理论上效率能达到 100%,实际也能达到 90%
以上;第三部分需把大功率 PWM 波形中的声音信息还原出来。
1、话筒放大器的设计
题目发挥部分要求有话筒放大,且用 AGC控制,因此话筒放大电路放在音频
信号输入之后。AGC 即自动增益控制,对放大倍数进行自动控制(调节),音频
AGC能随时跟踪、监视前置放大器输出的音频信号电平,当输入信号增大时,AGC
电路自动减小放大器的增益;当输入信号减小时,AGC 电路自动增大放大器的增
益,利用负反馈的原理,对输出信号的幅值进行采样,得到一个控制电压,去反
向调节放大倍数。自动增益控制(AGC)的方法有很多:
方案一 采用 TI公司的 VCA810 实现自动增益控制。VCA810 是直流耦合、宽
带、连续可变电压控制增益放大器。它提供了差分输入单端输出转换,用来使高
阻抗的增益控制输入超过- 40dB~+40 dB 增益的范围内成 dB/ V 的线性变化。
从±5V 电源工作,将调整为 VCA810 的增益控制电压在 0V输入- 40DB 增益在-2V
输入到+40 dB。若采用这种方案,首先要对音频信号进行 AD 采样后送入单片机
进行数据处理、判断,再经过 DA转换给 VCA810,过程复杂。
方案二 采用放大器构成负反馈。自动增益控制本身就是利用负反馈的原
理,达到动态平衡。
处于对成本及复杂程度的考虑,我们采用方案二。
2、调制
D类功放是用音频信号的幅度去线性调制脉冲的宽度。把原始音频信号加上
一定直流偏置后放在运放的正输入端,另通过自激振荡生成一个三角形波
加到运放的负输入端。当正端上的电位高于负端三角波电位时,比较器输
出为高电平,反之则输出低电平。
3、开关功率放大器
方案一 采用推挽单端输出方式,其原理见附录图 3.
这个电路输出载波峰-峰值不可能超过 5V的电源电压,因此最大输出功率远
不能达到题目要求,所以此方案达不到要求。
方案二 选用 H桥型输出方式,原理图见附录 4.
H桥两侧的桥臂呈对角线的管轮流导通,同侧桥臂不能同时导通,这样整个
周期负载都能工作且可实现方向变换,驱动效率高。所谓驱动效率高就是要将输
入的能量尽量多的输出给负载,而驱动电路本身最好不消耗或少消耗能量,具体
到 H 桥上,也就是 4个桥臂在导通时最好没有压降,越小越好。
综上所述,我们采用 H 桥驱动提高效率。
4、低通滤波输出
将大功率 PWM 波形中的声音信息还原出来,也就是解调,只需要用一个低通
滤波器。但由于此时电流很大,RC 结构的低通滤波器电阻会耗能,不能采用,
必须使用 LC低通滤波器。
二、 电路设计
1、话筒放大器模块
音频 AGC能随时跟踪、监视前置放大器输出的音频信号电平,当输入信号增
大时,AGC 电路自动减小放大器的增益;当输入信号减小时,AGC 电路自动增大
放大器的增益,以使进入 A/D 的信号保持在最佳电平,又可使削波减至最小。
如附录图 5所示为音频 AGC 放大电路,电路输入 20~40mV 和输出 0~1.2V 可调
电平,单电源供电,耗电电流小于 1mA(5V 电压)。
J176 为 P沟道 JEFT,它与 R1、R3、R4构成等效电阻分压器,接入输入回路。
当输入电平低于 40mV(峰一峰值)时,输入均等地在 R1、R3、R4 之间分配,U1
的输出幅度不足以大到使正峰值
检测
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器 J176 导通。将结型场效应管的栅极拉到
+5V,使其沟道夹断并从漏极到源极产生一个非常高的电阻;当输入电压峰一峰
值高于 40mV 时,J176 在 U1 输出的正峰值导通,降低了结型场效应管栅极到源
极的电压。沟道电阻用来减少并衰减输入信号,以保持 U1 输出电压峰一峰值在
1.2V左右。
这种放大器动态范围大于 50dB,输出波形的失真非常小,并具有启动快、缓
慢衰减等优点。
2、前级放大电路
设置前级放大电路,可使整个功放的增益从 1~20 连续可调,而且也保证了
比较器的比较精度。当功放输出的最大不失真功率为 10W时,其上 Vpp=12.6V,
此时送给比较器音频信号的 Vpp 值应为 2V,则功放的最大增益约为 6。
前级仍采用宽频带、低漂移的运放 NE5534,组成增益可调的同相宽带放大器。
选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻 Ri> 10K 的要求。具体原理图见附
录图 6.
当满幅放大时,其增益:
1
50
1
R
R
1A
20
18
v =50
所以,增益可以在 1~50连续可调。
3、PWM调制模块
用一只运放构成比较器即可完成。把原始音频信号加上一定直流偏上的电压
置后放在运放的正输入端,另通过自激振荡生成一个三角形波加到运放的负输入
端。当正端上的电位高于负端三角波电位时,比较器输出为高电平,反之则输出
低电平。若音频输入信号为零、直流偏置三角波峰值的 1/2,则比较器输出的高
低电平持续的时间一样,输出就是一个占空比为 1:1 的方波。当有音频信号输
入时,正半周期间,比较器输出高电平的时间比低电平长,方波的占空比大于 1:
1;负半周期间,由于还有直流偏置,所以比较器正输入端的电平还是大于零,
但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少,方波占空比小于 1:1。这
样,比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形,音频信
息被调制到脉冲波形中。
具体调制过程见附录图 7.
载波三角波的产生要求频率稳定,幅度稳定。555 多谐振荡电路频率稳定,
因为题目要求谐波失真度≤3%,而脉冲信号的频率根据失真度要求而定,频率
越高失真越小,当脉冲频率与音频频率的最高之比为 10:1时失真度约 2,所以
按输出最高频率即 20KHz,则三角波频率应达到 200KHz。
比较器采用“TI”公司的 TLV3401 的超低功耗比较器,电路如附录图 8所示。
因为+5V 单电源供电,为了给比较器的两个输入端提供+2.5V的静态电位,取
R12=R15 R13=R14
4 个电阻均取 10K ,由于三角波 Vpp=2V,所以要求音频信号的 Vpp 不能大
于 2V,否则会使功放失真。
3、H 桥
为提高功率放大器的效率和输出功率,开关管的选择非常重要,这样的开关
管要求是高速、低导通电阻、低损耗。三极管需要较大的驱动电流,并存在存储
时间,开关特性不够好,使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大,相反,
VMMOSFET 管具有较小的驱动电流、低导通电阻和良好的开关特性。如附录图 4
所示,同一侧的桥臂选择性质相反的对管,让它们不同时导通,但是要驱动 MOS
管,前级还需要一个驱动电路。
4、H 桥驱动模块
目的是将 PWM 波整形变换成互补对称的输出驱动信号,可以驱动 H 桥的集成
芯片有很多,我们选择 IR2110.因为:
(1)具有独立的低端和高端输入通道;
(2)悬浮电源采用自举电路,其高端工作电压可达 500V;
(3)输出的电源端(脚 3)的电压范围为 10—20V;
(4)逻辑电源的输入范围(脚 9)5—15V,可方便的与 TTL,CMOS 电平相匹配,
而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有 V的便移量;
(5)工作频率高,可达 500KHz;
(6)开通、关断延迟小,分别为 120ns 和 94ns;
进入 IR2110 的两个信号应该反相。
5、解调模块及信号变换电路(功率检测电路)
本电路采用的 2 阶巴特沃斯低通滤波器,对滤波器的要求是上限截至频
率>20KHz,在通频带内特性基本平坦。这里我们在谐振的基础上,用 Multisim
仿真出较佳参数,其电路如附录图 9所示。
信号变换电路(功率检测电路)要求电路增益为 1,将双端变为单端输出,
运放选用宽带运放 NE5534,如附录图 10所示。对于这部分电路的电源电压不加
限制,由于运放的带负载能力很强,故对变换电路的输入阻抗要求不高。取
R28=R30=R33=R34= 10K
则增益
1
R
R
A
30
28
v
其上限频率远超 20KHz。
三、 软件设计
单片机的作用就是测量功率及显示幅频特性曲线
开始
AD 存储
画幅频特性图
显示当前上限与
下限截止频率及
中心频率
四、 测试方法与测试结果
五、 改进
1、功率驱动要选择合适的驱动芯片,并且时序要正确。
附录
图 1 开关功率放大器基本结构
图 2 系统结构框图
图 3 推挽单端输出
图 4 H 桥驱动
图 5 音频 AGC
图 6 前置放大电路
图 7 调制过程
图 8 PWM 调制
图 9 LC 低通滤波
图 10 信号变换电路