基于TOPSWITCH-Ⅱ的小功率开关电源设计

基于TOPSWITCH-Ⅱ的小功率开关电源设计 基于TOPSWITCH-?的小功率开关电源设计 摘 要 单片开关电源自20世纪90年代中期问世以来，便显示出强大的生命力，并以其优良的特性倍受人们的青睐。TOPSwitch-II器件为三端单片开关电源,是一种将PWM和MOSFET合二为一的新型集成芯片。与普通线性稳压电源相比其优点为体积小、重量轻,并且密度高、价格低;采用它制作高频开关电源,不仅简化了电路,同时可以改善电源的电磁兼容性能,且降低了制作成本。目前，它已成为开发国际通用的高效率、小功率开关电源的优选，也为新型开关电源的推广和普及创造了条件。此次设计用TOP222Y型三段单片机来控制，具有单片集成化、最简外围电路、最佳性能指标、无工频变压器、能完全实现电气隔离等特点，配合带稳压管的光耦合器，能将交流转换成直流稳压输出，该电路简单，稳定性能好，成本低。 关键词:开关电源、TOPSwitch-?、光耦合 共 42 页 目 录 第一章 概 述....................................................................................................... - 3 - 1.1 开关电源工作原 理................................................................................... - 3 - 1.2 TOPSwitch简 介 ....................................................................................... - 3 - 1.3 开关电源的发 展....................................................................................... - 6 - 1.4 开关电源基本拓扑结 构........................................................................... - 7 - 1.4.1 反激式变换器................................................................................. - 7 - 1.4.2 正激式变换器............................................................................... - 10 - 1.4.3 半桥式变换器............................................................................... - 11 - 1.4.4 全桥式变换器............................................................................... - 12 - 第二章 TOPSwitch-?的结构和原理及型号确定过 程..................................... - 13 - 2.1 TOPSwitch-?的结构及原 理 ................................................................. - 13 - 2.2 基于TOP222Y芯片小功率反激式开关电源的设 计 .......................... - 18 - 第三章 各电路模块的设 计................................................................................. - 20 - 3.1 EMI滤波 器„„„„„„„„„„„„„„„„„„„„...„„..- 20 - 3.2 输入整流桥的选择„„„„„„„„„„„„„„„„...………. - 20 - 3.3 频变压器的设 计„„„„„„„„„„„...„.„„„„„„„..- 20 - 3.3.1 变压器的分 类 ................................................................................... - 24 - 3.3.2 高频变压器的工作原 理...................................................................... - 24 - 3.3.3 开关电源高频变压器的参数计 算 ........................................................ - 25 - 3.3.4 高频变压器的绕 制 ............................................................................ - 27 - 3.3.5 高频变压器绕制的注意事项....................................................... - 28 - 3.3.6 反激式开关电源变压器绕制示意 图................................................. - 28 - 3.3.7 减小高频变压器的漏感„„„„„„„„„„ „„„„..„- 28 - 第四章 电路各模块的参数计 算......................................................................... - 32 - 4.1 EMI整流滤波电路元件的参数计 算 ....................................................... - 32 - 4.2 PC817光电耦合器与TL431外围器件参数计 算 ................................... - 32 - 4.3 TL431的取样电阻计 算 ............................................................................ - 34 - 第五章 仿 真......................................................................................................... - 35 - 5.1 仿真软件简 介........................................................................................... - 35 - 5.2开关电源设计总原理 图............................................................................ - 36 - 5.3 PSIM仿真 图 ............................................................................................. - 37 - 第六章 设计总 结................................................................................................... - 38 - 参考文 献................................................................................................................. - 42 - 共 42 页 第一章 概 述 1.1开关电源工作原理 开关直流稳压电源是基于方波电压的平均值与其占空比成正比以及 电感、电容电路的积分特征而形成的。其基本原理是，先对输入交流电压 整流，从而形成脉动直流电压，经过DC-DC变换电路变压，再通过斩波电 路形成了不同脉冲宽度的高频交流电，然后对其整流滤波输出需要电压电 流波形。如果输出电压波形偏离所需值，便有电流或电源采样电路进行取样反馈，经过与比较电路的电压值进行参数比较，把差值信号放大，从而控制开关电路的脉冲频率f和占空比D，以此来控制输出端的导通状态。因此，输出端便可以得到所需的电压电流值。 图 开关电源原理框图 1.2 TOPSwitch简介 美国功率集成公司(PI公司)在1994年推出第一代TOP Switch芯片，1997年，美国功率集成公司又推出了TOP Switch?系列器件。TOP Switch?系列器件和TOP Switch系列器件相比，内电路作了许 共 42 页 多改进，器件对于电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计更为方便，性能又有了增强，性能价格比更高。与TOP Switch系列器件相比，TOP Switch?系列器件在输入电压为100V、115V或230VAC时，系统功率从(0,100)W提高到(0,150)W，在三种电压下均可工作时，系统的功率从(0,50)W提高到(0,90)W，从而使得TOP Switch?器件可在如电视、监视器以及音频放大器等许多新的应用范围内使用。1998年推出绿色、低价的Tiny Switch和TOP Switch-FX开关电源IC系列，它为设计高度集成的电源提供了更大的灵活性，采用的Eco Smart节能技术可以帮助工程师生产出符合环保要求的更加“绿色”的电子产品。器件输出功率最高达75W，可广泛应用于手机充电器、PC待机电源、机顶盒、DVD和LCD显示器等不同领域。2000年11月最新推出TOP Switch-GX系列高压AC/DC转换芯片，把最大输出功率提高到250W，具有更高的开关频率， 在轻负载时能线性缩减频率以降低待机功耗;更宽的占空比;并且，通过增加3个引脚，使用户具有更多可配置的功能(如限流调整、欠压检测、过压关断、电压前馈、两种可选频率及远程On/Off等)。 TOP Switch 主要用于AC/DC 转换器，具有体积小，重量轻，宽输入范围(85V-265V)，提供了PI Expert专家系统设计软件，便于用户更快地设计出自已的产品。 采用TOP Switch器件的开关电源与采用分立的MOSFET功率开关及PWM集成控制器的开关电源相比，具有以下特点: 共 42 页 1、成本低廉。使用TOP Switch器件，比用其他开关电源节省很多个元器件，从而使产品的大小和重量减少;TOP Switch因采用了源极调节板和可控的MOSFET通态驱动，故电磁干扰(EMI)和EMI滤波器的成本可明显降低; 2、系统效率高。TOP Switch系采用CMOS工艺制作，并在芯片中集成了尽可能多的功能，故与采用二极管或分立的功率开关电路相比，偏置电流显著降低;开关电源所需的功能集成于芯片中后，外部的电流传感电阻和初始起动偏压电流的电路均可除去，系统效率大大提高。特别是TOP Switch器件专门针对反激式功率变换电路进行了优化，使最大值占空比可达70%，TOP100,TOP104，TOP200, TOP204/TOP214的效率可达90%，TOP209/TOP210的效率也可超过80%;电源设计简化。 TOP Switch器件在3脚的TOP220封装中集成了PWM控制器和高压 MOSFET功率开关，只需外接一个电容就能实现补偿、旁路、起动和自动重起功能。另外，有许多专门为TOP Switch器件而标准设计的电路板，使应用TOP Switch的设计更为方便，极大地缩短了产品开发至进入市场所需的时间;应用灵活性高。TOP Switch器件支持降压型、升压型、正激式和反激式功率变换电路，并且很容易和光耦及变压器初级的反馈电路结合，无论在连续传导模式和不连续传导模式下均可工作;功能完善的系统级故障保护。TOP Switch具有自动重起和逐周电流限制功能，故可对功率变压器初级和次级电路的故障 共 42 页 进行保护。TOP Switch还具有在片热关闭选通功能，可在电路超负荷时有效地保护电源。 对于小功率的开关电源的设计，TOP Switch系列芯片以其电路简捷，体积小，重量轻，自保护功能齐全，设计方便等优点在该领域的应用上有很大的优势。 1.3 开关电源的发展 现代电力电子技术是开关电源技术发展的基础。随着新型电力电子器件和适于更高开关频率的电路拓扑的不断出现,现代电源技术将在实际需要的推动下快速发展。其中开关电源高频化、模块化、数字化、绿色化等是高频开关电源的发展趋势,这些技术的成熟,将实现高效率用电和高品质用电相结合。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高 新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。 传统开关电源设计一般均采用分立的MOSFET功率开关和多引脚的PWM集成控制器，电路的结构非常复杂，系统的稳定性不够理想，分立的MOSFET功率开关对开关电源的效率亦有限制。为了解决传统开关电源设计面临的这些难题，90年代以来，出现了将开关电源中最重要的两个部分——PWM集成电路和 MOSFET功率开关，集成在同一块芯片上，构成PWM/MOSFET二合 共 42 页 一集成芯片的趋势，二合一集成控制芯片的问世，降低了开关电源设计的复杂性，减少了开关电源设计所需的时间，从而大大加快了产品进入市场的速度。 单片开关电源具有单片集成化、最简外围电路、最佳性能指标、能构成无工频变压器开关电源等显著优点。TOPSwitch-?器件是美国PI公司(POWER Integrations)于1997年代中期推出的第二代新型高频开关电源芯片。它是三端脱线式PWM开关 (Three-terminal Offline PWM Swtich)的英文缩写，产品一经问世便显示出强大的生命力，它极大地简化150W以下开关电源的设计，使电路大为简化，体积进一步缩小，成本也明显降低。 1.4 开关电源基本拓扑结构 开关电源一般指AC/DC变换器，其核心部分是DC/DC变换器。DC/DC变换器的作用是将一种直流电压转换成另一种或几种直流电压。 1.4.1 反激式变换器 1).反激式变换器的电路结构如图一 共 42 页 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二 (b). 当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: 共 42 页 Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3)当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三 (b) 当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 共 42 页 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 1.4.2 正激式变换器 由于正激DC/DC变换器具有电路拓扑简单，输人输出电气隔离，电压升、降范围宽，易于多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率电源变换场合。然而，正激变换器的一个固有缺点是需要附加电路实现变压器磁复位。采用磁复位绕组正激变换器川的优点是技术成熟可靠，磁化能量无损地回馈到直流电网中去。但附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化，变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制，占空比d<0.5，功率开关承受的电压应力与输人电源电压成正比。RCD钳拉正激变换器图的优点是磁复位电路简单，占空比d可以大于0.5，功率开关承受电压应力较低 此电路只是在原有的双管正激电路上添加了2个Lr、Cr谐 共 42 页 振网络实现软开关。图中,L2为缓冲电感,Lm为变压器的励磁电感,C1和C2分别是开关管VS1和VS2的寄生电容。电路拓扑在1个开关周期中可分为7个时间段描述。下面将对每个时间段分别描述。先假定在t0时刻之前,VS1和VS2关断,谐振电感Lr上的电流iLr为0,电容Cr上的电压UCr为-Uin,VD5关断,VD6正在续流。 1.4.3 半桥式变换器 主开关为两个互补控制的功率MOSFET(s1和s2)，s1和s2的占空比分别为D,1-D,D1和D2分别为两个开关的体二极管，谐振电容c1、c2分别是两个开关的寄生电容。Cb作为下管开通时的供电电源，带中心抽头的功率变压器由理想变压器并联一个激磁电感Lm，再串联一个楼干Lk，变压器原边匝数为N1，副边匝数为N21和N22。输出采用全波整流，D3、D4为超快回复二极管，L0输出滤波电感，C0输出滤波电容，RL是负载电阻。 共 42 页 1.4.4 全桥式变换器 全桥变换器的主电路如下图所示。仅需在全桥电路上增加一个谐振电感L或利用变压器漏感，便可通过L1与功率开关管输出电容Ci(i=1，2，3，4)的谐振，在电感储能释放过程中，使Ci上的电压u逐步下降到零，而使功率开关管体内的寄生二极管VDi(i=l，2，3，4)开通，使电路中4个开关器件实现零电压开通或零电流关断。通过改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到控制输出电压的目的。变压器副边所接整流二极管VD5、VD6实现全波整流。 共 42 页 第二章 TOPSwitch-?的结构和原理及型号确定过程 2.1 TOPSwitch-?的结构及原理 TOPSwitch-II系列芯片有三种封装形式，TO-220型、DIP-8型和SMD-8型等。其中最常见的为三引脚的TO-220封装,如下图所示。 图3.1 TOPSwitch的管脚排列 (a)TO,220封装(b)DIP,8封装和SMD,8封装 TOPSwitch,?的内部框图如图2所示。主要包括10部分:控制电压源(由控制电压UC向并联调整器和门驱动级提供偏压，而控制端电流IC则能调节占空比);带隙基准电压源(给内部提供各种基准电压);振荡器(产生锯齿波(SAW)、最大占空比信号(Dmax)和时钟信号(CLOCK));并联调整器,误差放大器;脉宽调制器(通过改变控制端电流IC的大小，连续调节脉冲占空比，实现脉宽调制并能滤掉开关噪声电压);门驱动级和输出级(内含耐压为700V的功率开关管MOSFET);过流保护电路(利用MOSFET的漏,源通态电阻RDS(ON)来检测过电流，当ID过大时令MOSFET关断，起到过流保护作用);过热保护及 共 42 页 上电复位电路(当芯片结温Tj>135?，关断输出级);关断,自动重启动电路(当调节失控时，立即使芯片在低占空比下工作。倘若故障已排除，就自动重新启动电源恢复正常工作);高压电流源(提供偏流用)。 TOPSwitch-II系列芯片内部结构框图如图3.2所示。主要由以下几部分组成:N沟道高压MOSFET管、栅极驱动器、电压模式的PWM控制器、误差放大器、100kHz振荡器、输入欠压保护、输出过流、过热保护电路及尖峰抑制电路等。 图3.2 TOPSwitch-II系列芯片内部结构框图 (1)控制电压源: 控制电压VC能向并联调整器和门极驱动提供偏置电压，而控制端电压IC则能调节占空比。在C-S极间接47μF的旁路电容CT，即可为门极驱动供给电流，并且由它决定自动重启动频率，同时控制环路 的补偿。VC有两种工作模式，一种是滞后调节，用于启动和过载两种情况，具有延迟控制作用;另一种是并联调节，用于分离误差信号与控制电路的高压 共 42 页 电流源。则启动电路是由高压电流提供控制电流IC，以便给控制电路供电并且对CT充电。正常启动波形如图3所示。图中VD表示漏极电压。当VC首次达到5.7V时高压电流源被关断，脉宽调制器和功率MOSFET就开始工作。此后，IC改由反馈电路提供。ZC与外部阻容元件共同决定控制环路的补偿特性。自动重启动电路中的比较器具有滞后特性，它通过控制高压电流源的通断使VC在4.7—5.7V范围内。 (2)带隙基准电压源:带隙基准电压源除向内部提供各种基准电压之外，还产生一个具有温度补偿并可调整的电流源，以保证精确设定振荡器频率和门极驱动电流。 (3)振荡器:内部振荡电容是在设定的上、下阈值UH、UL之间周期性地线性充放电，以产生脉宽调制器所需要的锯齿波(SAW)，与此同时还产生最大占空比信号(Dmax)和时钟信号(CLOCK)。为减小电磁干扰，提高电源效率，振荡频率(即开关频率)设计为100kHz，脉冲波形的占空比设定为D。 共 42 页 (4)放大器:误差放大器的增益由控制端的动态阻抗Zc来设定。Zc的变化范围是10Ω,20Ω，典型值为15Ω。误差放大器将反馈电压UF与5.7V基准电压进行比较后，输出误差电流IF，在RFB上形成误差电压UFB。 (5)脉宽调制器(PWM): ?通过改变控制端电流IC的大小，能连续调 节脉冲占空比，实现脉宽调制(PWM)。D与IC呈线性关系。其曲线见图4。在IC=2-6mA范围内，D与IC呈反比关系。从图可知，脉宽调制器的增益K=-16%/mA。 ? 误差电压Vr经由RA，CA组成的截止频率为7kHz低通滤波器，滤掉开关电压噪声之后，加至PWM比较器的同相输入端，再与锯齿波电压VJ进行比较，产生脉宽调制信号VPWM。总之，TOPSwitch-?属于电流控制型开关电源，控制端电压VC用来掉供偏压，控制端电流IC则调节占空比。它采用开关频率固定而占空比可调的工作方式，主要信号流程如下: 共 42 页 另外其内部结构图2内还有门驱动级和输出级、过流保护电路、过热保护电路、关断/自动重启动电路、高压电流源等。 第一、改变控制端电流Ic的大小，即可调节占空比D，实现脉宽调制。第二、误差电压UFB经由RA、CA组成截止频率为7kHz的低通滤波器，滤掉开关噪声电压之后，加至PWM比较器的同相输入端，再与锯齿波电压UJ进行比较，产生脉宽调制信号。 (6)门驱动级和输出级:门驱动级(F)用于驱动功率开关管(MOSFET)，使之按一定速率导通，从而将共模电磁干扰减至最小。漏 源导通电阻与产品型号和芯片结温有关。MOSFET管的漏 源击穿电压U(bo)ds?700V。 (7)过流保护电路:过流比较器的反相输入端接阈值电压ULIMIT，同相输入端接MOSFET管的漏极。此外，芯片还具有初始输入电流限制功能。刚通电时可将整流后的直流限制在0.6A或0.75A。 (8)过热保护电路:当芯片结温TJ>135?时，过热保护电路就输出高 电平，将触发器?置位，Q=1，，关断输出级。此时进入滞后调节模式，Uc端波形也变成幅度为4.7V,5.7V的锯齿波。若要重新起动电路，需断电后再接通电源开关;或者将控制端电压降至3.3V以下，达到Uc(reset)值，再利用上电复位电路将触发器?置零，使MOSFET恢复正常工作。 共 42 页 (9)关断/自起动电路:一旦调节失控，关断/自动重起动电路立即使芯片在5,占空比下工作，同时切断从外部流入C端的电流，Uc再次进入滞后调节模式。倘若故障己排除，Uc又回到并联调节模式，自动重新起动电源恢复正常工作。自动重起动的频率为1.2Hz。 (10)高压电流源:在起动或滞后调节模式下，高压电流源经过电子开关给内部电路提供偏置，并且对Ct进行充电。电源正常工作时电子开关改接内部电源，将高压电流源关断。 当TOP开关起动操作时，在控制端环路振荡电路的控制下，漏极端有电流流入芯片，提供开环输入。该输入通过旁路调整器、误差放大器时，由控制端进行闭环调整，改变IF，经由PWM控制MOSFET的输出占空比，最后达到动态平衡。举例说明，当输出电压UO?时，经过光耦反馈电路使得IC??D??UO?,最终使UO不变。 2.2 基于TOP222Y芯片小功率反激式开关电源的设计 由于TOPSwitch芯片集成度高，设计工作主要为输人EMI滤波、钳位保护、输出整流滤波及反馈等外围电路的设计。 该电源电路拓扑为单端反激式，220V市电经电源噪声滤波器EMI后再通过桥式整流器直接整流。电源滤波器的作用一方面是滤除由电网传来的 杂波电压，净化输入电源，另一方面也阻止高频开关电源的振荡电压窜入电网，干扰其它电器，这样不仅降低了电源本身的抗干扰能力，影响其工作稳定性，而且也造成对公共电网的污染。 共 42 页 市电经整流和电容滤波后，变成308V的直流电压供给 TOPSwitch,II器件，TOPSwitch,II构成DC/DC变换器，它将输入的直流高压变成脉宽可调的高频脉冲电压，经高频变压器降压后再进行半波整流和滤波，变成所需要的直流电压输出。电路的工作频率为100kHz，振荡元件已固化在器件内部，高频变压器的次级有3个绕组，其中的5V/2A绕组N3控制TOPSwitch,II器件的脉宽，即这一组输出电压为PWM稳压，由并联可编程稳压器TL431和光电耦合器PC817A及分压电阻R203、R205完成取样反馈工作。之所以选择这一绕组进行脉宽控制，是因为它的输出电压低电流大，更能体现出开关电源的优越性。为了实现对光耦的隔离供电，变压器单设了一个辅助绕组N2。 反馈回路由外部误差放大器TL431加精密光耦PC817A构成。电路利用流过光耦PC817A呈线性关系变化电流来控制TOPSwitch的IC，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。流人TOPSwitch控制脚C的电流IC与占空比D成反比关系 共 42 页 第三章 各电路模块的设计 3.1 EMI滤波器 EMI滤波器能有效抑制电网噪声，提高电子仪器、计算机和测控系统 的抗干扰能力及可靠性，可广泛用于电子测量仪器、计算机机房设备、开关电源、测控系统等领域。如下图所示。 电磁干扰滤波器的基本电路如图所示。该五端器件有两个输入端、两个输出端和一个接地端，使用时外壳应接通大地。电路中包括共模扼流圈( 亦称共模电感)L,滤波电容C1-C4, 对串模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同， 经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上，当有电流通过时，两个线圈上的磁场就会互相加强。L的电感量与EMI滤波器的额定电流I 有关，参见表1 。需要指出，当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。C1和C2采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01UF-0.47UF，主要用来滤除串模干扰。C3 共 42 页 和C4跨接在输出端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。C3和C4亦可并联在输入端， 仍选用陶瓷电容，容量范围是2200PF-0.1UF。为减小漏电流，电容量不得超过0.1UF,并且电容器中点应与大地接通。C1,C4的耐压值均为 630VDC或250VAC。 输入滤波电容C1的值可根据输出功率按照1 uF/W来取值，并考虑余量后可采用22 uF/250V的电解电容。由D200和D201构成的钳位电路可防止高压对TOP222Y的损坏，D200采用P6KE150型瞬态电压抑制器(TVS)，其钳位电压为150V，钳位时间仅1ns，峰值功率是5W。D201需采用UF4005 型1A/600V的超快恢复二极管(FRD)，其反向恢复时间trr=30ns。 输出整流滤波电路由整流二极管、滤波电容和滤波电感构成。 整流二极管选用MUR320，其反向电压值VR=200 V，工作电流Ip=3A。其最高反向工作电压大于实际承受的最大反向峰值电压。滤波电容选择细高型的120 uF/35 V低ESR电容。输出滤波电感采用3.3u H 的穿心电感，又叫磁珠电感。其外形呈管状，引线穿心而过，其直流电阻非常小，一般为0.005~0.01 Ω，能主动抑制开关噪声的产生。为减少共模干扰，在输出的地与高压侧的地之间接有共模抑制电容C214。 3.2 输入整流桥的选择 整流桥一般用在全波整流电路中，它又分为全桥与半桥。 全桥是由4只 共 42 页 整流二极管按桥式全波整流电路的形式连接并封装为一体构成的。 全桥的正向电流有0.5A、1A、1.5A、2A、2.5A、3A、5A、10A、20A、35A、50A等多种规格，耐压值(最高反向电压)有25V、50V、100V、200V、300V、400V、500V、600V、800V、1000V等多种规格。 整流桥作为一种功率元器件，非常广泛。应用于各种电源设备。 图 整流滤波电压及整流电流的波形 3.2.1 整流桥导通时间及选通特性 50Hz交流电压经过全波整流后变成脉动直流电压u1，再通过输入滤波电容得到直流高压U1。在理想情况下，整流桥的导通角本应为180?(导通范围是从0?,180?)，但由于滤波电容器C的作用，仅在接近交流峰 值电压处的很短时间内，才有输入电流流经过整流桥对C充电。50Hz交流电的半周期为10ms，整流桥的导通时间tC?3ms，其导通角仅为54?(导通范围是36?,90?)。因此，整流桥实际通过的是窄脉冲电流。桥式整流滤波电路的原理如图1(a)所示，整流滤波电压及整流电流的波形分别如图l(b)和(c)所示。 共 42 页 3.2.2 整流桥的参数选择 隔离式开关电源一般采用由整流管构成的整流桥，亦可直接选用成品整流桥，完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥，它是将四只硅整流管接成桥路形式，再用塑料封装而成的半导体器件。它具有体积小、使用方便、各整流管的参数一致性好等优点，可广泛用于开关电源的整流电路。硅整流桥有4个引出端，其中交流输入端、直流输出端各两个。 硅整流桥的最大整流电流平均值分0(5,40A等多种规格，最高反向工作电压有50,1000V等多种规格。小功率硅整流桥可直接焊在印刷板上，大、中功率硅整流桥则要用螺钉固定，并且需安装合适的散热器。 整流桥的主要参数有反向峰值电压URM(V)，正向压降UF(V)，平均整流电流Id(A)，正向峰值浪涌电流IFSM(A)，最大反向漏电流IR(μA)。整流桥的反向击穿电压URR应满足下式要求: 设输入有效值电流为IRMS，整流桥额定的有效值电流为IBR，应当使IBR?2IRMS。计算IRMS的 公式 小学单位换算公式大全免费下载公式下载行测公式大全下载excel公式下载逻辑回归公式下载 如下: 式中，PO为开关电源的输出功率，η为电源效率，umin为交流输入电压的最小值，cosφ为开关电源的功率因数，允许cosφ=0(5,0(7。由 于整流桥实际通过的不是正弦波电流，而是窄脉冲电流(参见图1)，因此整流桥的平均整流电流Id<IRMS，一般可按Id=(0(6,0(7)IRMS来计算IAVG值。 共 42 页 总结: 1、整流桥的上述特性可等效成对应于输入电压频率的占空比大约为30,。 2、整流二极管的一次导通过程，可视为一个“选通脉冲”，其脉冲重复频率就等于交流电网的频率(50Hz)。 3、为降低开关电源中500kHz以下的传导噪声，有时用两只普通硅整流管(例如1N4007)与两只快恢复二极管(如FR106)组成整流桥，FRl06的反 250ns。 向恢复时间trr? 3.3 高频变压器的设计 高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件，开关电源中高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率H 有较大的影响，而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性(EMC)。为此，一个高效率的高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组的分布电容及各绕组间的耦合电容小等条件。 开关电源中变压器的功能是把输入的高频高电压转变为所需要的高频低电压。所以实际工作情况与线性稳压电源中的电源变压器差别很大。线性稳压电源中变压器输入的是正弦交流电，而开关变压器的初级是开关电源的一部分，工作在直流高频斩波状态下进行。这也是设计开关变压器 的基本出发点。 3.3.1 变压器的分类 按线圈之间耦合材料分:空芯变压器、磁芯变压器、铁芯变压器。 按工作频率分:高频变压器、中频变压器、低频变压器、脉冲变压器。 3.3.2 高频变压器的工作原理 共 42 页 在一次绕组上外施一变流电压U1便有I0流入，因而在铁心中激励一交流磁通φ，磁通φ同时也与二次绕组匝链。由于磁通φ的交变作用在二次绕组中便感应出电势ez。根据电磁感应定律可知，绕组的感应电势正比于安的匝数。因此只要改变二次绕组的匝数，便能改变电势ez的数值，如果二项绕组接上用电设备，二次绕组便有电压输出，这就是变压器的工作原理 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小、铁耗小。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。 3.3.3 开关电源高频变压器的参数计算 高频变压器的设计通常采用两种方法:第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP(AP=AW×Ae，称磁芯面积乘积)，根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号;第二种是先求出几何参数，查 表找出磁芯编号，再进行设计。 在单端反激式开关电源中，高频开关变压器既是储能元件又是传递能量的主体，设计难度较大，是一个十分关键的环节。设计的主要参数包括变压器变比n，初、次级绕组匝数NP、NS 和反馈绕组匝数NF 等。 (1)选择恰当的磁芯与骨架 由于该电源的输出功率较为60W，高频变压器的漏感应尽量小，一般应选用能够满足132kHz 开关频率的锰锌铁氧体，为便于绕制，磁芯形状可选 共 42 页 用EI 或EE 型，变压器的初、次级绕组应相间绕制。参考其他同类型相关的实验数据资料，本设计就选用R2KDP 锰锌铁氧体材料制成的EE22 型铁氧体磁芯，R2KDP 属于高频低功耗电源铁氧体材料。 当开关电源的额定输出功率PO=20W 时，设开关电源的效率H 达到85%,90%，则高频变压器的额定输入功率PI=PO/H= 20W/(85%,90%)= 18W。 (2)初级感应电压UOR 的计算 关断且次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级。初级感应电压UOR 是开关管断开期间初级感应到的电压值。UDCImin=110V，则由公式如下 计算: UOR=UDCImin×ton / toff =UDCImin×Dmax/(1-Dmax) 计算得到:UOR=380V。 (3)确定变压器各绕组匝数 1)变压器变比的计算 当TOP224Y 中的MOSFET 关断时，储存在变压器初级中的能量开始向次级传递，次级两路绕组的电压US1、US2 可表示为: US = UDCImin×ton / toff×NS/NP 公式(3.6) 变压器次级电压与输出电压的关系为: US1=UO+UL+UF=12+0.3+0.4=12.7V; 其中变压器次级绕组压降UL 为0.3V，输出整流共阴极肖特基对管VD2、VD3 压降UF 为0.4V。 共 42 页 变压器的变比n 可表示为: n=NS/NP= NS /(UDCImin×ton/toff)=US1/UOR 公式(3.7) 计算得n=0.093、 2)变压器初级、次级及反馈绕组匝数的计算 根据单端反激式变压器的工作磁通密度及法拉第电磁感应定律 ε = ? -N×dB/dt×S， 另外参考同类型相应实验数据资料，可得到初级线圈匝数NP、次级线圈匝数NS，即NP =43 匝， 3)反馈绕组匝数的计算公式为: NB=NP×(UB+UF)/ UOR 公式(3.8) 将NB =12V，UF =0.7V 带入得NB = 4 匝。 3.3.4 高频变压器的绕制 1.初级绕组必须绕在最里层。其优点之一是能缩短每匝导线的长度，减小初级绕组的分布电容;优点之二是初级绕组能被其他绕组所屏蔽，可降低初级绕组对相邻元件的电噪声。 2.初级绕组的起始端应接到TOPSwitch的漏极端，利用初级绕组的其余部分和其 它绕组将它屏蔽，减小从初级耦合到其他地方的电磁干扰。初级绕组最好设计成两层或两层以下以降低初级分布电容和漏感。在初级各层之间加一绝缘层，能将分布电容减小到原来的1/4左右。漏电感会导致MOSFET关断时产生感应电压。为减小变压器的漏感，可采用三明治绕法把副边夹在原边的中间，或在原边层与层之间加上胶布。另外变压器绕组的顶部互相之间应同轴，以便使耦合最强，减小漏电感。 共 42 页 3.反馈绕组的最佳位置取决于开关电源采用初级调整 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 还是次级调整方案。采用前者时应将反馈绕组置于初、次级绕组之间，这样能对初级回路元件上的电磁干扰起到屏蔽作用。采用后者时需把反馈绕组绕在最外层，此时反馈绕组与次级绕组的祸合最强，对输出电压的变化反应得更灵敏，能提高调整度;另外还能减小反馈绕组与初级绕组的耦合程度以及反馈输出的峰值充电效应，也有助于提高稳压性能。 4.绕制多路输出的次级绕组时，输出功率最大的次级绕组应靠近初级，以减小漏感。如次级匝数较少，每匝之间可使适当留出间隙，或采用多股并绕的方式使绕组能充满整个骨架。 3.3.5 高频变压器绕制的注意事项 高频变压器的结构如图 所示，NP、NS、NF 分别代表初级、次级和反 馈级的绕组，1,10为骨架的引出端。 反激式开关电源变压器绕制示意图 (1)初级绕组必须绕在最里层。其优点之一是能缩短每匝导线的长度，减小初级绕组的分布电容;优点之二是初级绕组能被其他绕 共 42 页 组所屏蔽，可降低初级绕组对相邻元件的电噪声。另外初级绕组的起始端应接到的漏极端，利用初级绕组的其余部分和其他绕组将它屏蔽，减小从初级耦合到其他地方的电磁干扰。初级绕组最好设计成两层或两层以下以降低初级分布电容和漏感。在初级各层之间加一绝缘层，能将分布电容减小到原来的1/4 左右。漏电感会导致MOSFET 关断时产生感应电压。为减小变压器的漏感，可采用三明治绕法把副边夹在原边的中间，或在原边层与层之间加上胶布。另外变压器绕组的顶部互柑之间应同轴，以便使耦合最强，减小漏电感。 (2)反馈绕组的最佳位置取决于开关电源采用初级调整方案还是次级调整方案。采用前者时应将反馈绕组置于初、次级绕组之间，这样能对初级回路元件上的电磁干扰起到屏蔽作用。采用后者时需把反馈绕组绕在最外层，此时反馈绕组与次级绕组的耦合最强，对输出电压的变化反应得更灵敏，能提高调整度。另外还能减小反馈绕组与初级绕组的耦合程度以及反馈输出的峰值充电效应，也有助于提高稳压性能。 (3)绕制多路次级绕组时，输出功率最大的次级绕组应靠近初级，以减小漏感。如次级匝数较少，每匝之间可使适当留出间隙，或采用多股并绕的方式使绕组能充满整个骨架。 (4)在初、次级之间增加屏蔽层，可减小初、次级之间共模干抚的容性耦合。在初、次级之间绕一层漆包线，其中一端接UDCI;另一端悬空并且用绝缘带绝缘，置于高频变压器内部不引出来。 共 42 页 3.3.6 单片开关电源高频变压器的设计要点 1 降低高频变压器损耗 (1)直流损耗:高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率，尽量选择较粗的导线并取电流密度J=4,10A/mm2。 (2)交流损耗:高频变压器的交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过，这会使导线的有效流通面积减小，并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比，为减小交流阻抗，导线半径不得超过高频电流可达深度的2 倍。 3.3.7 减小高频变压器的漏感 在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大，产生的尖峰电压幅度愈高，漏极钳位电路的损耗就愈大，这必然导致电源效率降低。减小漏感时可采取以下措施: (1)减小初级绕组的匝数; (2)增大绕组的宽度(例如选EE 型磁芯，以增加骨架宽度); (3)增加绕组的高、宽比; (4)减小各绕组之间的绝缘层; 2 增加绕组之间的耦合程度。 为减小漏感，绕组应按同心方式排列，如果对于多路输出的开关电源，输出功率最大的那个次级绕组应靠近初级，以增加耦合，减小磁场泄漏。而本设计中是单路输出，故此处不多做计较。当次 共 42 页 级匝数很少时，为了增加与初级的耦合，宜采用多股线平行并绕方式均匀分布在整个骨架上，以增加覆盖面积。在开关电源的工作过程中，绕组的分布电容反复被充、放电，其上的能量都被吸收掉了。分布电容不仅使电源效率降低，它还与绕组的分布电感构成LC 振荡器，会产生振铃噪声。初级绕组分布电容的影响尤为显著。为减小分布电容，应尽量减小每匝导线的长度，并将初级绕组的始端接漏极，利用一部分初级绕组起到屏蔽作用，减小相邻绕组的耦合程度。 3 抑制高频变压器音频噪声 高频变压器EE 型磁芯之间的吸引力，能使两个磁芯发生位移;绕组电流相互间的引力或斥力，也能使线圈产生偏移。上述因素均会使高频变压器在工作时发出音频噪声。70W 单片开关电源的音频噪声频率为l32kHz。为防止磁芯之间产生相对位移，通常以环氧树脂作胶合剂，将两个磁芯的3 个接触面(含中心柱)进行粘接。但这种刚性连接方式的效果并不理想。因为这无法将音频噪声减至最低，况且胶合剂过多，磁芯在受机械应力时还容易折断。国外最近采用一种特殊的“玻璃珠”(Glass Beads)胶合剂，来粘合EE 型的铁氧体磁芯，效果甚佳。用玻璃珠胶合剂粘接的高频变压器内部结构一般主要是采用这种工艺可将音频噪声降低5dB。为防止高频变压器的泄漏磁场对相邻电路造成干扰，可把一铜片环绕在变压器外部，构 成屏蔽带。屏蔽带应与地接通，该屏蔽带相当于短路环，能对泄漏磁场起到抑制作用。 共 42 页 第四章 电路各模块的参数计算 4.1 EMI整流滤波电路元件的参数计算 输入滤波电容C1的值可根据输出功率按照2 uF/W来取值，并考虑10%裕量后可采用47uF/400V的电解电容。由D5和D6构成的钳位电路可防止高压对TOP222Y的损坏，D5采用P6KE150型瞬态电压抑制器(TVS)，其钳位电压为150V，钳位时间仅1ns，峰值功率是5W。D6需采用UF4005型1A/600V的超快恢复二极管(FRD)，其反向恢复时间trr=30ns。 输出整流滤波电路由整流二极管、滤波电容和滤波电感构成。 整流二极管选用IN4007，其反向电压值VR=200 V，工作电流Ip=3A。其最高反向工作电压大于实际承受的最大反向峰值电压。滤波电容选择120 uF/35 V低ESR电容。输出滤波电感采用3.3u H 的电感，能主动抑制开关噪声的产生。为减少共模干扰，在输出的地与高压侧的地之间接有共模抑制电容C2。 4.2 PC817光电耦合器与TL431外围器件参数计算 电源反馈隔离电路由光电耦合器PC817以及并联稳压器TL431 所组成，如图4.2所示，其中R2为光耦的限流电阻， 共 42 页 R3 及R4 为TL431 的分压电阻，C1 作为频率补偿之用。光电耦合器的限流电阻R2 可由下式求得 R2?Vo?VFIF (3-1) 其中 VF 为二极管的正向压降， IF 为二极管的电流。 若PC817 之耦合效率为η ，则所产生的集极电流IC 会与IF 之间关 系式为: IC???IF (3-2) 此时反馈电压信号为: VF?IC?R1 (3-3) 输出电压Vo ，则由TL431内部2.5V之参考电压求得: ?R?VO?2.5??1?3??R4? (3-4) 图4.2 取样反馈隔离电路图 共 42 页 4.3 TL431的取样电阻计算 1.计算总取样电流Iq值 Iq=2.5/R4=2.5V/10K=0.25mA 这里设总取样电流为0.25mA,所以R4取10K。 2.计算R5值 取样电流为:R5=(VoA-2.5V)/Iq=(12V-2.5V)/0.25mA R5=38K(可用38.3K 1%误差的电阻) 3.验算 实际取样总电流: Iq =(12V-2.5V)/(38.3K)=0.0248mA 约等于理论计算值的2.5mA 共 42 页 第五章 仿 真 5.1 仿真软件简介 PSIM是趋向于电力电子领域以及电机控制领域的仿真应用包软件，具有仿真高速、用户界面友好、波形解析等功能，为电力电子电路的解析、控制系统设计、电机驱动研究等有效提供强有力的仿真环境。 该仿真解析系统，不只是回路仿真单体，还可以和其他公司的仿真器连接，为用户提供高开发效率的仿真环境。例如，在电机驱动开发领域，控制部分用MATLAB/Simulink实现，主回路部分以及其周边回路用PSIM实现，电机部分用电磁界解析软件JMAG实现，由此进行连成解析，实现更高精度的全面仿真系统。 PSIM是专门用于电力电子以及电机控制领域的专业化仿真软件。PSIM具有快速的仿真功能和友好的用户界面等优点，针对各不同用户而提供的一种强有效的仿真环境。PSIM具有独特仿真速度、可控制任意大小的电力变换回路、及对控制回路仿真功能的特点，在各不同系统的仿真领域、控制环的设计、以及电机驱动系统设计领域被广泛应用。 Creo是美国PTC公司于2010年发布的新型CAD设计软件，作为PTC的闪电计划的第一个发布的产品，Creo整合了PTC公司原来的三个软件Pro/Engineer、CoCreate和ProductView的主 共 42 页 要技术，并针对不同的专门任务把整个软件包分成了大约30个子应用，所有的这些子应用统称为Creo Elements。 1、融合了Pro/Engineer的参数化技术和CoCreate的直接建模技术，同时支持参数化建模和直接建模，两者切换时保持数据和参数化特征完整无损。 2、整个软件分为30多个针对不同的任务而设立的更简单化应用程序，菜单和工具条大为减少，帮助用户把注意力放在产品上而不是软件上。 3、所有子应用程序采用统一文件 格式 pdf格式笔记格式下载页码格式下载公文格式下载简报格式下载 ，实现所用子应用程序间的数据无损转移。 5.2开关电源设计总原理图 共 42 页 5.3 PSIM仿真图 共 42 页 第六章 设计总结 经过一个多月的努力，毕业设计终于完成了。回想起来，有苦有甜，虽很艰辛，但充满乐趣。通过毕业设计，不仅是对之前学过的所有知识的一种复习检验，也是对自己能力的一种提高。 在这次的设计中我学到了很多。比如在确定初级电路元器件:(1)输入整流桥(BR)的选择，选择具有较大容量的整流桥并使之工作在较小的电流下，可减小整流桥的压降和功率损耗，提高电源效率。由二极管构成的整流桥(BR)的标称电源电流IN应大于在输入电压为最小值(Umin)时的初级有效电流，功率因数应取0.6,0.8之间，其具体数值取决于输入电压u和输入阻抗。 (2)钳位二级管(VDZ)的选择，钳位电路主要用来限制高频变压器漏感所产生的尖峰电压并减小漏极产生的振铃电压。在所示的单片开关电 源模块电路中，输入钳位保护电路由VDZ和VD1构成。为降低其损耗，VDZ可选用P6KE200型瞬变电压抑制二极管;VD1则选用BYV 26C型快恢复二极管。 (3)输入滤波电容(C1)，输入滤波电容C1用于滤除输入端引入的高频干扰，C1的选择主要是正确估算其电容量。通常输入电压U1增加时，每瓦输出功率所对应的电容量可减小。，(4)交流输入端电磁干扰滤波器(EMI)，C6用于构成交流输入端的电磁干扰滤波器(EMI)。C6能滤除输入端脉动电压所产生的串模 共 42 页 干扰，L2则可抑制初级线圈中的共模干扰。，(5)限流保护电路，为限制通电瞬间的尖峰电流，可在输入端接入具有负温度系数的热敏电阻(NTC)。选择该电阻时应使之工作在热状态(即低阻态)，以减小电源电路中的热损耗。(6)输出整流管(VD2)，正确选择输出整流管VD2可以降低电路损耗，提高电源效率。其方法一是选用肖特基整流管，原因是其正向传输损耗低，且不存在快恢复整流管的反向恢复损耗;二是将开关电源设计成连续工作模式，以减小次级的有效值电流和峰值电流。输出整流管的标称电流应为输出直流电流额定值的3倍以上。(7)输出滤波电容(C2)，电源工作时，输出滤波电容(C2)上的脉动电流通常很大。一般在固定负载情况下，通过C2的交流标称值IC2晓必须满足下列条件: IC2=(1.5,2) IR1，式中，IR1是输出滤波电容C2上的脉动电流。设输出端负载为纯电阻性R1，那么，R1C2愈大，则C2放电愈慢，输出波形愈平坦。也就是说，在R1一定的情况下，C2愈大，输出直流电压愈平滑。 值得一提的是，一般说来只要按照PI公司的典型电路来设计原理图并制作PCB板并选取合适的元器件，就能够实现电路的基本的功率变换作用。但是设计一台各种性能最优化的开关电源还需要注意以下事项:(1) 根据不同的功率选择相应的TOPSwitch-?芯片，并同时设计相应的变压器。尤其是变压器的励磁电感和磁芯的体积的选取要合适，否则可能输出的功率不能够满足要求。变压器绕制时对气隙的把握一定要合适，气 共 42 页 隙太大或会导致励磁电感减小，同时可能会导致输出功率不足。 (2) 如下图中的D2和D1一定要用快恢复的二极管，否则会导致电路不能正常工作。 (3) 曲型应用电路中的C4在印制电路板的布局中和TOP芯片连接时布线一定要短、直，否则会导致电路不能正常运行。 (4) 为了减小电压输出的纹波和高频噪声，一般除了采用图示典型应用电路中的电感和电容滤波外，还采用在变压器输出脚上套一块小磁环，即可抑制高频噪声的产生。(5) 要想设计效率较高的开关电源，可设计成在满负荷运行时使该电路工作在断续状态，但可能会导致所使用的芯片成本提高。如工作在连续状态时，采用TOP223就可能满足功率的要求，但为了提高效率，可能需要采用TOP224，同时变压器的磁芯体积要求加，因此设计时要综合考虑。 在老师的值导下我的毕业设计顺利的完成了，在设计中遇 共 42 页 到了很多的问题，最后在自己的钻研以及与队友之间的探讨下，终于 一个一个得解决了问题。通过这次毕业设计，使我对产品的设计、单片开关电源的内部结构以及其工作原理有了更深刻的了解，也让我学会了要完成一项任务，除了需要过硬的技术和能力之外，还要有不屈不挠的精神。只要工夫深，铁杵磨成针。 这次设计使我懂得了理论与实际相结合是很重要的，只有理论知识是不行的，只有把所学的理论知识与实践相结合起来，才能提高自己的实际动手能力和独立思考的能力，从实践中得出结论，才能真正为社会服务。 共 42 页 参考文献 1 沙占友.新型单片开关电源.电子工业大学出版社 2 周志敏.周纪海.开关电源实用技术.人民邮电出版社、 3 沙占友.王彦朋.马洪涛.李伟.开关电源优化设计.中国 电力出版社 4 沙占友.马洪涛.开关稳压器应用技巧.中国电力出版社 共 42 页