超宽带通信系统抗窄带干扰技术的研究

超宽带通信系统抗窄带干扰技术的研究 摘要 随着Internet、多媒体技术和无线通信技术的发展，短距离无线通信业务呈现出巨大的发展潜力，并逐步得到市场的认可，成为个人无线通信技术发展的必然趋势。而现有的无线通信技术无法满足人们对高速率、高质量数字多媒体业务的需求，超宽带(Ultra Wideband，UWB)通信技术正是在这种背景下应运而 )无线通信以其高性能、高速率、低功耗等优点，已成为短距生。超宽带(UWB 离无线通信最具竞争力的技术，是构建无线个域网(WPAN)的理想 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 。目前，UWB通信的两大实现方案分别是直接序列码分多址(DS-CDMA)方案和基于正交频分复用的多频带OFDM(MB-OFDM)方案。由于UWB信号频谱很宽，极易受到窄带信号干扰，影响系统性能，制约着UWB通信技术的发展，研究UWB系统的窄带干扰抑制技术将具有重要意义。本文重点研究了MB-OFDM-UWB系统的抗窄带干扰技术。 多带OFDM UWB系统以其频谱利用率高、频谱灵活性强等优点，逐渐成为UWB通信的主流方案。本文对OFDM技术、MB-OFDM-UWB系统方案和UWB信道模型作了详细介绍，并对IEEE802.15.3a标准及其物理层进行了仿真，在此基础上提出了一种针对MB-OFDM-UWB系统的频谱成型的抗窄带干扰技术，该技术利用一个子带内所有子载波的频率分集性，用正交扩展的方式将子载波传输的编码比特流扩展到相应子带的所有子载波上，然后再将扩展的数据流在系统所有的子带间进行交织。如果某个子载波上有窄带干扰，那么在接收端窄带干扰就会被所有子载波上的信号分摊，增强了系统抗窄带干扰的能力。 最后，本文通过仿真得到了频谱成型技术对系统抗窄带干扰性能的影响，频谱成型降低了系统误比特率，改善了系统的信干比，大大提高了系统抗窄带干扰的能力。 关键词:超宽带;多频带OFDM;窄带干扰;频谱成型 Abstract With the Internet, multimedia technology and the development of wireless communications technology, short distance wireless communication services showing a great potential for development, and gradually recognized by the market, become a personal wireless communication technology development trend. While the existing wireless communication technology can not satisfy the people on high rate, high quality digital multimedia service demand, ultra wideband (Ultra Wideband, UWB) communication technology it is in this background that emerge as the times require. Ultra wideband (UWB) wireless communication with its high performance, high speed, low power consumption and other advantages, has become the most competitive of short distance wireless communication technology, is to build a wireless personal area network (WPAN) ideal scheme. At present, UWB communication two implementations are direct-sequence code division multiple access (DS-CDMA) scheme based on orthogonal frequency division multiplexing (MB-OFDM) scheme for multi-band OFDM. Because the UWB signal spectrum is very wide, very susceptible to narrowband interference, influence the system performance, restricting UWB to the development of communication technology, the research of UWB system technology of narrow band interference suppression has important significance. This paper focuses on the research of MB-OFDM-UWB system of narrow-band interference excision technique. Multi-band OFDM UWB system with its high utilization of the spectrum, the spectrum of strong flexibility and other advantages, gradually become the mainstream UWB communication scheme. Based on OFDM technology, MB-OFDM-UWB system and UWB channel model in detail, and the IEEE802.15.3a standard and its physical layer of the simulation, this paper puts forward a MB-OFDM-UWB systems for the shaping of narrow-band interference excision technique, this technique makes use of a sub-band all sub-carrier frequency diversity, with orthogonal design extended mode sub carrier transmission coding bit stream is expanded to the corresponding subband on all sub-carrier waves, and then extended data flow in the system all the intersubband interleaving. If a particular subcarrier with narrowband interference, then at the receiving end of narrow band interference will be on every carrier signal sharing, enhances the system the narrowband interference suppression capability. At last, this paper obtained by simulation spectrum molding technology of narrow-band interference on system performance, spectrum shaping reduce the system bit error rate, and improve the system of signal-to-interference ratio, greatly improving the system of narrowband interference resistance ability. Keywords: ultra-wideband; MB-OFDM; narrow-band interference; Spectrum shaping 1 绪论 1.1 引言 科学技术是第一生产力，科技发展推动了社会的进步，极大地改善了人们的物质生活。尤其是通信技术的发展，使人与人之间联系更加紧密，人们可以随时随地与他人通信。随着无线通信技术的发展，3G移动终端的普及，人们对实现高速率、高质量无线数字多媒体业务的需求越来越迫切，手机、Pad等移动终端与因特网之间的短距离无线通信已成为通信技术发展的重要趋势。然而，消费者对现有短距离无线通信技术提出了更高速率、更高容量以及更安全的要求，这不得不使我们在过度拥挤和有限的频谱上寻找新的无线通信技术。正是在这种背景下，一种新的无线通信技术进入了人们的视野，并得到了广泛关注，这就是超宽带(Ultra Wideband，UWB)无线电通信技术。 UWB技术首先在美国军方和政府部门得到实质性关注，美国国防部于20世纪80年代末90年代初首先定义了“超宽带”概念，统一了历史上所称的“脉冲无线电”、“非正弦系统”、“时域通信”等概念。UWB无线通信史上最具里程碑意义的事件发生在2002年4月，美国FCC(联邦通信委员会)批准了第一个指南，允许超宽带技术在限制功率辐射条件下可以商用，其为超宽带通信划分的频谱范围为3.1,10.6GHz。UWB无线通信技术不是去寻找新的可用的频谱资源，而是用频谱重叠技术去分享目前正在使用的频谱，这是其与传统无线通信技术的不同之处。UWB技术以其高速率、高性能、低功耗、抗多径能力强、易数字化等优点，得到业界广泛关注，在短距离无线通信技术中扮演了极其重要的角色。UWB技术可以很容易实现百Mbps的高速宽带无线通信，能轻松实现无线局域网(WLAN)和无线个域网(WPAN)中无线接口的互联与接入，是构建WPAN的理想方案。未来，WPAN、WLAN、无线广域网(WWAN)等技术必将极大地提高人们的生活水平。 图1-1 各无线网络通信距离 1.2 超宽带无线通信技术概述 1.2.1 超宽带技术发展历史 超宽带(UWB)历史悠久，早在1894-1896年，马可尼(Marconi)就率先实现了利用火花隙发射机向2英里外传输莫尔斯电码，越洋无线电报时代由此揭开。当时马可尼发明的火花隙发射器所发出的信号就占据了很宽的频带，已经符合了超宽带一词的定义。在19世纪60年代，出现了现代意义上的超宽带(UWB)无线电，又称为冲激无线电(IR，Impulse Radio)，从那时起就有学者尝试用窄脉冲而不是正弦波来传播无线电信号。UWB技术最初是作为军用雷达技术开发的，早期主要用于雷达技术领域。1963年Ross博士用UWB信号来分析微波网络的特性，平且用于天线元的合成分析。1972年Robbins发明了高灵敏度的脉冲检测器，并申请了美国专利，进一步推动了超宽带系统的发展。Bennett等人在1978年对超宽带作了比较全面的论述，介绍了波形的发生技术，时域处理方法，时域特征分析技术等，诞生了最初的超宽带通信系统。到19世纪80年代后期，超宽带无线通信开始受到广泛的关注，该技术开始被称为“无载波”无线电，或脉冲无线电。美国国防部高级研究计划署(DARPA)在1989年首先采用了超宽带一词，并对其定义做了明确的规定。在学术领域中，自90年代初期，美国的Scholtz教授研究组率先开始研究无载波窄脉冲的超宽带多用户通信技术，主要针对低速通信系统。超宽带自诞生之日起，主要用于军用雷达和通信系统中，受到美国军方的严格控制，商业领域中并未得到应用。随着通信技术的发展和商业的需求，超宽带技术向民用化开放的呼声越来越高，美国FCC(联邦通信委员会)于1998年发出超宽带技术民用化的征询。 美国FCC于2002年2月在充分讨论和研究了UWB系统对WLAN等现有无线通信系统的干扰、安全性等问题后，正式批准将UWB技术向民用开放，成为超宽带发展史上具有里程碑意义的事件。尽管UWB在辐射功率上受到了美国FCC的严格限制(最高辐射谱密度为-41.3dBm/MHz)，但用户可以使用非授权的超宽带频段3.1,10.6GHz进行通信，由此掀起了超宽带用于民用短距离、高速率、低功耗无线通信的研究热潮。时至今日，超宽带通信已成为无线通信中最具竞争力的技术之一。 1.2.2 超宽带基本概念 最常见的关于“超宽带(UWB)”的定义来源于UWB雷达系统，是指电磁波波形的相对能量带宽大于0.20,0.25。美国FCC在2002年颁布了超宽带的频谱规划，并规定只要信号在-10dB处的绝对带宽大于500MHz或相对带宽(分数带宽)大于 20%，则该信号就是超宽带信号，可见，这不同于通常窄带通信系统所定义的3dB带宽,如图1-2所示。 图1-2 超宽带信号定义 即 ff(,)HL,20% fC (1-1) 或者 (f,f),500MHzHL (1-2) 其中，、分别为相对峰值功率下降10dB时所对应的系统高端截止频率ffHL 和低端截止频率，为系统载波频率或系统中心频率。 fC ()f，fHLf,C2 (1-3) 而相对带宽定义为: (f,f)HL 相对带宽, fC (1-4) 事实上，目前被称作“超宽带”系统的带宽比未必都是20%，美国国防高级研究计划署(DARPA)对超宽带特征的定义是相对带宽大于25%。也有一些定义为10%左右，但它们已不是基于正弦载波的无线电系统的概念，而是针对一种采用冲激脉冲作信息载体的非正弦系统。 PC,B，B根据香农信道容量公式 (式中为信道带宽,N为log(1)20BN0 高斯白噪声功率谱密度，为信号功率)。可得，增大通信容量有两种实现方法，P 一是通过增加信号功率，而是增大传输带宽。UWB技术就是通过后者来获得非常高的传输速率。UWB技术并不是去寻找新的频谱资源，而是充分利用频谱重叠技术去分享目前正在使用的频谱资源,这是其与传统无线电技术的本质区别。为保证UWB系统不对其频谱范围内的其它通信系统造成干扰，UWB的室内和室外辐射功率被美国FCC严格限制。在UWB频谱范围内，带宽为1MHz的辐射体在3m距离处产生的场强不得超过500µV/m，相当于功率谱密度为75nw/MHz，即-41.3dBm/MHz。美国FCC对UWB系统在室内和室外环境下的辐射功率谱密度规定如图1-3和1-4所示。 图1-3 FCC对UWB系统在室内环境下的辐射功率谱密度规定 图1-4 FCC对UWB系统在室外环境下的辐射功率谱密度规定 1.2.3 超宽带标准 自美国FCC批准UWB技术民用以来，其得到了快速的发展。巨大的市场诱惑力吸引了众多通信厂商对UWB技术的关注。为适应不断发展的高速多媒体应用，在 2002年美国IEEE协会中负责制订WPAN标准的IEEE802.15工作组开始着手制订基于UWB技术的高速WPAN物理层标准IEEE802.15.3a，并先后成立了SG3a(Study Group 3a)和TG3a(Task Group 3a)两个工作组，UWB的标准化进程由此开始。 2003年，SG3a工作组将收到的23个提案最终融合成了两大方案，即基于脉冲 -CDMA)方案和多频带正交频分复用(MB-OFDM)无线电的直接扩频码分多址(DS 方案。前者以美国MSSI、XtremeSpectrum公司等为代表，它们拥有大量脉冲无线电方面的发明专利，在UWB的应用开发进程中已先行一步。后者由Intel和TI(德州仪器)为首的多频带OFDM联盟(MBOA)所提出，获得了更多的支持。出于商业利益的考虑，两种方案的竞争异常激烈，但任何一方都没有获得IEEE标准所要求的75%的赞成票，UWB标准化进程随之陷入僵局，TG3a工作组也在2006年1月宣布解散，标志着UWB标准化进程暂时失败。 DS-CDMA方案将UWB许可频带范围分成低(3.1,5.15GHz)和高(5.825,10.6GHz)两个频带。在每个频带内先对发送数据进行直接序列扩频，再用短脉冲发送。如果给不同用户分配不同的扩频码，则可实现码分多址。而MB-OFDM方案将UWB频段分成若干个528MHz的子频带，在每个子频带中使用时频交织的正交频分复用(TFI-OFDM)方式,和传统意义上的UWB系统有所不同。可以看出DS-CDMA和MB-OFDM两种方案的主要区别在于频谱分配方式，由此产生了一些性能上的差异，表1-1给出了两种方案的主要参数对比结果。 从技术实现上看，两种方案无法分出高低，融合也几乎是不可能的，UWB通信采用何种技术作为标准只能等待市场的选择。但MB-OFDM采用的多子带和OFDM 技术使得其有较高的频谱利用率，并且能够动态的分配带宽，实现频谱资源的灵活分配，使得其对抗窄带干扰(NBI)更加容易，并且具有很强的抗多径干扰能力，更加符合市场的需求，已在市场上占据主动，未来必将成为UWB通信的主流技术。 1.2.4 超宽带特点与应用 UWB技术之所以成为无线通信领域关注的热点之一，是由用户需求和UWB自身的性能特点共同决定的。与常规无线通信技术相比较,UWB技术主要有以下特点: 1.发射功率低，干扰小，保密性高 无线电波空间传播的“开放性”是无线通信较之有线通信的固有不足。超宽带无线电的射频带宽可达1GHz以上，且所需平均功率很小，信号功率谱密度低，被隐蔽在环境噪声和其他信号中，难以被检测到。在短距离应用中，UWB发射机的发射功率通常可以做到低于1mW,因此，从理论上来说，相对于其它通信系统，UWB信号所产生的干扰仅相当于一宽带白噪声。所带来的好处体现在两方面:一是可使UWB系统与同频段的现有窄带通信系统保持良好共存性，这对于提高无线频谱资源利用率，缓解日益紧张的频谱资源有很大好处;二是使得UWB信号隐蔽性好，不易被截获，保密性高。 2.多径分辨能力强，定位精确 由于常规无线通信的射频信号大多为连续信号，其持续时间远大于多径传播时间，多径效应限制了通信质量和数据传输速率。而UWB信号采用时间极短的窄脉冲，其时间、空间分辨力都很强，因此系统的多径分辨率极高(1ns脉冲的多径分辨率为30cm)，接收机通过分集可以获得很强的抗衰落能力。大量实验表明，对常规无线电信号多径衰落深达10,30dB的多径环境，对超宽带信号的衰落最多不到5dB。 超宽带通信采用的冲激脉冲具有很高的定位精度，因此很容易将超宽带通信与定位结合起来，而常规的无线电难以做到这一点。超宽带无线电具有极强的穿透能力，可在室内和地下进行精确定位，比GPS有着更大的定位范围。与GPS提供绝对地理位置不同，超宽带定位器可以给出相对位置，精度可达厘米级。此外，超宽带定位器更为便宜。 3.传输速率高，系统容量大 UWB系统使用上GHz的超宽带频带，可以实现高达100,500Mbit/s的信息速率，在理论上甚至可以实现1Gbit/s的速率。根据经典的香农信道容量理论，最 大信道容量与带宽成线性关系，UWB系统带宽一般有2GHz甚至更宽，比带宽受限的Bluetooth(蓝牙)、IEEE802.11等无线系统有更大的容量。因此，UWB系统有支持下一代高容量无线通信的巨大潜力。 4.低功耗 设备可以使用小于利用扩频多址技术，系统具有较大的扩频处理增益，UWB1mW的发射功率。这就大大延长了系统电源的工作时间，满足移动通信设备的电源需求，而且低辐射功率可以减轻电磁波对人体的辐射。 5.通信距离短 由于超宽带系统的发射功率非常小，而且高频信号随传播距离的增加衰落的很快，所以超宽带系统更加适合短距离通信。 凭借着短距离内的高传输速率这一巨大优势，UWB进军民用市场之初就将其应用定位在无线局域网(WLAN)和无线个域网(WPAN)上。现有的各种无线解决方案(3G、802.11、蓝牙等)的速率均低于100Mbit/s，UWB则在10m左右范围内打破了这一限制，UWB必将广泛应用于消费类电子设备和终端间的高速无线连接。 1.2.5 超宽带关键技术 UWB技术有着传统无线电技术无可比拟的优势，但其自身特点和传播特征也给UWB通信系统带了一些亟待解决的特殊问题。因此，在UWB技术真正商业化前，还有许多课题需要研究解决。 1.脉冲信号的 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 及产生 在脉冲UWB系统中，用亚纳秒级的基带脉冲来携带信息，将其直接发送到空中。多子带超宽带传输系统采用纳秒级窄脉冲，经载波调制后输出，脉冲的波形设计要求与单频系统相比又有了变化，与传统的连续载波通信系统也不一样。因此需要对信道建模，通过研究信道的特性来设计合适的UWB脉冲波形，使信号适合于在高速无线信道上传播，尽量抑制带外辐射，减小符号间干扰(ISI)，提高系统的频谱共享能力。 2.调制与编码 选择合理的调制与编码技术是所有数字无线通信系统都必须解决的问题，UWB系统同样不能例外。目前的研究热点是自适应调制编码技术，就是根据信道的质量情况，选择最合适的调制和编码方式，并根据需要动态地调节调制方式及编码速率，将传输误码率控制的系统规定值以下。传统的通信系统的调制方案一般都已应用到UWB系统中，但这这些不一定是最佳的方案，还需要根据UWB自身特 点进行研究。 3.信道建模 无线通信系统的性能很大程度上受到传播信道的制约，信道模型的好与坏会对系统的方案设计、参数设计和性能评估产生较大的影响。因此合理的信道模型对无线通信系统的设计有着重要的参考价值。为评估各种超宽带通信实现方案的性能以及标准化工作，需要根据超宽带传播特性及其工作环境建立一个比较精确的信道模型，这是进行UWB无线电理论设计和仿真的基础和前提。由于超宽带信号有着与窄带系统不同的特点，如持续时间为纳秒量级、大带宽、多径分辨率高等，使得超宽带信道的建模成为一个难点。虽然已经根据实验测量推出了多种信道模型，但人们对于超宽带信道的时变特性还不十分清楚，还没有足够多的实验数据来建立一个完善的信道模型。 4.UWB接收技术 UWB信道的的时延扩展很大，在信号占空比很低情况下，前后两个接收波形之间的干扰可以忽略不计，但当传输速率很高时，不理想的信道特性就会对接收信号产生严重影响，因此合理的接收方法至关重要。一种比较理想的解决方案应该是Rake接收加均衡，通过Rake接收捕捉多径能量来抵抗衰落，同时利用均衡来消除符号间干扰(ISI)。所以UWB接收技术研究的重点是如何降低Rake接收机和均衡器的复杂度。接收机的性能和信道估计精度、同步精度密切相关，研究低复杂度的信道估计算法与同步算法也是UWB接收技术的关键所在。 5.天线设计 能够有效辐射时域短脉冲的天线是UWB研究的另一个重要方面。UWB天线需要满足以下两个要求:一是天线的输入阻抗具有超宽带性，即要求天线的输入阻抗在脉冲能量分布的主要频带上保持一致;二是天线的相位中心具有超宽频带不变特性，即要求天线的相位中心在脉冲能量分布主要频带上保持一致。虽然已经设计出一些经典的超宽带天线结构，如行波天线、对数周期天线，但由于高带宽、线性约束、可变的运行条件，相对于传统的窄带系统，有效地小型天线设计与实现对于UWB系统来讲更为困难。因此，UWB天线的小型化依然是近年来研究的一个热点。 6.频谱共存与抗干扰 UWB采用频谱重叠技术与其它现有通信技术共享频谱资源，而且其脉冲持续时间极短，频谱可达数GHz，将会对现存的通信系统产生干扰。虽然FCC对UWB的 发射功率作出了严格限制，但仍然会对其它无线系统造成威胁。另一方面，UWB系统也会受到来自同一频段的其它窄带系统的严重干扰，研究UWB的窄带干扰抑制技术和如何解决UWB系统与其它无线电系统之间的兼容问题成为目前UWB技术亟待解决的一个重要课题。例如可以使用软无线电技术，实现UWB接收机全数字化，动态调整数据传输速率、功耗等，使得UWB接收机真正与发射机的频带自适应，提高UWB系统与其它通信系统在同频段共用时的兼容性。本文将重点研究基于MB-OFDM-UWB系统的抗窄带干扰技术。 1.3 论文主要工作与章节安排 频谱资源的充分再利用是UWB无线通信技术的一个重要特点。在FCC规定的7.5GHz范围内UWB系统要与其它无线通信系统共享频谱资源，这就使得UWB系统很容易受到其它窄带系统的干扰，严重影响了UWB系统的性能，因此研究UWB系统的抗窄带干扰技术显得尤为重要。 本文 第一章， 第二章， 第三章， 第四章， 第五章， 2 超宽带信道模型 信道是无线通信系统中必不可少的部分，其时频特性制约着无线通信系统的性能，所以对任何无线通信系统的研究都必须要以信道特性为基础。为了评估UWB各种实现方案的性能和其标准化工作，就需要根据其工作环境建立一个比较精确的信道模型，信道模型对信道链路估算、传播范围的规划和评估物理层方案都是必需的。但是和传统窄带和宽带信号相比，UWB信号有着自己独特的传播特征，如高带宽，高多径分辨率，多径数目较少，这些特征使得UWB信道的小尺度衰落分布不再满足传统的Rayleigh分布或Rician分布，因此，UWB信道的建模成为一个难点。 根据UWB的应用环境，可将其信道模型分为室内和室外两大类。而无论室内和室外又都可以分为有直视路径(LOS)和无直视路径(NLOS)两种基本情况。本章先从无线信道的基本传播特性入手，然后考虑UWB信道的路径损耗和多径衰落，从这两方面研究UWB信道模型。路径损耗包括穿透障碍损耗、视距和非视距传播损耗。多径模型又分为统计模型和确定性模型。最后给出IEEE802.15.3a工作组推荐的信道模型，本文后续的仿真将建立在该模型之上。 2.1 无线信道电波传播特性 研究任何无线通信系统的前提是认清其信道的电波传播特性，传播特性将直接关系到系统的天线设计、通信覆盖范围等问题。在无线信道中，电波的基本传播方式有反射、衍射和散射。发射信号经周围空间物体的反射、衍射和散射后到达接收点，就会形成多径传播，而在接收端，不同延迟时间的多径分量会合成幅度和相位随机变化的接收信号，这种现象就被称为衰落。 图2-1 无线信道传播损耗分类 一般可以用大尺度衰落和小尺度衰落两个层面来描述无线信道的传播特性。 大尺度衰落分为路径传播损耗和阴影衰落，用来反映信号的平均功率随距离和位置的缓慢慢变化，主要影响的是无线通信系统的通信距离和覆盖范围。小尺度衰落表现为多径衰落，用来反映数十个波长区间内信号的快变化，主要影响着接收信号的质量。无线信道的总体损耗为路径传播损耗、阴影损耗和多径衰落损耗之和，因而相应的信道建模为路径损耗模型、阴影衰落模型和多径模型。 2.2 路径损耗模型 最早对UWB进行标准化工作的IEEE802.15.3a工作组，为了能在规定的典型环境中公平地比较各个提案的不同PHY层，来保证最后形成标准的性能，通过分析和实验决定采用修正的自由空间损耗模型。 自由空间损耗模型是由Friss提出，是用来预测LOS环境下接收信号场强信号的窄带路径损耗模型。该模型将预测的接收信号功率定为收发两端T-R之间距离的函数并由Friss公式给出: d 2P(f)G(f)G(f)cTTRP(f),R22(4,d)f (2-1) P(f)P(f)G(f)G(f)其中，和分别为接收和发射平均功率谱密度，和分RTTR别为发射和接收天线的频率响应，为窄带信号频率，为光速。 fc 对于UWB无线通信，UWB发射信号受到FCC的严格规定，其整个功率谱密度必须限制在-41.3dB/MHz之下，因此在其使用的频谱范围内P(f)G(f)基本上是平TT 坦的，可近似为一常数。作为一阶近似，还可以将接收天线考虑为一个在使用频 G(f)率范围内具备扁平频率响应的全向天线。设UWB信道带宽为，系统中心WR f,W/2~f，W/2频率为，UWB发射信号频率范围为，平均发射功率为，fPcccave P/W相应的功率谱密度为，则接收天线的输出信号平均功率可表示为: PaveRave fW，/2c P,P(f)dfRaveR,fW,/2c 2，，PGc11aveR,,,,2,W(4d)f,W/2f，W/2cc，， 2，，PGc1aveR,,,2221,(W/2f),W(4d)fc，，c ，，1NB,Pave,,21,(W/2f)c，， (2-2) 其中 2PGcNBaveR P,ave22W(4,d)fc (2-3) 即为大家熟知的窄带信道路径损耗模型。 为了得到UWB信道的路径损耗模型需要在窄带信道路径损耗模型基础之上加一修正因子。但即使达到最大相对带宽时，此修正因子也仅为1.5dB左右，而且随着信号相对带宽的减小，修正因子也逐渐减小。因此，UWB信道的路径损耗模型可以用窄带系统的自由空间路径损耗模型来近似估计。但式(2-2)所示的UWB信道路径损耗模型主要用来比较相同环境下各个提案的不同物理层性能，它没有考虑到实际环境中的各个因素对信道的影响。因此，此信道模型不能用来评价真实环境中UWB设备与其它无线电系统的兼容问题，必须找到一个包含环境因素的通用简单的信道模型。 欧美许多公司进行了大量的UWB室内、外传输测量实验。室内实验发现，不同建筑 材料 关于××同志的政审材料调查表环保先进个人材料国家普通话测试材料农民专业合作社注销四查四问剖析材料 特性引起的电波传播特性不同，室外环境随周边植物、建筑物、车辆和人员的密集程度不同会对实验结果也有不同的影响，且在室内NLOS条件下，参数对环境有较大的依赖性。尽管如此，在LOS条件下，不同实测、研究得到的路径损耗指数是比较吻合的，且对NLOS条件下路径损耗指数确定一个合理的范围也是可能。因此，可以采用一个通用的单斜率UWB路径损耗模型来对实际环境建模，且不同的环境条件下对应不同的路径损耗指数。基于理论和测试指出，无论室内或室外信道，平均接收信号功率随距离的对数衰减。大量测试表明，在任何距离处的特定位置上，路径损耗都是随机的，并且服从对数正态分布，这就是包含d 对数正态阴影分布的对数距离路径损耗模型: ,,d,,PL(d),PL，10rlog，S(d)010,,d0 ,, (2-4) 其中，是参考点(近地参考距离，靠近发射端测量决定)处的路径损dPL00 耗(dB)，与信道物理环境以及收发两端障碍物物理特性有关;为路径损耗指r数，表明路径损耗随距离增长而衰减的速率，与信道环境有关，不同信道下路径 ,,N,,,损耗指数不同，但中总体上服从正态分布，其中是均值，是均方,,rrrr差;为T-R距离;是均值为,均方差为的正态随机变量，即对数正态阴,,dSSS 影效应函数(dB)，会随着真实信道环境的变化而变化。 大量实验测量数据表明，在LOS和NLOS条件下差别很小，NLOS比LOS略大PL0 一点，实际上可以取同一值。，，的统计值见表2-1。 rPLS0 2.3 多径模型 多径传播模型主要描述无线信号经短距离(几个波长)或短时间(秒级)传输后经两个或多个路径以微小的时间间隔到达接收天线的传播特性，能清晰地描述接收信号能量在短距离或短时间内的快速变化，对传输技术的选择和接收机的设计至关重要。 UWB信号带宽通常大于500MHz，时域脉冲持续时间在纳秒级(或亚纳秒级)，其多径分辨能力显著增强，信号在传播过程中会产生多个经过不同时延和衰减的信号，且UWB信号在室内会产生密集多径传播现象，因此UWB信道是一个典型多径信道。而由于UWB信号自身的特点，其又有着与窄带信号不用的传播特性，这导致UWB信道不能简单的延用已有的窄带模型，需要在大量的实测数据下，对已有的模型进行修正或建立新的模型。 2.3.1 多径信道参数 多径信道模型一般可以用一些量化参数来进行评估，为了方便地介绍这些参数，先给出通用的时变多径信道冲激响应模型，其表达式如下: N(t),1,j(t)k,,h(t,,),a(t),,,,(t)e,kk k,0 (2-5) a(t)N(t)其中，是可分辩的多径分量数目，是第条路径的多径增益系数，kk ,(t),(,)是第条路径的时延，是第条路径的相位偏移，是单位冲激响应函,kkkk 数。 对于UWB信道，通过实验和测试表明它是慢变化，因此，可以认为在相对较短的时间内，例如一个数据帧内，UWB信道是不变的，具有准静态特征，可以不考虑时变特性，冲激响应模型可简化为: N,1,jk,,h(t),a,t,,e,kk k,0 (2-6) 为比较不同多径信道的特征及开发无线系统设计方法，通常用参数法来量化 ,多径信道，其参数主要有平均时延扩展、均方根时延扩展、附加时延扩展。,rmsm ,这些参数可由功率延迟分布得到。多径信道的时间色散特性，通常用和来,rms定量描述。 1.功率延迟分布(Power-Delay Profile，PDP) 功率延迟分布用来描述具有不用时延的多径的平均功率分布情况，常以相对 2h(t)接收功率图的形式表示，可以通过对做空域平均得到，如下式: 2h(t) P(),, ,2h(t)dt,,, (2-7) h(t)其中，是信道冲激响应。 2.平均时延扩展(Mean Delay Spread) 平均时延扩展是功率延迟分布的一阶矩，定义为: N,12,a,kk k,0,,mN,12 a,kk,0 (2-8) 3.均方根时延扩展(RMS Delay Spread) RMS时延扩展是功率延迟分布的二阶矩的平方根，定义为: ,N1 22,a,kk 2k,0,,,,rmsm,N12 a,k,k0 (2-9) RMS时延扩展表示了信道冲激响应的有效持续时间，它是接收端判断有无码间干扰的基本参数。 4.主要径数目 通常有两种取法:一是取功率大于最大径功率的10%的径，二是取功率和为 的径。 总功率的85% 2.3.2 常见多径模型 1.Rayleigh信道模型 该信道模型由IEEE802.11b标准化工作组提出，它将信道建模为一个FIR滤波器的结构，滤波器系数为独立的复高斯随机变量，平均功率分布呈指数衰减，如图2-2所示。 图2-2 Rayleigh信道模型功率时延分布图 FIR滤波器系数为: (2-10) 12,,,h,h~N(0,,)k,10,/T其中，，，为均方根时延扩展，为 Trmsmaxrmsskrkhks222k,,,,抽样周期，， k0 这种信道模型简单，但通过实验测量和仿真，发现这种信道模型中多径数目与实际测量的数目相差较大，不能正确反映多径衰落信道的特征。UWB信号的多 ,,KS,V径分辨力很强，多径成簇分布，模型和模型是两种能够较好描述多径 按簇分布现象的模型。 ,,K2.信道模型 这种模型将时间轴以为单位划分时隙，记在时隙内有一个多径信号到达,l ，，l,1的概率为，时隙的多径信号占用率为。如果前一个时隙内存在一个多Prlll K,1P,,，否则，。其中，为一标记参数。如果，则表径信号，则P,K,Kllll K,1示多径的到达过程是成簇的;如果，则表示多径的到达趋向于分隔。描,l述为: ,r,l1,1, r(2-11) ,,l,l,,l2,,,，(K1)r1 l,1, 时隙的冲激响应用表示，则多径的幅度为对数正态分布，且具有指,,lll 数衰减的多径密度剖面(MIP，Multipath Intensity Profile)。再给多径信号添加一个极性符号，记作，用于表示反射导致的脉冲反相，且假设等概率ppll ,1地取，则UWB信道可建模为: ,,,,plll,2n/202(2-12) ,,,,,,20log()(,),10,(,),N或者,其中n,N, 10llll2,T/,,l ,,E,,,el0, ,其中,为时隙的附加时延，为首簇首径的平均功率，是簇功率衰减T,ll0 因子，可用下式表示: ,l 210ln()10/ln(10),,T,,l0,,, (2-13) lln(10)20 ,,K,,K由于该信道的两个参数是和，因此将其称为模型。虽然模,K 型认识到了UWB信道中多径成簇到达的现象，但在很多情况下并不能很好的拟合UWB信道中的实测数据。 S,V3.室内信道模型 S,V模型与802.11模型的主要不同之处在于:该模型中引入了两个泊松过程，分别用来描述多径信道中簇的到达时间和簇内多径分量的到达时间。 S,V通常情况下，来自同一脉冲的多径分量都会以簇的形式到达接收机，模 型不再假设多径信号在每一个抽样时间间隔到达，代之的是两个泊松模型的应用。簇的到达时间被模拟为一个速率为的泊松过程(表示单位时间内多径分,, 量到达的个数) ,,，，p(TT),,exp,,T,T,l,0ll,1ll,1 2-14) ( TTl其中表示第簇首径的到达时间，表示第(l,1)簇的到达时间。一般地，ll,1 T,0将首簇的到达时间设为0，即。 1 ,每一簇内，相继的多径分量的到达时间服从速率为的泊松过程: ,,p(,,),,exp,,(,,,),k,0 (2-15) k,l(k,1),lk,l(k,1),l ,Tlk,(k,1)其中和分别表示第簇内第个和第个多径分量相对到达k,ll(k,1),l ,,0的时间。一般地，将每个簇的首径到达时间设为0，即。 1,l ,lk第个簇中第个多径分量的幅度用表示，服从瑞利分布，多径的平均功k,l 率服从双指数分布: 22,,,(0,0)exp(,T/,)exp(,,/,), (2-16) k,llk,l 2,(0,0)其中，是首簇首径的平均功率。 该信道模型的冲激响应如图2-3所示，而平均簇功率和多径功率呈现双指数衰减分布，如图2-4所示。 图2-3 信道冲激响应的描述 图2-4 平均簇功率和多径功率的指数衰减描述 对模型与UWB信道实验测量数据进行拟合表明，模型与实际测量S,VS,V 数据吻合得很好。仿真与测量结果见表2-2，它们间的差异仅在3.63%之间。由于该信道模型采用了双指数衰减来描述多径信号成簇到达的现象，因此，该模型的仿真结果比较贴近于实际信道。这说明可以找到一个合理的模型参数，使S,V之与实际的UWB信道特征相匹配。 表2-2 S-V模型仿真与Intel测量结果 ,,,,(仿真参数:=15ns，=6ns，=1/13ns，=1/0.35ns) 2.4 IEEE802.15.3a室内信道模型 2003年，在经过了多次修改之后，IEEE标准化组织P802.15工作组提交了一份超宽带室内信道建模的最终建议。目前，该信道模型已经得到了广泛认可，并 成为各研究机构进行超宽带系统性能仿真的公开信道平台。 该信道模型是根据Intel公司所进行的UWB信号传播实验的数据在经典的超宽带室内信道Saleh-Valenzuela(S-V)模型的基础上作了少量的修改后得到的。S-V模型的特点是考虑了多径成簇到达的现象，它认为多径的到达时间并不是完全随机的，而是成簇出现的，并且认为多径的能量和幅度分布分别服从于双指数分布和Rayleigh分布。802.15工作组所建议的超宽带室内信道模型保留了S-V模型中多径成簇出现以及能量服从双指数分布的特点，但根据实际的测量数据对多径的幅度作了修正，认为对数正态分布比Rayleigh分布能更好地拟合实验数据。具体地说，用对数正态分布表示多径增益幅度，用对数正态随机变量表示总多径增益的波动;信道系数使用实变量而非复变量，即假定相位以,,等概出现。 P802.15工作组建议的超宽带室内信道模型可表示为: ()KlLiiih(t),X,,(t,T,,) (2-17) ,,,,iikllkl,,00lk X其中，指第个实现，是第次信道实现的对数正态随机变量，代表信道iiii 的幅度增益(信道阴影效应)，其分布为: 2 (2-18) 20lg(X),N(0,,)ix iTllK(l)是观测到的簇数目，是第个簇内接收到的多径数目，是第簇的延迟Ll i,kl时间，是第条多径分量相对于第簇到达时间的延迟，它们服从泊松分布: k,l ,,p(TT),,exp,,(T,T),l,0ll,1ll,1 (2-19) ,,p(,,),,exp,,(,,,),k,0k,l(k,1),lk,l(k,1),l (2-20) i,,lk是多径增益系数，表示信道的第次实现中第簇第径的增益系数，可ik,lk,l定义为: ,,p,, (2-21) k,lk,llk,l p式(2-21)中，是一个极性符号，用于描述因信号反射引起的随机的脉冲倒k,l ,1,,llk相，并等概地取;反映和第簇有关的衰减，对应于第簇中第个多径lk,l 分量相关的衰减，它们相互统计独立，且都服从正态分布，即 2220log(,,),N(,,,，,)lklkl10,,12 (2-22) 或 ()/20,，n，nk,l12,,,,10,lkl ,2,n,N(0,),11 (2-23) 2,n,N(0,,)22, 以及 (2-24) 2,,/,,T/,k,ll,,E,,,,eelk,l0 nn,和是相互独立的，且分别对应于每一簇和每一径的衰落;则表示首120 ,簇首径多径分量的平均功率;可以通过下式计算出: k,l 22 10ln()10/10/,,,,,T,()ln10,，,lkl0,12 (2-25) ,,,kl,ln1020 ,其中，和分别表示簇功率衰减因子和多径功率衰减因子。 , 由以上 数学 数学高考答题卡模板高考数学答题卡模板三年级数学混合运算测试卷数学作业设计案例新人教版八年级上数学教学计划 模型可以看出，当信道的下列七个参数明确后，由冲激响应式(2-17)描述的信道模型就可以完整表征出来: 1.簇平均到达速率; , ,2.簇内多径到达速率; ,3.簇的功率衰减因子; 4.簇内多径的功率衰减因子; , ,5.簇的信道系数标准方差; 1 ,6.簇内多径的信道系数标准方差; 2 ,7.信道幅度增益标准方差。 x 上述七个参数是通过使重要的信道特性尽量匹配而得到的，但由于实际信道是时变的，信道的数学模型很难与实际信道的所有特性相吻合，获取以上参数值只能选用信道以下的几个主要特征来衡量: 平均时延扩展; 均方根时延扩展; 主要径数目; 功率延迟分布。 其中主要径的取法通常为取功率大于最大径功率的10%的径，或取功率和为总功率的85%的径。因此，要确定上述这七个参数，就必须首先求出这些特征参数的统计量，再通过拟合的方法来得到这七个参数的值。由于室内各种信道的环境差异较大，通过拟合得到的参数反映出不同的特点。根据这些差异，IEEE在基于发射机与接收机的平均距离和是否存在LOS分量的基础上归纳出四种不同的实测信道，分别为CM1、CM2、CM3和CM4，它们分别对应于:0,4m的有直达径(视距)的信道(LOS)、0,4m的无直达径(非视距)的信道(NLOS)、4,10m的无直达径(非视距)的信道(NLOS)以及极其密集多径的无直达径(非视距)的信道。表2-3给出了四种不同信道模型的信道特征及参数。 表2-3 IEEE802.15.3a信道模型特性和参数 下面分别给出CM1、CM2、CM3和CM4一次仿真实现的信道冲激响应如图2-5至2-8所示。 图2-5 CM1信道冲激响应 图2-6 CM2信道冲激响应 图2-7 CM3信道冲激响应 图2-8 CM4信道冲激响应 2.5 本章小结 信道的电波传播研究和建模是进行无线通信系统设计的基础。本章从无线通信信道的电波传播特性入手，在此基础上介绍了符合UWB信道特征的路径损耗模 ,,K型和多径衰落模型，包括Rayleigh信道模型、信道模型和信道模型，S,V 信道模型做出改进而提出的然后重点分析了IEEE802.15.3a工作组通过对S,V 四种典型室内信道模型CM1、CM2、CM3和CM4，并且给出了该组模型的信道特性参数和仿真结果。IEEE802.15.3a室内信道模型能很好地反映UWB信道特性，已成为评估UWB物理层技术和系统方案性能的信道仿真平台。 3 MB-OFDM-UWB无线通信系统设计 超宽带技术最初是面向军用领域而开发的，主要应用于军用雷达，早期的超宽带系统被称作是脉冲无线电，采用的是简单的单脉冲调制方式。但自从美国FCC制定了用于民用的UWB技术规范后，单频段单脉冲方式已不能很好的适应该规范，面临了两大问题:一是频谱不能充分利用FCC所规定的部分;二是和现有无线通信系统的兼容问题。针对这些缺点，多频带脉冲调制方式是一种改进的超宽带调制方式。多频带OFDM调制(MB-OFDM)是美国德州仪器公司(TI)首先提出，先后融合了Intel、Mitsubishi、Panasonic、Philips、SONY等多家公司的技术，经过多次修改，目前已成为IEEE802.15.3a任务组高速WPAN物理层的两大主要方案之一的调制方式。 MB-OFDM-UWB方案与传统的OFDM通信方案有很多相似之处，同时又符合美国FCC关于UWB的定义，具有UWB的特点和优点，同时又降低了实现难度，是一种较新的UWB通信实现方案。采用OFDM技术的最大优点就是抗频率选择性衰落和符号间干扰，同时系统采用相互正交的子载波，其频谱相互重叠，既减小了子载波间的干扰又提高了频谱利用率。 本章首先简单分析了OFDM通信系统的基本原理，然后重点研究了MB-OFDM超宽带通信系统设计的有关技术，在融合OFDM和跳频(FH)等技术的基础上，从系统角度构建基于MB-OFDM的超宽带通信系统，最后给出MB-OFDM-UWB通信系统基本参数设置。 3.1 OFDM系统原理 近几年来，随着DSP芯片技术、FFT技术、均衡技术、格栅编码(Trellis Code)技术、软判决技术(Soft Decision)、信道自适应技术等技术的不断发展，使得OFDM技术得到了空前的发展。凭借其抗多径能力强、频谱利用率高等优点，OFDM技术特别适合于多径环境和频率选择性衰落信道中的高速数据传输，已在无线局域网、宽带无线接入网等系统得到广泛应用。OFDM技术将成为下一代移动通信系统的核心技术之一，并被视作B3G/4G未来无线通信网络的物理层关键技术。 OFDM技术的基本原理就是把高速的数据流通过串并转换，分成若干个低速数据流，用多个相互正交的子载波并行传输。由于每个子信道中的符号周期会相对增加，就可以减轻因信道多径时延扩展所产生的时间弥散性对系统造成的影响。同时还可以在OFDM符号之间加入采用循环前缀的保护间隔，只要保护间隔大于信道的最大时延扩展，就可以最大限度地消除由多径带来的符号间干扰(ISI)。而 且由于OFDM系统各个子载波相互正交，这样就避免了子载波间的相互干扰。如图3-1所示，从频域上看，OFDM的每个子载波的频谱都是Sinc函数，并且在任一子载波的中心频率处，其余子载波的采样值为零，不产生载波间干扰(ICI)，同时各个子载波的频谱相互重叠，提高了频谱利用率。OFDM系统的另一个主要优点是可以利用IFFT/FFT来实现调制和解调。 图3-1 OFDM信号频谱示意图 3.1.1 OFDM系统模型 一个OFDM符号是由多个经过调制的子载波叠加而成，每个子载波都可以受到 TdNPSK或者QAM符号的调制。假如用表示子信道个数，表示OFDM符号宽度，i f()表示分配给每个子信道的数据符号，表示第0个子载波的载i,0,1,？,N,1c t,t波频率，，则从开始的OFDM符号的复等效基带信号表达式rect(t),1,t,T/2s 为: N,1,，，Ti,,,,drectttexpj2ftttttT,,，,,,，，，,,,,,,,(3-1) iscsss,,s(t),2T,,,,,，，i,0, 0tt或tTt,,，,ss 其中实部和虚部分别对应于OFDM符号的同相和正交分量，在实际中可分别与相应子载波的cos分量和sin分量相乘，构成最终的子信道信号和合成的OFDM符号，图3-2给出了OFDM系统基本模型框图。 图3-2 OFDM系统基本模型框图 在OFDM系统中，每个子载波在一个OFDM符号周期内都包含整数倍个周期，而且相邻子载波间相差一个周期，因此各个子载波间满足正交性，即: T,1mn,1,,,exp(jt)exp(jt)dt,, (3-2) ,nn,,0mnT,0 T式(3-2)中，为一个OFDM符号周期。 OFDM系统这种子载波间的正交性也可以从频域的角度来理解。根据式(3-1)可知，在每个OFDM符号周期T内包含多个非零的子载波，可将其频谱看作为周期 ,为T的矩形脉冲与位于各个子载波频率上的函数的卷积。矩形脉冲的频谱幅值为Sinc函数，这种函数在频率为1/T整数倍的位置上的值为零，因此，在每一个子载波频率的最大值处，其它子载波的频谱值恰好为零。由于在对OFDM符号进行解调时，需要计算这些点上所对应的每一子载波频率的最大值，因此能从多个相互重叠的子信道频谱中提取出每个子信道的符号，而不会受到其它子信道的干扰。 一个OFDM符号是由多个经过星座映射和载波调制的子载波信号的和组成，每个子 载波 都可 以选 用PSK或QAM的调 NN制方式。若一个OFDM符号由个相互正交的子载波构成，则就在这个子载波 ,,,上调制了路并行数据。设串行的高速二进制比特流为，经过串并转换和星Ni XXn座映射后得到的N路子信号为()，是第路经过星座映射n,0,1,？,N,1nn j2,f后的离散复信号，若每个基带子载波的形式为，其中f为子载波频率，则OFDMe 的带通符号可表示为: N,1,j2(f，n,f)tcs(t),Xe0,t,T, (3-3) n n,0 TX其中，为分配给每个子信道的数据符号，为一个OFDM符号的周期，n T为子载波的频率间隔，为复数符号序列,,的时,f,1/T,1/NTX,X,？,Xss01N,1 f间间隔，N为子信道数目，为载波频率。可以得到典型的带通OFDM信号为: c N,,1jfnft,2(，,)cs(t),Xe0,t,T (3-4) m,,mn,mn,,,,0 Xmn其中，为第个OFDM符号的第个子信道上传输的数据符号。 m,n OFDM系统的一大优点就是可以利用快速傅里叶变换技术实现调制与解调，从而可以大大简化系统实现的复杂度，为方便分析，这里考虑第个OFDM符号m,0的情况，得到OFDM的等效基带信号为: N2,,jnft (3-5) s(t),Xe0,t,T,n,0n ss(t)s(t)对以的速率进行抽样得到的抽样信号为: T/Nk nkN,1,j2kTNs,s(),Xe0,k,N,1 (3-6) ,knNn,0 sX从式(3-6)可以看出，实际上等效为对进行IDFT运算。同样在接收端，kn Xs为了恢复出原始数据符号，可以对进行逆变换，即进行DFT运算得到: nk nkN,1,,j2NX,se0,n,N,1 (3-7) ,nk k,0 根据以上分析可以看到，OFDM系统的调制和解调可以分别用IDFT/DFT来实 XsN现。通过点的IDFT运算把频域数据符号变换为时域数据符号，经过载波nk s调制后发送到无线信道中。其中每一个IDFT输出的数据符号都是由子载波叠加k 而成的，即对连续的多个经过调制的子载波的叠加信号进行抽样得到的。而且在实际的OFDM系统中，可以采用更加方便快捷的IFFT/FFT来实现。通常情况下，当N较小时，即子载波数较小时，如时，使用DFT的数字滤波器组来替代FFTN,32 N较大时，如时，则用FFT实现在计算方面更加有效。 的实现，而当N,32 无线信道中的多径时延扩展往往会导致符号间干扰(ISI)。单载波系统一般采用均衡技术来克 服，但当信道时延 扩展较严重而符号 速率很高时，均衡 器的结构就会变得 相当复杂，大大 增加了系统的实现 难度。而采用OFDM技术的一个最主要的原因就是它可以有效地对抗多径时延扩展。OFDM技术通过把输入的二进制数据流串并转换到N个并行的子信道中，使得每个用于调制子载波的数据符号周期可以扩大为原始数据符号周期的N倍，因此时延扩展与符号周期的比值也同样降低了N倍。但是连续地发送多个OFDM符号，在多径时延的影响下会产生符号间干扰(ISI)，为了最大限度地消除符号间干扰，就要在经IFFT调制后的每个OFDM符号之前插入保护间隔(Guard Interval，GI)，并且保护间隔的 T长度一般要大于无线信道的最大时延扩展，这样一个符号的多径分量就不会g 对下一个符号产生干扰。在此保护间隔内，可以不插入任何信号，只是作为一段空闲的传输时段，但是在这种情况下，由于多径传播的影响，会产生载波间干扰(ICI)，即破坏了子载波之间的正交性，不同的子载波之间产生干扰，这种情况可由下图3-3解释。正如图3-3所示，由于多径效应，第二个子载波到达时间有一定的时延，若采用空白的保护间隔，必然会破坏第二个与第一个子载波之间的正交性，从而引入了载波间干扰(ICI)。 图3-3 空白保护间隔对子载 波间产生的干 扰 为了消除由于多径所造成的ICI，一种有效的解决办法是在OFDM符号的保护 N间隔内插入循环前缀(Cyclic Prefix，CP)，即将经IFFT调制后的后个数据g插入到发送数据之前，再经并串转换后发送出去，如图3-4所示。这样就可以保证在FFT周期内，OFDM符号的延时副本内所包含的波形周期个数也是整数，从而使时延小于保护间隔的时延信号不会在解调过程中产生ICI。由于采用了循环前缀，信道和输入数据的线性卷积变为循环卷积，从而使信道由一个宽带频率选择性信道变为多个并行的平坦衰落信道，可以实现简单的频域一阶均衡。 图3-4 循环前缀插 入示意图 3-5 OFDM系统模型框图 图 加入保护间隔的基于IFFT的OFDM系统模型框图如图3-5所示。输入的高速串行二进制数据流首先经串并转换后被转换成路并行的低速数据流，然后进行N 映射，通常采用PSK或QAM映射，再利用N点IFFT完成OFDM调制，得到OFDM信号离散样点，再进行并串转换，插入循环前缀。离散的OFDM信号经过数模转换(D/A)后形成连续波形。经多径信道传播后，接收机首先对接收信号进行模数转换(A/D)，得到信号的离散样点序列。根据同步捕获的结果来去除循环前缀，再经串并转换后采用N点的FFT来完成OFDM信号的解调，从而恢复出N路并行数据，然后经并串转换输出二进制串行数据流。 3.1.2 OFDM系统特点 OFDM技术解决了如何让具有较高传输速率的数据在较大多径时延信道上传输的问题，已经得到了人们的广泛关注。其有着单载波和传统多载波系统所没有的优点，而且在解决无线通信系统的问题上有着其独特的优势。OFDM技术的主要优点有: 1.频谱利用率高 OFDM系统的频谱利用率很高，其频谱效率比串行系统高了近一倍，这一点对频谱资源日益紧张的无线通信环境显得尤为重要。由于OFDM系统中的各个子载波之间相互正交,且相邻子载波相互重叠，因此OFDM系统可以最大限度的利用频谱资源，其频谱利用率在理论上可以接近奈奎斯特极限。 2.抗干扰和衰落能力强 OFDM技术通过串并转换将高速率串行数据流转换为多路并行的低速率数据 T,流，这样就使调制符号的有效持续时间远大于信道的最大时延扩展，减小max了系统对信道时延的敏感度，可以大大减小ISI，同时在OFDM符号前插入采用循环前缀的保护间隔，可以很好地克服多径效应引起的ICI，从而保持了子载波之间的正交性。而且OFDM技术将信息通过多个子载波传输，通过子载波的联合编码，可以达到子信道间的频率分集作用，增强了对信道快衰落的抵抗力。 3.适应高速动态传输 通过信道估计技术，OFDM技术可以采用自适应的调制机制使不同的子载波可以按照信道环境的不同使用不同的调制方式。当信道条件好时，可以采用效率高的调制方式;当信道条件差时，可以采用抗干扰能力强的调制方式。而且可以采用OFDM加载算法，将更多的数据集中放在条件较好的信道上以高速率进行传输。 系统非常适合高速率动态数据传输。 因此，OFDM 4.系统结构简单 OFDM系统本身就具有良好的抗多径能力和直观的信道估计方法，因此无须设计单载波系统所需的复杂均衡器。通常情况下只需采用一个简单的算法就能使每个子信道上的均方误差得到最小化，若采用差分编码甚至可以完全不用均衡。而且随着大规模集成电路与DSP技术的发展，IFFT和FFT的实现变得非常容易。因此，采用IFFT/FFT技术快速实现OFDM信号的调制和解调可以大大降低OFDM系统的实现复杂性，更进一步推动了OFDM技术的应用和发展。 5.易与其它多址方式相结合 OFDM系统易于构成OFDMA(正交频分多址)系统，并能与其它多种多址方式相结合使用，其中包括多载波码分多址MC-CDMA、OFDM-TDMA以及跳频OFDM等，使得多个用户可以同时利用OFDM技术进行信息的传输。 虽然OFDM系统具有上述几大优点，但也并非完美。由于其采用的是多载波调制机制，会使得OFDM信号在传输过程中存在着一些劣势，主要表现在以下两方面: 1.对频偏和相位噪声敏感 对于OFDM系统，如果射频收发载频不一致或多普勒频移影响而使发射机和接收机的频率偏移比较大，将会使子载波间的正交性下降，从而引起ICI，影响系统性能，因此如何在接收端进行准确的频偏估计，对OFDM系统来说是一个尤为重要的问题。同样,相位噪声也将导致频率扩散引起ICI，所以OFDM系统对频率偏差较为敏感，是其主要的缺点之一。 2.峰均比较大 OFDM信号是由多个相互正交的子载波信号组成，而这些子载波的信号是由不同的调制符号单独调制，这样就使这些子载波信号的相位随着传输数据序列的变化而变化。而OFDM信号是这些正交子载波信号的总和，对某些数据，这些子载波可能同相，幅度就会相加，从而产生了很高的峰值幅度，导致出现较大的峰均比。这样就对射频放大器的线性范围提出了很高的要求。如果放大器的线性部分的动态范围不能满足要求，则当大的峰均比信号通过放大器时会有很大的频谱扩展和 带内失真，严重恶化了系统性能。 因此，频偏估计和降低OFDM信号的峰均比成为OFDM系统的关键技术，如何解决这两种关键技术成为了制约OFDM系统性能的一大因素。 3.2 MB-OFDM-UWB系统基本原理 在美国FCC对UWB信号的最新定义中，只对其频谱使用范围作了限定，要求瞬时信号的绝对带宽不小于500MHz，或相对带宽大于0.2，而对UWB信号的形式没有具体限制，因此利用OFDM技术实现UWB系统成为一个重要的发展方向。 MB-OFDM-UWB系统结构采用基于时频交织(TFI，Time-Frequency Interleaving)的OFDM(TFI-OFDM)方案，该方案由美国德州仪器(TI)公司首先提出，先后融合了Intel、Mitsubishi、Panasonic、Philips、SONY等多家公司提案的技术，经过多次修改，成为了IEEE802.15.3a任务组高速WPAN物理层的两大主要方案之一，并已成为MBOA联盟事实上的标准。MB-OFDM-UWB系统与传统OFDM通信系统有很多相似之处，同时又符合美国FCC对UWB有关的定义，具有UWB的特点和OFDM的优势，是一种比较新的UWB通信系统实现方式。 在MB-OFDM-UWB系统中，将整个UWB的3.1,10.6GHz频段分成若干个大于500MHz的子频带，在每个子频带内使用多载波OFDM调制，每一个子频带信号即为一个OFDM信号，OFDM合成信号在不同的时间调制不同中心频率的载波，从而在不同的子频带内传播，并且OFDM合成信号的产生方法和传统OFDM系统类似，只是在符号长度、子载波间隔、循环前缀长度等具体参数上与传统OFDM系统由较大差别。3.3 MB-OFDM-UWB系统设计 MB-OFDM-UWB方案融入了OFDM、扩频与交织、跳频(FH)等多种机制，保证了在多径衰落信道上实现高速数据的可靠传输，这种系统方案在提高频谱利用率的同时，减小了对其它窄带系统的干扰，而且这种方案具有灵活的数据传输速率和较好的可扩展性。 根据美国FCC对UWB信号的定义，本文设计的MB-OFDM-UWB系统将3.1,10.6GHz的频段划分成14个528MHz的子频带，在此基础上定义了四个含有三个子频带和一个含有两个子频带的频带组，如图3-6所示。将整个频段分成较小的子频带可以降低接收机的复杂度，同时减少射频端的功率消耗，降低了系统成本，且使频谱更具弹性。虽然美国FCC定义的UWB频段为3.1,10.6GHz，但在现有射频CMOS的技术下，并不能有效利用4.8GHz以上的频段，因为其带来的设计复杂度以及功耗并不能产生合理的效能增益。因此，在目前条件下3.1,4.8GHz频段被看 作是UWB初步应用的最有效频段。在实际中，暂时先在最低频带组的三个子带上实现方案，即3.168,4.752GHz的三个子带，称为模式1。 图3-6 MB-OFDM-UWB系统频谱划分示意图 在MB-OFDM-UWB系统中采用了时频交织(TFI)，是其核心技术之一。通过该 符号在不同的时间调制在不同中心频率的载波上，从而实现在不同的技术将OFDM 子频带上传输信号。在系统中定义了七组时频码，其中包括四组跳频和三组定频(Fixed-Frequency)模式，通过跳频模式可以减小两个未经协调的微微网(Piconet)之间的干扰，不同的时频码用来区分不同的Piconet，表3-1列出了7种周期为6个符号的时频码，这7个TFC中的1，2，3表示模式1中的三个带序号，而且在每个Piconet传送的数据帧中采用不同的OFDM前导(preamble)符号且不同Piconet的OFDM前导符号之间相互正交，OFDM前导(preamble)符号主要用于同步、载波频偏恢复和信道估计。 TFC序号 类型 前导类型 子带序号 1 TFI 1 1 2 3 1 2 3 2 TFI 2 1 3 2 1 3 2 3 TFI 3 1 1 2 2 3 3 4 TFI 4 1 1 3 3 2 2 5 FFT 5 1 1 1 1 1 1 6 FFI 6 2 2 2 2 2 2 7 FFI 7 3 3 3 3 3 3 表3-1 6符号时频码 图3-7 子带时频交织实例 在MB-OFDM-UWB系统中，每个OFDM符号要根据时频码在不同的子带间进行交织，图3-7给出了在模式1中的三个子带进行时频交织的实例。从图中可看出，第一个OFDM符号在子带1上传输，第二个OFDM符号在子带3上传输，第三个OFDM符号在子带2上传输，第四个OFDM符号重新在子带1上进行传输，以此类推。循环前缀(CP)插在每一个OFDM符号的开头，而保护间隔(GI)则加在每个OFDM符号之后。时频交织的结构使得所有子带和数据传输只需单个RF发送和接收链，保护间隔确保发送和接收时有足够的时间转换至下一个子带。 基于时频交织(TFI)技术的MB-OFDM-UWB无线通信系统发射机结构如图3-8所示。在基带部分仍然采用了OFDM技术，来对抗室内密集多径时延和充分收集室内密集多径信道条件下的信号能量，提高频谱利用率，信号的产生方法与传统OFDM系统类似，主要区别是前缀与FFT长度、子载波间隔等参数不同，并且是由时频码来确定发送每一个OFDM符号的中心频率。 图3-8 MB-OFDM-UWB系统发射机结构 系统发射端数据传输采用基于包的突发结构，可以兼容其它的MAC层协议，同时这也有利于高速无线多媒体通信。其中每个包的最前面是前导符(Preamble)，用于包检测、帧同步、信道估计。在其后紧跟的依次是物理层包 (PHY Header)、媒体接入控制层包头 (MAC Header)、头校验序列(HCS)、帧头 体(Frame Payload)、帧校验序列(FCS)、尾比特 (Tail Bits)、填充比特 (Pad Bits)等。如图3-8所示，接下来它们将进行卷积编码与交织、QPSK映射、插入导频，然后再进行128点的IFFT产生基带调制信号，这些基带调制信号再加上循环前缀和保护间隔后生成所需的OFDM符号，经过数模转变换(D/A)形成基带模拟信号分别调制由时频码产生的不同载波，最后经天线发射出去。 UWB信道是典型的室内密集多径信道，信道的最大时延扩展达到了200ns以上，可分辨的多径数目也高达百条，因此在接收端需要考虑如何来避免多径干扰并从多径中收集最多的能量。目前已有多种的实现方法，如跳频结合RAKE接收技术、最大似然接收机等。接收是发射的逆过程，与发射机相对应的接收机结构如下图3-9所示。 图3-9 MB-OFDM-UWB系统接收机结构 在接收端天线将接收到的射频信号经过前选滤波器和宽带低噪声放大器后进行下变频，解调由时频码产生的本地载波，经低通滤波后，进行模数转换(A/D)变成基带OFDM信号。接收机从这些数据包中要获取两方面的信息:一方面获取和信道有关的信息来进行信道估计，得到信道时频冲激响应和最佳信号处理时间;另一方面获取包同步、载波同步和定时信息，来进行载波同步和符号相位跟踪。然后将接收到的OFDM符号在去除循环前缀和保护间隔后进行FFT，再经过星座逆映射、解交织、维特比译码、解扰等，最后输出相应数据。 本系统基带部分仍然采用了OFDM技术，OFDM合成信号的产生方法和传统OFDM系统类似，都需要在进行IFFT调制后加入循环前缀和保护间隔，因此如何选择FFT点数、循环前缀和保护间隔长度等这些参数使系统性能得到最优化是我们必须要 考虑的。循环前缀的长度决定着捕获多径能量的大小，且其捕获之外的多径能量将产生ICI，因此循环前缀的长度应能使收集到的多径能量最大，并使损失的多径能量产生的ICI最小。过长的循环前缀会使系统开销增大，可通过增加子载波数来降低开销，但子载波数的增加又加大了IFFT/FFT的复杂度，同时相邻子载波的间隔也将减小，为了在循环前缀长度和FFT复杂度之间获得最佳平衡，本文选取的循环前缀长度为60.61ns，同时采用128点的FFT，使用128个子载波，其中100个数据子载波，12个导频子载波以及16个空子载波。另外本文选取的保护间隔长度为9.47ns，这确保了发送和接收机有足够的时间转换至下一个子载波信道，便于载波频率切换。整个MB-OFDM-UWB系统的基本参数如下表3-2所示。 表3-2 MB-OFDM-UWB系统参数 3.4 本章小结 第4章 MB-OFDM-UWB系统抗干扰研究 UWB技术是采用频谱重叠技术与其它无线通信系统共享频谱资源，而并非去寻找新的频谱资源，这是其与传统无线通信技术的本质区别。并且UWB系统占据了非常大的频谱带宽，这就不可避免的造成了其与共存的窄带系统之间的相互干扰问题。虽然UWB系统的发射功率受到了严格的限制，其对窄带系统几乎不会造成干扰，但是窄带系统相对较高的信号功率会对UWB系统产生严重的干扰，如果 系统将无法正常工作。 不能有效地克服窄带干扰，UWB 因此，近年来人们对UWB系统的抗窄带干扰技术进行了大量的研究，主要是从时域、频域、功率、空间和编码等角度来提高UWB系统的抗干扰能力。现有的有关UWB窄带干扰抑制的研究多为针对DS-UWB系统，主要方法有:优化脉冲波形设计、平滑功率谱密度(PSD)、陷波设计等，但针对MB-OFDM-UWB系统抗窄带干扰技术的研究却不多，目前国内外关于MB-OFDM-UWB系统的抗窄带干扰技术主要为:起到频率分集作用的信道编码技术，但在高速UWB情况下效果不理想，且接收端译码算法比较复杂;关闭某些子载波或一个子带来躲避干扰，这种方法只是被动的躲开干扰;采用模拟陷波滤波器来削弱干扰，这种方案加大了系统开销，且在高频条件下这种滤波器计算复杂度较高;采用多接收天线技术，以起到空间分集的作用。 窄带干扰带宽相比UWB系统整体带宽来说非常窄，而且其功率比UWB信号功率来说相对较大，因此，我们可以考虑将窄带干扰分摊到UWB系统的整个带宽上，这样一来就可以提高UWB系统的抗干扰能力。针对这一思想，本章从频率分集的角度出发，提出一种正交扩展交织编码的抗窄带干扰的技术。该技术将OFDM与Hadamard正交序列结合起来，通过Hadamard正交序列将传输信息比特扩展到子带内的所有子载波上，这样每个子载波在一个OFDM符号内包含了多个数据比特信息，再将扩展信号在各子带间进行交织，充分利用了系统各个子带、子载波的频率分集性。当窄带干扰影响了一部分子载波的数据时，我们还可以从其他未被影响的子载波获取正确的数据，从而有效克服系统的窄带干扰。 4.1 正交扩展交织抗干扰原理 在上一章中本文所设计的MB-OFDM-UWB系统将UWB的频段划分成N(14)个 M子频带，每个子频带的带宽为528MHz，同时又将每个子频带分成了(128)个 子载波，构成了一个OFDM子系统。为了提高系统的抗窄带干扰能力，在对传输数据进行IFFT调制之前，需要对其进行正交扩展交织编码，然后在进行IFFT调制。加入正交扩展编码后的抗干扰MB-OFDM-UWB系统框图如下图4-1所示。每个子频带M的路编码比特流被正交序列扩展到相应子带的所有子载波上，从而形成扩展信号，然后再在子带间进行交织。 图4-1 抗干扰MB-OFDM-UWB系统复基带等效框图 第nx个子频带传输的QPSK映射比特流()，n,0,1,？,N,1,i,0,1,？,M,1n,i ~ts经正交扩展交织编码后得到数据比特流，然后经IFFT调制得到复基带信号n,in可表示为: M,1,~ texp(j2f)(t,T)0,t,T，T,,,n,in,icppcps(t),,ni,0(4-1) ,0TTtTTT，,,，，pcppcpg, xn其中，包含第个子带的传输比特流、导频信号和信道自适应均衡训练n,i fn序列符号，是第个子带的第i个子载波频率，各子载波的间隔为,f，n,i TTT,1/,f为OFDM信号的持续时间，然后加入循环前缀和保护间隔后形成了cpgp 所需长度的OFDM符号，再经并/串转换、数/模转换得到复基带信号s(t)，最后Nn路复基带信号在UWB信道上合并传输。实际在信道传输的信号和复基带信号的关系为: N,1,, (4-2) ,,S(t)Res(tnT)exp(j2,ft),,,RFnsn,,n,0 fTn其中，是第个子带的中心频率，是符号间隔。 ns AM用矩阵表示一个阶的正交变换扩展矩阵如下所示: aa？a，，0,00,10,M,1 ,,aa？a1,01,11,M,1,,A,,,？？？ ,,aa？aM,1,0M,1,1M,1,M,1，， (4-3) TA因矩阵为正交阵满足，且将经过QPSK映射形成的传输数据比特流AA,Exn,i X用矩阵表示如下: xx？x，，0,00,10,M,1 ,,xx？x1,01,11,M,1,, (4-4) X,,,？？？ ,,xx？xN,1,0N,1,1N,1,M,1，， 每个子载波的QPSK映射比特流x在经IFFT调制之前，先要由正交变换矩阵n,i AT扩展到该子带的所有子载波中，形成新的扩展比特数据流，用矩阵表示: T,XA M,1M,1M,1，，xaxa？xa ,,,0,kk,00,kk,10,kk,M,1,,k,0k,0k,0,, M,1M,1M,1,,xaxa？xa,,, 1,kk,01,kk,11,kk,M,1,,,k,0k,0k,0,, ？？？,,M,1M,1M,1 ,,xaxa？xa,,,N,1,kk,0N,1,kk,1N,1,kk,M,1,, ，，k,0k,0k,0 tt？t，，0,00,10,M,1 ,, tt？t1,01,11,M,1,,, (4-5) ,,？？？ ,, tttN,1,0N,1,1N,1,M,1，， M,1 t,xa其中， (4-6) ,n,in,kk,i k,0 X从式(4-5)中我们可以看到，经QPSK映射后的传输数据比特矩阵在经正 Tt交扩展变换后得到的扩展信号矩阵中的每一个元素都包含了原数据比特矩n,i XMXn阵中的第行的所有个比特信息，同时原数据比特矩阵中的每一个比特 TMxn信息都被扩展到了矩阵中第行的个元素中。 n,i 为了在所有子带范围内获得频率分集的效果，我们需要将扩展后的数据符号 在所有子带内进行交织，将扩展信号矩阵中的符号 ，重新组合成长度为的序列: t(n,0,1,2,？,N,1,i,0,1,2,？,M,1)N，Mn,i (4-7) ˆˆˆˆˆT,tt？t？t,,ˆ01M,1N,M,1T再在序列中 ,,,tt？t？tt？t0,00,10,M,1N,1,0N,1,1N,1,M,1进行交织，重 新形成新的信号矩阵如下所示: ~~~tt？t，，0,00,10,M,1,,~~~tt？t~1,01,11,M,1,,T,,,？？？ ,,~~~tt？t,,N,1,0N,1,0N,1,M,1，， ˆˆˆ，，tt？t0NN(M,1),,ˆˆˆtt？t1N，1N(M,1)，1,,,,,？？？ ,,ˆˆˆtt？t，，N,12N,1N,M,1 tt？t，，0,0，，NM,1,N,,,,，，，，，，Floor,ModN,MFloor,ModM,1,N,M,,,,,,MM,,,,,,tt？t0,1，，N，1M,1,N，1,,,,，，，，，，Floor,ModN，1,MFloor,ModM,1,N，1,M,,,,,,MM,,,,,,,？？？,,tt？t,,N,1,M,1N,12N,1,,,,Floor，，,ModN,1,MFloor,Mod，，2N,1,M,,,,,,MM,,,,，，(4-8) 其中 ~ˆ (4-9) t,t,tn,iiN，niN，n,,Floor,Mod，，iN，n,M,,M,, 这些数据流再由相应子载波调制成复基带信号 ss？s，，0,00,10,M,1 ,,ss？s1,01,11,M,1 (4-10) ,,S,,,？？？ ,,ss？s N,1,0N,1,1N,1,M,1，， 其中 M,1ki~stj,exp(2,) (4-11) ,n,inkMk,0 n,0,1,2,？,N,1,i,0,1,2,？,M,1。 调制得到的复基带信号需要再经过并/串转换、数/模转换形成信号Ss(t)后，通过UWB等效信道传输，在接收端得到的接收信号可表示为: c(t) r(t),s(t),c(t)，z(t) (4-12) ,其中，表示信号卷积运算，表示UWB等效信道冲击响应，信道的加性高c(t) 斯白噪声(AWGN)和窄带干扰总和用表示。 z(t) 接收端经模/数转换、串/并转换后得到各子带中相应子载波的接收信号矩阵为: T (4-13) R,S,C，N，J 其中，为矩阵的循环卷积， , rr？r，，0,00,10,M,1 ,,rr？r1,01,11,M,1,, (4-14) R,,,？？？ ,,rr？rN,1,0N,1,1N,1,M,1，， 表示接收信号矩阵， cc？c，，0,00,10,L,1 ,,cc？c1,01,11,L,1 (4-15) ,,C,,,？？？ ,,cc？c N,1,0N,1,1N,1,L,1，， L表示N个子带的多径信道离散冲激响应矩阵，是子带信道的多径数目， nn？n，，0,00,10,M,1 ,, nn？n1,01,11,M,1,,N, (4-16) ,,？？？ ,,nn？nN,1,0N,1,1N,1,M,1，， 表示信道加性高斯噪声矩阵， jj？j，，0,00,10,M,1 ,, jj？j1,01,11,M,1,,J, (4-17) ,,？？？ ,, jj？jN,1,0N,1,1N,1,M,1，， 表示信道窄带干扰矩阵。 再经FFT基带解调后得到: ~~~TU,T,C，N，J (4-18) 其中 uu？u，，0,00,10,M,1 ,,uu？u1,01,11,M,1,, (4-19) U,,,？？？ ,,uu？uN,1,0N,1,1N,1,M,1，， 是经基带解调后的信号矩阵， ~~~nn？n，，0,00,10,M,1 ,,~~~nn？n~1,01,11,M,1 (4-20) ,,N,,,？？？ ,,~~~nn？n N,1,0N,1,1N,1,M,1，， 是经解调后各子信道的加性高斯噪声矩阵， ~~~，，jj？j 0,00,10,M,1,,~~~jj？j~ (4-21) 1,01,11,M,1,,J,,,？？？ ,,~~~jj？j,,N,1,0N,1,1N,1,M,1，， 是解调后各子信道中的窄带干扰矩阵。 再经过解交织，得到阶信号矩阵: N，M uu？u，，0,01,0M,1,,Mod(M,1,N),Floor,,,,N,,,,uu？uMM，12M,1,,,,,,~Mod(M,N),FloorMod(M，1,N),FloorMod(2M,1,N),Floor,,,,,,,,NNN,,,,,,U,,,？？？,,uu？u,,N,1,M,1(N,1),M(N,1),M，1,,,,Mod((N,1),M,N),FloorMod((N,1),M，1,N),Floor,,,,,,NN,,,,，，~~~uu？u，，0,00,10,M,1 ,,~~~uu？u1,01,11,M,1,,,,,？？？ ,,~~~uu？uN,1,0N,1,1N,1,M,1，， (4-22) ~其中， (4-23) u,u。ni,nMi，,,ModnMiNFloor(，,),,,N,, 最后再由正交变换矩阵解扩，得到接收端的输出信号为: ~TY,UA M,1M,1M,1，，~~~ uaua？ua,,,0,kk,00,kk,10,kk,(M,1),,k,0k,0k,0 ,,M,1M,1M,1~~~,, uaua？ua,,,1,kk,01,kk,11,kk,(M,1),,,k,0k,0k,0 ,,？？？,,M,1M,1M,1 ~~~,,uaua？ua,,,(N,1),kk,0(N,1),kk,1(N,1),kk,(M,1) ,,，，k,0k,0k,0 yy？y，，0,00,10,M,1 ,,yy？y1,01,11,M,1,,, (4-24) ,,？？？ ,,yy？yN,1,0N,1,1N,1,M,1，， M,1~y,ua,n,0,1,2,？,N,1,i,0,1,2,？M,1。其中，,n,in,kk,ik,0 下面我们假设系统中有4个子带，每个子带有8个子载波，即以，N,4M,8为例，来说明MB-OFDM-UWB系统正交扩展交织编码的整个过程。下图4-2所示是正交扩展和交织的过程，首先按照式(4-6)的扩展方法，用正交扩展矩阵将第 个子带中传输的每一路数据扩展到第个子带的8个子载波中，同时nn(n,0,1,2,3) 每一个子载波中也包含了第个子带中传输的8路数据。随后将4个子带中的扩展n 符号按一定规律进行相互交织，即将每一子带的8个扩展符号按先后顺序分配到各个自带中去。 图4-2 正交扩展和交织图 在接收端需要进行解交织和解扩展如下图4-3所示。先在接收端经过射频解调和基带解调后生成4个子带的基带符号，然后这4个子带中的32个符号按交织的逆过程进行解交织，最后再进行解扩展得到系统的输出数据。用下式(4-25)来表示解扩展的过程。 7 (4-25) y,ua,，，n,i,,,,8nk8nk，,,,,Mod(8nk,4),FloorFloor,i,k044,,,, 其中，;。 n,0,1,2,3i,0,1,2,3,4,5,6,7 图4-3 解交织与解扩展过程图 4.2 正交扩展变换矩阵 常见的能用于正交扩展的矩阵除Hadamard矩阵外，还有离散余弦变换(DCT)矩阵和P4矩阵，下面我们对这些矩阵做简单介绍为后续的仿真分析作准备。 1.Hadamard矩阵 一阶和二阶的Hadamard矩阵分别定义为: H,11 (4-26) ，1，1，， (4-27) ,H2,,，1,1，， M阶的Hadamard矩阵可通过下式得到: HH，，M/2M/2H, (4-28) M,,HH,M/2M/2，， 从上式我们可以得到4阶和8阶的Hadamard矩阵: ，1，1，1，1，， ,, HH，1,1，1,1，，22,,,,H4,, (4-29) ,,H,H，1，1,1,122，，,, ，1,1,1，1，，HH，，44 ,H,,8,HH，， 44 ，1，1，1，1，1，1，1，1 ，， ,, ，1,1，1,1，1,1，1,1,, (4-30) ,,，1，1,1,1，1，1,1,1 ,, ，1,1,1，1，1,1,1，1,,, ,,，1，1，1，1,1,1,1,1 ,, ，1,1，1,1,1，1,1，1,, ,,，1，1,1,1,1,1，1，1,, ，1,1,1，1,1，1，1,1,,，， 从上述几式中我们可以看到Hadamard矩阵的任何两行或两列都是相互正交 T的，即。 HH,M,IMM 2.DCT矩阵 DCT矩阵可定义为: 1,m,1,n,1,2,？,M ,,M(m,n),D,(4-31) 2(m,1)(2n,1),,cosm,2,？,M,n,1,2,？M,M2M , T同样DCT矩阵的任何两行或两列也是相互正交的，即DD,I。 3.P4矩阵 M阶P4矩阵可由下式得到: pp？p，，20M M,M,,pp？p21 (4-32) 1M，1M,M，1,,,P,,？？？ M ,,pp？p 2,,M,12M,1M,1，， 其中， 2，，k (4-33) ,，pexpj(k),k,,2M，， T同样，P4矩阵也是正交阵，。 PP,I 4.3 系统性能分析与仿真 UWB商业化之路的最大障碍之一就是其它窄带无线通信系统对其的干扰，如何提高UWB系统的抗窄带干扰能力是我们必须解决的问题。在前面4.1节中本文针对MB-OFDM-UWB系统研究了一种正交扩展交织编码的抗窄带干扰技术， 本节将对引入该技术的MB-OFDM-UWB系统的抗窄带干扰能力进行理论研究，并通过仿真来验证理论分析的正确性。 4.3.1 常见干扰信号模型 1.宽带干扰 宽带干扰是一个零均值的宽平稳高斯过程，若假设干扰信号的功率为，带J宽为，则其具有平坦的功率谱密度 W JJ,0 (4-34) W 2.部分频带干扰 在通信过程中，绝大部分的干扰一般只存在于系统的部分频带上，若设系统的带宽为，干扰信号功率为，则部分频带干扰的功率谱密度为: WJ JJ,0,受干扰频带, (4-35) (),Jf,,,W ,0其它 , J其中，是干扰因子，为受干扰带宽占整个系统带宽的比例，为干,(0,,,1)0扰信号在整个系统频带内的平均功率谱密度。 3.多音干扰 由多个不同功率和频率并且相位随机的单频信号组成，并按某种规律分布在系统频带上，可用下式表示: K,1 (4-36) J(t),2,cos(2,ft，,),kkk k,0 2K,,其中，为频率个数;是统计独立的高斯随机变量，均值为零，方差为;kk 是多音干扰频率;是多音干扰的相位，服从上的均匀分布。当多音f,(0,2,)kk 干扰只有一个频率干扰时即变为单音干扰。 4.脉冲干扰 脉冲干扰时间很短，但干扰功率很大，对数字通信系统的影响非常大，其可 建模为: ,/JJ,m0,干扰时刻, (4-37) (),Jf, W,m,0其它时间, 4.3.2 抗干扰性能分析 1.单用户系统性能 首先，考虑内的符号检测问题，其中是符号的持续时(0,T)T,T，T，Tsspcpg间。由式(4-1)得到第个子带的等效传输复基带信号为: n M,1M,1,xaexp(j2f)(tT)0tTT,,,，,,,,k,Mod(iN，n,M)n,icppcpiN，n,,Floor,k,,s(t),,i,0k,0nM,,,0TTtTTT，,,，，pcppcpg, (4-38) 则第个子带的接收信号为: n ,,,,r(t),s(t,)c()d，n(t)，j(t)nnnnn,0 M,1M,1, ,xac,(),exp(j2,f)(t,,,T)d,，n(t)，j(t),,kModiN，nMnicpnn,(,),iN，n,,,0Floor,k,,,,i0k0M,, (4-39) j(t)其中，c(t)、n(t)、分别是第n个子带信道的冲激响应、加性高斯噪声和nnn 窄带干扰。 T，Tn假设系统发送和接收端是同步的，则在时刻，第个子带的第m个子pcp载波的输出信号为: T1pu,r(t)exp(,j2,f)tdt (4-40) ,,nmnnm,0Tp 因为 ,1imT,1p (4-41) ,,exp[j2(ff)]tdt,,,,ninm,0,0imT,p 则可将输出信号简化为: M,1~~ (4-42) u,xac，n，j,n,mk,Mod(mN，n,M)n,mn,mn,mmN，n,,Floor,k,,k,0M,, 其中 Tp (4-43) c,c(,)exp(,j2,f,)d,,,nmnnm,0 是第个子带第个子载波信道冲激响应的复系数; nm T1p~n,n(t)exp(,j2,ft)dt ,,(4-44) nmnnm,0Tp 2为基带解调后第个子载波的AWGN，均值为零且方差为; ,(n)mnm, T1p~j,j(t)exp(,j2,ft)dt,,nmnnm ,(4-45) 0Tp 2是基带解调后第个子载波的窄带干扰，均值为零且方差为。 m,(j)nm, 事实上，窄带干扰只存在于一个子带的部分频带上，我们可以假设第个子n 带中有m个子载波存在窄带干扰。由式(4-35)可将第个子带中第个子载nm0 波的窄带干扰建模为: J,00,m,m,1,0 (4-46) J(f),,, , 0else, 其中，J是窄带干扰在一个子带中的平均功率谱密度，,是干扰因子，即受干0 扰带宽与子带带宽之比。 为了简化分析，这里假设信道是高斯的，且所有子载波有相同的AWGN，则通 过式(4-21)、式(4-22)、式(4-24)得到系统输出为: M1,~y,ua,n,in,kk,ik0, M1, ,ua,nMknMk，，,,,,Mod(nMk,N),FloorFloor,i，,,,,k0,NN,,,, M,1M,1M,1M,1~~,xaa，na，ja,,,,n,ll,kk,inM，knM，knM，knM，k,,,,,,,,Mod(nMk,N),FloorFloor,iMod(nMk,N),FloorFloor,i，，,,,,,,,,k,0l,0k,0k,0NNNN,,,,,,,, ˆˆ,x，n，jn,in,in,i (4-47) ~ˆˆ其中，是统计独立的随机过程，分布和方差与相同;也是统计独立的nnjn,in,in,i ~随机过程，分布与相同，但功率谱密度为。 jJn,i0 因此第个子带的误比特率(BER)可表示为 n ,,2Eb,,, (4-48) PQ_nb,,，NJ00,, 其中，是互补误差函数，E是信号比特能量，N是AWGN的功率谱密度。 Q，，xb0 由于MB-OFDM-UWB系统的BER是各子带BER的统计平均，则在各子带信噪比(SNR)和信干比(SIR)都相同的情况下，引入正交扩展交织编码的抗干扰系统(记为AI-UWB)的BER为: ,,2Eb,,,PQ_bAI (4-49) ,,，NJ00,, 对于常规的未引入正交扩展交织编码的MB-OFDM-UWB系统(记为C-UWB)，由于其部分子带(频宽由干扰因子决定)在受到AWGN干扰的同时也受到了窄带干, 扰，且窄带干扰强度为J/,，所以其BER为: 0 ,,,,2E2Ebb,,,,,,P(1)QQ,,， (4-50) _bC,,,,NNJ/,，000,,,, 由于函数是指数下降函数，在常规SIR下，可知: Q(x) P,Pb_AIb_C (4-51) 显然，通过引入正交扩展交织编码提高了MB-OFDM-UWB系统的抗窄带干扰能力，其抗干扰能力(干扰容限)与干扰因子、噪声功率谱密度N成反比，或,,0N越小，干扰容限就越大。另外从式(4-49)和(4-50)还可以看出，当J=000即系统中不存在窄带干扰时，两式相等，这说明正交扩展交织编码对AWGN没有改 善作用，因为AWGN在各个子载波中均匀分布，而正交扩展交织编码并不能改变各子带的AWGN的大小。 2.多用户系统 多用户接入的一种简单方法就是将平行传输数据流分配给所需的用户。xn,i 另一种方法就是将个平行传输数据流看成个数据包，用户根据发送的MMxn,i 数据速率选择一个或多个数据包接入信道。由于,,是统计独立的数据流，而xn,i 扩展矩阵是完全正交的，因此多用户系统的性能分析与上述单用户系统性能分析完全一样，只不过增加了把各个数据包分配给多个用户任务而已。 4.3.3 仿真分析与结论 本节我们采用第二章介绍的IEEE802.15.3a推荐的UWB信道模型对MB-OFDM-UWB系统进行仿真，来验证扩展交织编码对抗窄带干扰的有效性。仿真采用两种不同的信道环境:0,4m的视距信道CM1、0,4m的非视距信道CM2。窄带干扰采用式(4-35)所示的部分频带干扰和式(4-36)所示的多音干扰，系统仿真参数如下表4-1所示。 表4-1 抗干扰系统仿真参数 系统带宽 3.168,4.752GHz f 系统子带数 3 N 系统子带带宽 528MHz Bs 每个子带的子载波数M 128 子载波间隔 4.125MHz ,f OFDM符号持续时间T 242.42ns p 循环前缀持续时间T 60.61ns cp 保护间隔T 9.47ns g 符号间隔T 312.5ns s R子载波编码比特率 3.2Mbit/s 星座图 QPSK 受窄带干扰子载波数m 10 0 首先，研究在Hadamard矩阵下正交扩展交织编码的抗窄带干扰性能。图4-4和图4-5所示分别是在部分频带干扰和多音干扰下，当SNR为10dB时，在高斯信道和CM1、CM2信道下，系统的BER与SIR关系曲线图。从图中我们可以看到，无论是在高斯信道还是CM1信道或是CM2信道下，AI-UWB系统的BER要比C-UWB系统的BER低1,2个数量级。同时也可以看到，为了达到与AI-UWB系统相同的BER性能，C-UWB 系统必须增加5,10dB的SIR作为代价，也就是说AI-UWB系统比C-UWB系统增加了 5,10dB的干扰容限。显然，引入正交扩展交织编码能有效提高MB-OFDM-UWB系统 的抗窄带干扰能力。 图4-4 部分频带干扰下系统 的BER曲线 图4-5 多音干扰下系统的 BER曲线 为了更好 地说明正交扩 展交织编码的 抗窄带干扰性 能，接下来我 们对在不同正 交变换矩阵下 系统的性能进 行仿真比较， 将仿真结果显 示于图4-6和图4-7中。 本资料由论文代写网()整理提供，下载请保留 出处～