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全数字式OTH雷达接收机技术的研究.pdf

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上传者: xl46512 2012-05-08 评分 0 0 0 0 0 0 暂无简介 简介 举报

简介:本文档为《全数字式OTH雷达接收机技术的研究pdf》,可适用于IT/计算机领域,主题内容包含南京理工大学硕士学位论文全数字式OTH雷达接收机技术的研究姓名:吴远斌申请学位级别:硕士专业:电子与通信工程指导教师:是湘全李景文工程硕上学位论支论符等。

南京理工大学硕士学位论文全数字式OTH雷达接收机技术的研究姓名:吴远斌申请学位级别:硕士专业:电子与通信工程指导教师:是湘全李景文工程硕上学位论支论文题目:全数字式OTH雷达接收机技术的研究摘要本论文对全数字式接收机的工作原理和设计方法进行了研究提出了一种先进的全数字式阵列接收机方案可应用于短波超视距雷达(OTH雷达)。该方案利用目前商业上可得到的A/D变换器直接对天线下来的信号进行A/D变换极大地简化了接收机设计而又能获得极佳的性能。变换关键词:全数字式接收机中频采样射频采样超视距雷达数字下AbstractT程硕十学位论文nAbstractThispaperpresentstheprincipleconstitutionanddesignmethodofdigitalradarreceivers.Anadvancedalldigitalarrayreceiverisdevelopedfor姐OverTheHorizonradarapplication.晰thacurrentcommerciallyavailableADCchiptodigitisetheamplifiedsignalfromaHFantennawithouttherequirementofaconventionalreceiver,itgreatlysimplifiedthedesignofarrayreceiver,andcanattainverygoodperformance.Keywords.alldigitalreceiver,IFsamplingRFsamplingOTHradarDDC声明本学位论文是我在导师的指导下取得的研究成果尽我所知在本学位论文中除了加以标注和致谢的部分外不包含其他入已经发表或公布过的研究成果也不包含我为获得任何教育机构的学位或学历而使用过的材料。与我一同工作的同事对本学位论文做出的贡献均已在论文中作了明确的说明。研究生签名:鬈鲤z彳年月日学位论文使用授权声明南京理工大学有权保存本学位论文的电子和纸质文档可以借阅或上网公布本学位论文的全部或部分内容可以向有关部门或机构送交并授权其保存、借阅或上网公布本学位论文的全部或部分内容。对于保密论文按保密的有关规定和程序处理。研究生签名:慝坦彬肋缉月日丁程硕上学位论文论文题目:全数字式OTH雷达接收机技术的研究绪论.I概述超视距雷达(OverTheHorizon简称“TH”)T作于HF波段利用电磁波在电离层与地面之间的反射或电磁波在地球表面的绕射来探测目标其探测距离可远达几千公垦一部雷达即可覆盖几百万平方公咀广泛应用于国土防空、海上交通管制、海洋海态遥测及台风的跟踪监测等等是一种很有发展前途的雷达。而阵列接收机是oTH雷达的主要模拟器件其设计对雷达系统起着至关重要的影响。在现代TH雷达设计中为了实现所要求的雷达方位分辨率往往必须有主要由几百路通道接收机构成的天线阵列并且对这些阵列接收机的性能提出了严格要求。首先为了达到所需的方位鉴别精度这几百路阵列接收机之问必须保持非常良好的幅相一致性要求其高达零点几dB的幅度精度和几度的相位精度。其次为了应付拥挤的高频电磁环境和复杂的电离层变化每路接收机必须具有足够的动态范围和高线性度才能保证系统正常工作。由于接收机是阵列的主要模拟器件其性能对雷达总体性能指标的实现起着至关重要的作用““’。常规的短波雷达接收机如图L所示。它通常采用台匀是二到三次信号变换的超外差式接收机将信号频率变换到一个比较低的中频上以后再进行中频采样““.每一次信号变换都会需要一个本振、~个混频器和一个滤波器这样每一次信号变换都会增加接收机的复杂性、功耗和制造难度而且体积大组合干扰增多:对阵列接收机来说这些本振信号要通过功分网络分成几百路信号送给每一路接收机为了保证多路接收机之间的幅相一致性这些本振信号也必须保持幅相一致显然信号变换越多电路越复杂多路接收机之间的幅相一致性越难保证可靠性越低。随着现代集成电路技术的迅猛发展特别是高速模数变换技术和高速DSP技术的发展。正在将现代接收机设计引入数字时代。在高频频段利用目前商业上可得到的A/D变换器(一bitMSPS)直接对天线下来的信号进行A/D变换的全数字式接l绪论工挥硕}学位论丈收机已变得切实可行“”“。图.短波雷达接收机结构由于数字技术所能提供的巨大性能优点直接数字式接收机是未来接收机发展的大势所趋。近年来随着现代数字系统技术和集成电路技术的惊人的发展以前很多由模拟技术完成的功能现在已能由数字技术来实现而全数字式接收机也正逐渐由理想变为现实。如:ROCKWELL公司的lO位AD变换器RADOIO采样频率已达IGHz小信号带宽达GHz而位AD交换器RAD采样频率已高达GHz小信号带宽达IOGHz已能应用于S波段接收机。全数字式接收机直接对天线下来的RF信号进行数字化采样而不再需要模拟下变换然后在数字域内进行信号变换和检波。这种阵列接收机由于采用数字系统技术因而多通道『日J幅相一致性远优于模拟式接收机而且可靠性高、抗干扰性强、结构简单、体积小同时又具有可配置性可重复性和可控制性必将大大提升系统性能。全数字式接收机除应用于雷达外。也可广泛应用于通信、声纳等系统。.数字式接收机发展概况自从二十世纪八十年代初Waters。W.M.和Rice.D.W.等人提出数字相干检波理论以来数字式接收机理论就得以蓬勃发展。由于当时集成电路技术和工艺水平所限工程硕士学位论文论文题目:全数字式嘲雷达接收机技术豹研究生产出来的A/D变换器和数字电路的速度很低直接中频采样和数字相干检波技术并未得到广泛应用仅应用于声纳、遥感等低频系统之中直到最近十年随着集成电路技术及大规模数字信号处理芯片的飞速发展与数字式接收机有关的主要器件如ADC、DDC、FPGA器件和DSP器件在速度上和精度上都有了突飞猛进的提高中频采样技术才得以大发展并广泛应用于通信、雷达、声纳等各种各样的电子系统之中.但目前全数字式接收机仍然少见国内外相关报道很少仅存在于实验研究之中。表.给出了现有一些最先进的ADC。由该表可以看出对于微波雷达目前的ADC水平仍然无能进行射频直接采样。表.部分先进的ADC器件型号位数(biIs)采样率(MSPS)信噪比(dB)生产商RADRockwellADlAnalogDevADAnalogDevAD.AnalogDevLTCLinearTechAD.AnalogDev由于数字系统所具有的众所周知的优点如数字系统的性能不象模拟系统那样随时间和温度的变化而发生漂移不会象模拟系统那样给系统增加新的噪声全数字式接收机是现代高性能接收机的发展方向。不过话说回来即使是全数字式接收机仍然会有模拟放大部分这是免不了的但随着现代科学技术的发展A/D变换器会越来越向接收机前端即天线靠近数字信号处理的功能会越来越强大以I{『很多由摸拟技术完成的功能现在己能由数字技术来实现从而大大提高了接收机的技术性能如可靠性、抗干扰性、精密性等同时又具有数字系统所带来的可配置性、可重复性和可控制性。数字式接收机与传统的模拟式接收机相比。主要采用了两项数字技术其一是直接中频采样或射频采样然后进行数字相干检波技术其二是直接数字式频率合成技绪论丁程硕十学位论文术即DDS技术。传统的模拟式接收机通过模拟电路来进行检波和频率合成而数字式接收机直接通过数字方法来实现这些功能。直接中频采样或射频采样然后进行数字相干检波是数字式接收机不可或缺的组成部分。它直接在接收机的中频或射频部分进行A/D变换然后在数字域内通过数字信号处理的方法进行相干检波如将数字化中频与直接数字式相干本振进行数字乘法运算完成数字下变换实现了与模拟电路相同的功能。由于数字电路所具有的高精确度该技术能大大提高了接收机的检波精度及其效率还能提高系统的信噪比消除传统模拟式接收机所具有的零飘影响改善系统的整机性能而且采用该技术后由于去掉了传统的模拟频率变换电路使得整个接收机的元器件数量大为减少体积变小功耗降低成本也随之降低。从本文后面所列的参考文献~资料可见数字式接收机是近年来国内外科学界研究的热门话题全数字式接收机更是大家孜孜以求的目标。文献资料中GSPS的光子A/D变换器的出现给人留下了尤为深刻的印象体现出了现代科学技术惊人的发展步伐。也说明全数字式接收机由理想变为现实已不再是梦想。目前的ADC水平和速度还不足于进行射频直接采样但可以采用多片ADC并联使用来提高采样率形成多通道化的数字超宽带接收机。它利用M片ADC以I/M的采样频率来直接采样超宽带信号从而降低了高采样频率ADC的要求。在变换成数字信号后又通过多个调谐到不同工作频率的数字下变换和数字滤波形成多个数字接收通道。然后采用数字合成技术来提取所需要的信息。这种接收机已解决了信噪比问题与传统理想的模拟式接收机相比其信噪比要高dB以上而且在抗窄带干扰方面也远优于传统理想的模拟式接收机。具有可配置性的RF数字式接收机有两种结构第~就是全数字式接收机。随着现代集成半导体的速度不断增加直接带通欠采样毫米波信号都将变得切实可行即正在出现全数字式毫米波接收机。另一种结构是六端口下变换接收机即零中频接收机在毫米波段六端口下变换正成为另一种软件可配置接收机的有前途的方案。工程硕士学位论文论文题目t全数字式OTH雷达接收机技术的研究.数字式接收机在雷达中的应用先进的电子技术一般都最先应用于军事领域数字式接收机也是如此。在近几年来的现代雷达接收机设计中已广泛采用了直接中频采样技术可以这样说模拟检波技术已近淘汰。数字式接收机已广泛采用于雷达系统数字式雷达更是且f{f国内外开发热点但如前所述目前全数字式接收机仍然少见国内外相关报道很少仅存在于实验研究之中。美国是最先开发全数字式雷达接收机的国家。文献到介绍的都是准备用于美军E一C鹰眼预警机升级换代的全数字式雷达接收机的设计和试验情况。其中文献介绍了以GSPS采样用于全数字式接收机的A/D交换器的设计和测试方法文献介绍了全数字式接收机各模块的芯片设计制造情况文献介绍了全数字式接收机的设计方法。EC鹰眼预警机是世界上问世最早的预警机上世纪年代它已具有先进的技术特点由于美国海军重视技术改造不断更新换代因而直到现在它仍具有“现代化”特征。该预警机也是目前世界上生产最多的预警机。其雷达接收机工作于UHF频段(~MHz)带宽MIlz.该全数字式接收机方案直接以~GSPS的速度进行射频采样采用bit的A/D变换器。由于无下变换电路因而大大减少了元器件数量。据这些文献介绍在RF前端设计的最大挑战是开发出小型的电子可调谐滤波器他们利用可变电抗器和可调谐有源滤波器技术开发出了分别为次谐振和次谐振的可调谐滤波器为了达到相控阵雷达的要求这些滤波器的响应在多通道问是良好匹配的。该RF前端的噪声系数NF<I.dB无互调动态范围IMDRdB。尽管该接收机ADC只有位的动态范围但由于在数字相干检波后进行了数字滤波^DC的带外量化噪声被滤除因而信噪比SNR能得到显著改善这种改善又称之为“处理得益”。该接收机的SNR处理得益可通过下式计算:SNRgain=FS/BW=/()=dB这等效于给ADC增加了个有效位相当于bit的ADC在基带采样。为了改善无杂散动态范围SFDRDC偏移和低阶的信号谐波和杂散也应被滤除掉。绪论工程碗七学位论文通过仔细选择相对于信号输入频率的ADc采样频率使得Dc偏移和低阶的信号谐波和杂散均位于信号带外然后通过数字滤波器滤除掉采用这种方法带内的SFDR能显著提高dB(相比较于ADC单音输入测试)。然而多音互调不能滤除因为它们均位于信号瞬时带内。该雷达接收机的VLSI信号处理器是这样设计的:由于ADC的采样频率高达G因而输出的数据率高达GSPS用常规的数字信号处理器是无法进行后续处理的。为此一个高性能的位电平心脏收缩式阵列信号处理器(bitlevelsystolicarrarysignalprocessor)被开发出来用于数字下交换和数字滤波。为了降低数字电路的计算速率ADC输出采用:的输出复用器这样每路的输出速率降到了MSPS。同样原因后面的数字滤波器也采用两级滤波而且均采用的是多相FIR滤波器。第二个多相FIR滤波器是复数数字滤波器同时也执行通道均衡功能。第一级抽取率为:I第二级为:总的抽取率为:.这种全数字式接收机的电路扳尺寸为.”XII”采用的是层混合信号印制板通过仔细设计使其具有非常好的噪声隔离。在G测试唧z的单音输入时显示SNR=dBSFDR=Db双音IMDR=dB。随着采样频率升高性能会逐渐下降这是由于ADC的性能限制。目前全数字式接收机的性能主要被ADC的性能所限制。ROCKWELL公司正在开发bit采样频率为IGHz的ADC以应用于要求高动态的全数字式雷达接收机。另外未来的全数字式接收机将采用多片模块技术(婀M)那将缩小该接收机的尺寸至”X”X.”.这几篇文献介绍的全数字式接收机是原理样机目前是否已实用化形成产品还不得而知。I.本人的研究工作本人通过对全数字式接收机的理论研究开发出了全数字式OTH雷达接收机试验平台通过建立试验平台不断实验摸索出全数字式OTH雷达接收机的设计方法并工程硕上学位论文论文题目t全簸字式oTH雷达接收机技术的研究不断加以完善。经测试其性能超过了常规的短波雷达接收机。有很多文献介绍用于HF波段的数字式接收机与本人的研究方向相同如文献“数字式HF接收机”它介绍了一种宽带应用的数字式HF接收机KHz的应用带宽用MHz的采样频率进行采样由于采样频率远高于所需信号带宽的奈奎斯特频率这样放松了对模拟中频抗混叠滤波器的要求测量结果显示可得到dB的无杂散动态范围。它采用的是两次混频的超外差式接收机第一中频MHz用IMHz带宽的腔体滤波器第二中频.~.IMHz用低通滤波器作抗混叠滤波器直接对第二中频以涮z的采样频率进行A/D变换然后在数字域内进行数字下变换和数字滤波采用HSP芯片作数字下变换用HSP作数字滤波处理。最终的测试显示可得到非常令人满意的结果。尽管文献~介绍的都是用于HF波段的数字式接收机与本人的研究方向相同但它们研究的都是采用直接中频采样形式的数字式接收机对天线下来的射频信号直接进行采样这种形式的全数字式OTH雷达接收机目前仍未见报道。本文提供的全数字式阵列接收机功耗低、体积小、元器件数量远少于常规的短波雷达接收机其试验取得了非常令人满意的结果性能指标优越完全可应用于OTH雷达。通过合理的方案设计直接对天线下来的信号进行A/D变换极大地简化了接收机结构而又能获得极佳的性能。本文也提供了一种进一步提高全数字式接收机性噪比、改善无杂散动态范围和降低谐波杂散电平的方法。数字J£接收机技术理论摹础T程硕}学位论文数字式接收机技术理论基础.采样定理及带通采样显而易见数字式接收机首先要将接收到的模拟信号数字化。模/数变换器即ADC是数字式接收机的一个关键器件如何对接收机接收到的模拟信号以周期性间隔进行采样是数字式接收机设计所涉及到的主要问题之一.怎样采样采样间隔取多少当信号被采样时采样函数由它的采样值来表示其精度采样后怎样才能从采样值最佳地或者说无失真地恢复出原信号..基带采样采样信号被ADC数字化后。其输出是数字形式的幅度信息。在采样点上的函数值称为采样值分隔采样点的时『白J称为采样间隔采样间隔的倒数即为采样频率。任意连续函数f(t)在点nTs处的值由下式确定:f(t)$(tnTs)=f(nTs)a(tnTs)采样信号是Z(f)=()艿(卜疗乃)=f(nTs)c(tnTs)(.)d‘哪Ilm方程的傅氏变换为FAt)=去重(挖孙)e一脚=去重Fp慨)cz.)其中略=警该方程表明如果模拟信号(f)的傅氏变换已知那它被采样后其采样信号五(f)就唯一地确定其频谱就是以采样频率为周期对原信号的频谱进行重复频移。以一个单频信号fa为例被一理想脉冲fs采样假定fs>fa则采样后信号频谱输出为将fa以fs的倍数重复数学表达式为IkfsfaIk=O.同理一个带限信号的采样也是如此其信号频谱变化如图.所示。那怎丁程硕上学位论文论文题目t拿数字式OTH雷达接收机技术的研究样才能使信号采样后不失真仍能从采样信号中恢复出原来的信号呢这就要遵循奈奎斯特采样定理:采样频率一定要大于等于信号中最高频率的两倍才能无失真地从采样信号中恢复出原来的信号。(讨O.fFs(讨图.采样前后信号频谱变化:A、采样前B、采样后由上图不难看出如果采样频率小于信号中最高频率的两倍则采样后信号频谱会发生混叠。频谱混叠的信号将无法再还原出原来信号所携带的全部信息当恢复信号时将产生畸变。在频域上的奈奎斯特带宽定义为DC~fs/。整个频谱可被分为无限个奈奎斯特区第l奈奎斯特区为DC~fs/第奈奎斯特区为fs/~fs第奈奎斯特区为fs~fs/如此等等。基带采样定理说明要采样的信号一定要位于第l奈奎斯特区在此区域之外的频率分量采样后都会折叠落入该区域因而采样之前要加抗混叠滤波器滤除不想要的信号。抗混叠滤波器的要求如图.所示。(访《毯互。o“譬“f“。阻带衰减:DR过渡带:fafsfa转折频率:fa图.抗混叠滤波器要求抗混叠滤波器的陡峭程度常要与ADC的采样频率折衷考虑选择一个高的采样频率能降低滤波器的要求因为滤波器过渡带越陡峭则滤波器越复杂但代价是更快的ADC和更快的数据处理速率。数字式接收机技术理论苹础T程硕}学位论文..带通采样上面讨论的是基带采样即所有感兴趣的信号均位于第l奈奎斯特区那对位于其它奈奎斯特区域的信号进行采样如在中频上直接采样又会怎样呢这就是带通采样定理需要解决的问题。带通采样定理:设一个频率带限信号S(t)其频谱限制在(fL砧之内如果其采样频率fs满足以下关系:fs=(ftfH)/(n~)n=l$且(.)fs(fL(.)那么采样后用信号采样值S(nTs)能准确地恢复出原信号s(t)。如图.所示A图示出了位于第奈奎斯特区的带限信号采样B图示出了位于第奈奎斯特区的带限信号采样C图示出了位于第奈奎斯特区的带限信号采样它们以相同的采样频率fs采样后频谱相同B图和C图中采样频率小于信号中最高频率的两倍(即欠采样)采样后折叠入第l奈奎斯特区的映像仍包含了原来信号所携带的全部信息值得注意的是B图折叠入第奈奎斯特区的映像位置被反转。Ys(曲量CO.fsfslfsfs.f‘fs.ffsFs(讨O.fsfsI.fsfs.fsfa.Sf$fsYs(帕%SS%图.采样后信号频谱可见在中频采样过程中为了恢复原来信号所携带的全部信息采样频率一定要大于等于信号带宽的两倍另外要保证采样后信号频谱不能发生混叠。这时原信号上的载波信息已被频移这种采样处理等效于模拟接收机中的模拟解调即直接中频工程硕士学位论文论文露目:全数字式H雷达接收机技术的研究采样然后用数字技术处理省去了模拟解调器的需要。在第l奈奎斯特区以上区域进行采样现已普遍应用于雷达、通信等电子系统。显然中频频率越高对ADc的动态性能要求越高ADc的模拟输入带宽、失真性能等指标必须在选定的中频频率下满足系统性能要求而不是在基带(第l奈奎斯特区)。因此适合欠采样的ADC必须在高阶奈奎斯特区具有良好性能。另外中频信号在A/D采样前必须加抗混叠滤波器欠采样下的抗混叠滤波器要求如图.所示它是一个带通滤波器。Its(亩图.抗混叠滤波器要求由上图可见带通滤波器性能要求:阻带衰减DR转折频率:fL和fH过渡带:fsf。一fL和“一fsfn。设中频信号的中心频率为fc=(fLfH)/带宽为B=f广f。则两个重要等式能被用来选择采样频率fs和中心频率fc:第一:fs>B要保证满足奈奎斯特采样定理(.)第二:fs=fo/(n)确定fc位于位于奈奎斯特区的中心。(.)n=ln相应于信号位于第n奈奎斯特区上图中n=即要采样的信号位于第奈奎斯特区。在保证fs>B的情况下尽量选最大的n以采用最小的采样频率。如果rl选为偶数那么fc及感兴趣的带限信号将落入偶数奈奎斯特区内采样后折叠入第l奈奎斯特区的信号映像位置被反转。一般在采样频率和抗混叠滤波器的复杂性之间进行折衷考虑。例如设fc=EqzB=枷qz则最小的采样频率fs=MSPS解等式()可得n=.然而rl必须为整数取n=则fs=.MSPS结果为fs=.iHSPSfc:删zn=。现假定我们希望抗混叠滤波器有更宽的过渡带选fs=IOMSPS解等式(.)可得n=.取n=再解等式(.)可得fs=lO.MSPS结果为fs=lO.MSPSfc=MHzn=。也可调整fc的值以得到整数n。一般通过上l数字式接收机技求理论基础T程硕七学位论文述迭代运算以符合我们的要求。.高速采样和高速AI)C由丁:全数字式接收机直接对天线下来的信号进行射频采样因而在全数字式接收机中必须采用高速ADC。目前高速ADc已广泛应用于各种各样的实时DSP用于代替采用模拟技术的信号处理系统。越来越多地采用数字信号处理的主要原因在于gl、DSP器件的成本低廉。、DSP的速度和处理能力大增、它们可以重复编程在不改变系统硬件的条件下就可以进行系统升级。另外它们还具有模拟技术所无法获得的精度和分辨率能完成对V.和V.等复杂调制信号的解调。为了准确分析高速ADc的性能及其对全数字式接收机产生的影响以及如何选择高速ADc下面就对高速采样ADC的原理及性能进行分析...一个N.bit理想ADC的失真和噪声前一节我们已经分析了在不考虑ADC量化噪声的影响时对信号进行采样所带来的频谱变化及采样定理。现在我们将ADC当作一个理想的采样器件但考虑量化噪声的影响这时其性能怎样图.一个理想的bitADC的传输函数及量化误差通常采用归一化的量化器来对ADC进行分析一个理想的bitADc的传输函数ⅢⅢⅢm叭Ⅲ姒咖m雌g}ⅢⅢⅢ‰叭Ⅲ姒咖啪~啪~舢丁程硕士学位论文论交题目:全数字式t雷达接收机技术的研究如图.所示。ADC的输出代码被表示为输入电压的函数。中问斜率为l的直线表示理想的码变换实际的码变换呈阶梯状阶梯的中心穿过理想的码交换点。图中下部表示相应输入电压时的量化误差它是一个以T为周期的锯齿波其量化误差可表示为屹()=一qt/TT/<t<T/q为ADC的最低有效位LSB。为了求得量化误差的RMS值我们先计算其均方误差K=g:t等西=Fqt。一r:=若cz.n.因而量化误差的RMS值咋舢=去事实上一个真实ADC无论多少位其Vl二由于量化误差而造成的量化噪声均可通过上述方式来计算。对于一个nbit的ADC其满刻度输入信号的峰峰值为。LsB有效值为匕舢=丢篆与量化噪声之比SNRloIg(爱)/(志)=.n.如(.)这个噪声是在整个奈奎斯特带宽内(DC~fs/)测量的如果信号带宽BW<fs/则噪声会减少这时SNR.n.d』L(.)B即前面所讲的过采样会有处理得益。对于一个给定的信号带宽如果将采样频率提高一倍则SNR增加dB。尽管这个噪声有效值是精确为v,m,ts=j等但它的频域分量也许和交流输入信YI二号的频谱高度相关。如对低幅度的周期性信号的相关性就大于高幅度的随机信号。理论上经常假定量化噪声表现为白噪声。均匀分布在DC~fs/的带宽内不幸的是这不是真实的情况。在强相关情况下量化噪声集中在输入信号的不同谐波分量上使得谐波分量幅度大增而这正是我们所不希望发生的。在大多数情况下ADC的输入是一个宽带(通常混有噪声)信号非单音信号以致量化噪声趋向随机。在对ADC进行性能测试分析中经常采用输入正弦信号进行数字式接收机技术理论基础T程硕十学位论文FFT的方法量化噪声和输入信号的相关性就依赖于采样频率与输入信号频率之比。图.是一个位ADC进行点FFT后的频谱当fs/fa之比精确等于时最坏谐波dBc而稍为改变这个比值fs/fa=.SFDR变为dBc。在这两种情况下量化噪声有效值均为匕舢={『但在第一种情况中量化噪声Vl‘集中到基频的谐波分量上。fIf|弛Mfl’~。驼秘鲥lJI。IllIIlIlII‘.IlIIllIIJ。I矗lE。L.‰lll。|lll。kII“。lIl,l。狮y涸嘏I}I埘蝴噩疆恤氍llI黼嘲I嘲l难lW附OIl』lIIJIIIIIiifiv川fJJ川|J【。I蝴l“眦Ijlim圳。nI山',IUIIIII舢’eJflllllrI啪硒H圜l‰^虬^戳墉洲豫搬b删雌IUJI删蹦FORtcSFDRldBc图.采样时钟与信号频率的比值关系对SFDR的影响(位ADC)在实际的ADC应用中量化噪声通常表现为随机自噪声因为宽带输入信号的随机特性。另外我们也可给ADC附加少量的白噪声dither使量化噪声更加随机扩展。理解上述情况是重要的因为我们常用单音正弦信号进行FFT来测试ADC的性能在测试中应该采取措施使ADC的量化噪声随机化。再回到上图可以注意到FFI"噪声底的平均值低于满刻度lOOdB以上而不是位ADC理论上SNR=dB。这是因为F阿起了分辨率带宽作用就与频谱分析仪的分辨率带宽一样。M为FFT点数则理论上FFT噪声底低于量化噪声底lOlg(M/)即FFT也有处理得益。如图.所示在理想位AI)C情况下SNR=dBlOlg(M/):(/)=dB因此F阿噪声底==dB随着lf的增大还能继续降低就像频谱分析仪的噪声底能随着分辨率带宽变窄而降低一样。工程硕t学位论文论文霹目:拿数字式OTH雷达接收机技术的研究OlaB)~一气f分辨率昔霄二图.一个理想位ADC经点FFT后的噪声底..一个真实AI)C的失真和噪声实际的ADC(包括采保)无论其采用什么样的结构形式都会包含许多噪声和失真来源而非量化噪声一种。如ADC内部的宽带模拟前端缓冲器肓宽带热噪声、非线性以及带宽有限而带来的失真采保电路会引入更多的非线性、带限失真及孔径抖动而实际ADC的量化部分除引入量化噪声外还有积分非线性(INL)和微分非线性(DNL)等等。下面一一进行说明。.等效输入噪声(温度噪声):由于热效应宽带AI)C内部电路都会产生一定的宽带有效值噪声。这种噪声在Dc输入时都是存在的表现为大多数宽带ADC的输出都是一种以Dc值所对应理想码元为中心的离散码元分布。为了测量这个值可将ADC的输入接地对ADC的输出进行数据采集然后画出直方图(有时侯称为“接地直方图”)。因为这种噪声大约为高斯分布直方图的标准偏离很容易计算相对于输入端的有效值噪声尽管可用有效值电压来表示。但常用LSB作单位。数字式接收机技术理论摹础工程硕七学位论文.积分非线性(INL)和微分非线性(DNL):ADC总的积分非线性来源于ADc前端模拟电路的INL、采保电路的INL以及A/D变换传输函数的INL。然而ADc的DNL只由编码过程产生且相当程度上依赖于ADC本身的编码结构。整个ADC由于积分非线性而产生的失真分量其幅度是输入信号幅度的函数如输入信号电平每增加ldB二阶互调增加dB三阶互调增加dB。ADC由于微分非线性而产生的失真分量其大小不仅依赖于输入信号幅度还与DNL在ADC传输函数中的位置有关系。大多数高速ADC在设计时均使得DNL扩展到整个ADC范围。因此对于小于满刻度几dB的大信号ADC的失真分量主要由INL决定而对于更小的信号则主要由DNL引起的谐波分量决定因为由DNL引起的谐波分量一般不会随信号幅度减小而成比例减小。.SFDR:ADC的SFDR就相当于混频器或LNA中的三阶互调截点。其定义是信号的有效值比上在DC~fs/带宽内最大的杂散分量SFDR一般为输入信号幅度的函数表示为与输入信号幅度之比(dBc)或是与满刻度之比(dBFS)。SFDR考虑了所有的失真分量其值一般远优于ADC理论上的SNR这是因为噪声和失真在概念上的根本差别。FFT处理使得低于噪声底的杂散项能观测到对ADE采取措施也许能增加SNR但不能改善SFDR。.孔径抖动和孔径延迟:ADC的SNR会随着输入信号频率的增加而下降其中一个重要原因也许就是ADC采样时钟孔径抖动的影响。如图.所示采样时钟的相位抖动会引起采样时产生一个误差电压该误差与输入信号的压摆率SR有关最终导致ADC的SNR下降。这是相当严重的特别是在较高的频率输入输出时。因此我们必须尽一切努力减小在任何采样系统中的采样/重构时钟的相位噪声。必须注意时钟信号的各个方面:振荡器本身(例如定时电路绝对不合适甚至用数字IC芯片上的晶体振荡器也会有问题)、传输途径(时钟质量非常容易受到各种干扰的影响)以及由ADC本身引入的相位噪声。在变换器系统中一个非常普遍的相噪源是内部集成的采保电路(SHA)上的孔径抖动。年以前的ADC都单独带一个SHASHA的孔径抖动是关键指标现在大多数ADC都集成在一起SHA上的孔径抖动不再单独工程硕t学位论文论文题目全数字式TII雷达接收机技术的研究说明。但ADC的SNR是与孔径抖动t严格相关的由孔径抖动而产生的SNR可数学表示为SNR=lg去.tj(z。)应该注意的是ADC的内部器件还会产生孔径延时。.数字相干检波原理图.采样时钟孔径抖动的影响在数字式接收机中信号采样后就要采用数字技术进行数字式相干检波。在现代雷达接收机设计中常常采用正交鉴相法即产生相互正交的I/Q两路基带信号从中既能提取原信号所携带的幅度信息又能提取相位信息。传统的模拟式正交鉴相法如图所示。设中频回波信号为S(t).A(t)cosnLt(t)相干本振信号为L(t)=cos(Ⅱfct)。移相后为sin(丌fit)分别混频后形成:数字式接收机技术理论基础T程硕十学位论文I(t)=A(t)COSⅡLto(t)COS(Ⅱfot)=A(t)/(COS丌fct(t)Ⅱfctcos丌Lt(t)Ⅱfct)=A(t)/COS(t)A(t)/cosⅡf,t(t)(.)Q(t)=A(t)COSⅡLt(t)Xsin(】Ifct)=A(t)/{sin耳Lte(t)丌fotsinHfct(t)Ⅱfot)=A(t)/sinⅡf。te(t)一A(t)/sin(t)(.)经低通滤波器滤除高频成分fc以后即剩下I/Q两路正交基带信号:I(t)=h(t)/COS(t)(.)Q(t)=A(t)/sin(t)(.)再分别通过A/D变换即得到数字I/Q基带信号I(n)、Q(n)。A('O嚣codI(n)相干本振fc采样频率fs图.模拟式正交鉴相法上面介绍的是模拟式正交签相法而数字式相干检波则要通过数字信号处理得到与其相同的结果。实现数字式相干检波通常有三种方法:数字插值法和希尔伯特变换法、数字混频法。分别介绍如下。..数字插值法数字插值法的原理方框图如图所示。设中频回波信号为S(t)=A(t)COSⅡtt(t)当选择采样频率fs=f。/(m)(m为正整数)时采样后S(nT)=A(nT)COS耳fcnT(nT)T=l/fs:(m)/(fc)S(n”=A(nT)COSⅡfon(m)/(fc)e(rIT)S(n)=A(n)COSn(m)Ⅱ/(n)=A(n)COS(n)COSIn(m.)n/A(n)sin(n)sinn(旷)Ⅱ/工程硕t学位论文论文题目t拿数字式OT雷达接收帆技术的研究=I(n)cosn(Ilrl)“/Q(n)sinn(mI)Ⅱ/(.)m为一固定值如取m=l时则有:S(n)=I(n)COSnⅡ/Q<n)sinn耳/=厂(一I)”I(n)n为偶数时‘L(i)”Q(n)n为奇数时(.)(.)可见当中频回波信号经过上述方式采样后可以交替地得到I(n)、Q(n)的值即I(n)和Q(n~)两者在时问上相差一个采样周期T要想得到完整的I/Q值则需要通过数字内插滤波器算出Q(n)和I(n)然后即可输出数字I/Q两路基带信号I(n)、Q(n)。A“)I(n)图.数字插值法原理框图数字内插滤波器可采用多种设计方法如Bessel内插法、多相滤波法等等本质上都可归结为数字低通滤波器设计。Bessel内插法属于倍内插滤波器硬件电路简单精度有限但其精度仍远高于模拟式正交鉴相器适合于精度要求不高的场合应用。倍内插滤波器的精度取决于数字滤波器的理想程度精度要求越高则需要数字滤波器的级数越多实现起来越复杂。多相滤波法则克服了上述缺陷可用较简单的处理达到较高的精度它是采用L的多倍内插滤波器如取L=对I/Q两路都分别进行滤波实现不同的分数相移一路相移exp(一j/)另一路相移exp(一ju/)结果两路相位差exp(一ju/)仍然正交。由于I/Q两路的内插滤波器是从同一个数字低通滤波器中抽取出来的即使它们所实现的是非理想滤波响应不够理想但它们对I/Q两路的失真是一致的因丙仍具有良好的负频谱抵消性能能达到较高的精度。数字式接收机技求理论蕞础T程硕七学位论文..希尔伯特变换法希尔伯特变换可将一个实信号移相。而不影响其频谱的幅度分量利用这个原理就可产生一对相互正交的数字I/Q基带信号I(n)、Q(n)。希尔伯特变换法的原理方框图如图.所示。一个实信号s(n)可通过Hilbert滤波嚣变换成氲立Hilbert滤波器的频率响应为H(ejI)厂一jOw<Ⅱ()j。w<。其脉冲响应可求得为h(n)=/(n)(:je”如:je”踟)=厂(sin(ⅡIl/))/(Ⅱn)no(.)Ln=^曼吲圆一厂.口叠)I(n)采样频军f图.希尔伯特变换法原理框图血L=s(n)柚(n)£垃可以从s(n)用一个简单的Hilbert滤波处理而得到。由其频率响应可见Hilbert变换后产生。相移而其幅度保持不变。在希尔伯特变换法的数字式相干检波器中输入中频回波信号S(t)先进行A/D变换A/D变换后的数字中频信号分为两路一路通过Hilbert滤波处理而移相。得到正交分量另一路通过延时电路与前一路的处理在时间上对齐而不进行其它处理得到同相分量。其实现方法可用(.)式表示的有限冲激响应FIR来实现。因为它是向正负两方向无限伸展的很明显是不可能严格实现的需要进行加权处理。因此理想希尔伯特变换器跟理想低通滤波器一样是不可能绝对严格实现的在实际的设计中只能用可实现的滤波器来逼近这些理想滤波器。逼近精度要求越高则需要数字滤波器的级数越多实现起来越复杂。丁程碗上学位论文论文题目拿数字式OTH雷达接收机技术的研究..数字混频法数字混频法的原理方框图如图.所示。直接在中频对信号进行A/D变换后然后在数字域内分别与两路相互正交的数字相干本振信号(NumericallyControlledOscillator简称“NCO”)进行数字乘法运算再分别通过数字低通滤波器滤波后得到相互正交的I/Q两路基带信号输出。I(n)采样频覃f。图.数字混频法原理框图设中频回波信号为S(t)A(t)COS‘)。t(t)经A/D变换以后变为:S(nT)=A(nT)COSⅡLnTe(nT)NCO产生的两路数控振荡信号分别为COS(ⅡfonT)和sin(丌f,nT)经数字乘法器分别相乘后其输出为I(nT)=A(nT)cosⅡf,nT(nT)XCOS(ⅡfonT)=A(nT)/fCOSX丌LnT(nT)cos(nT)】}(.)Q(nT)=A(nT)COSⅡfcnTe(nT)sin(Ⅱf,nT)=A(nT)/{sinX靠f,nT(nT)】一sine(nT))(.)再经数字低通滤波器滤除高频成分以后即为我们所需要的I/Q两路正交基带信号忽略采样周期T后的表达式如下:I(n)=A(n)/zCOSe(n)】()Q(n)=一A(n)/sin(n)(.)比较图.和图.可见数字混频法在原理上与传统的模拟式正交鉴相法是完全一致的只不过是转换到数字域内来进行.由于NCO产生的两路数控振荡信号是完全正交的I/Q两通道上的数字乘法器和数字低通滤波器也完全一样如果忽略A/D变换器的性能影响I/Q两路之问的输出幅度完全一样相位完全正交其精度仅由数字运算的位数决定如处理位数为位则其精度至少为。采用数字混频法所数字式接收机技术理论苹础T程硕十学位论文形成的I/Q正交鉴相精度远远优于传统的模拟式正交鉴相器也优于数字插值法和希尔伯特变换法。采用数字电路进行数字式相干检波不仅解调精度高可靠性好而且其性能不会像模拟电路那样随温度和时『日J的改变而发生飘漂移。实现数字式相干检波无论采用那种方法都要注意正确选择^/D变换器以及采样频率因为数字式相干检波器的解调精度与它们有很大关系^/D变换器的性能会影响其I/Q输出的幅度一致性和相位正交性。在保证满足奈奎斯特采样定理的情况下还必须正确选择采样频率和中频回波信号的中心频率的相对位置以保证采样后信号频谱不能发生混叠。否则信号会失真。工程硕士学位论文论文题目:全敲字式OTA雷达接收机技术的研究全数字式接收机的工程设计随着A/D变换器和无线电技术的最新进展以往复杂的接收机设计已变得越来越简单先进的集成电路技术的快速发展也正促使在无线电领域的设计和构造方面作一些快速改进。这些改进的主要着眼点就在于用数字器件来代替以往不可靠、精度又不高的模拟器件从而既降低了功耗、体积、成本及复杂性又更便于生产线上的机械化生产.正因为如此在过去几年里促进了用于数字式接收机的半导体器件设计和制造的快速发展包括生产出更好的LNA更低功耗的高性能ADC及可编程的数字调谐器和数字滤波器。在传统的接收机设计中接收机常常被认为是一个连接天线和其它后续处理的“盒子”许多系统往往被划分为两个独立部分:模拟接收机和数字处理机。接收机的用途是对所需要的信号进行下变换和滤波然后数字化而数字处理机的目的则是采集数据然后从数据中提取所需要的信息。数字式接收机则不然它将模拟电路和数字处理的功能合而为一可用数字电路进行数字下变换和数字滤波。事实上数字式接收机可完美接收解调任何形式的模拟信号。如AM、FM、PM以及任何形式的调制类型包括模拟调制和数字调制标准。更加重要的是数字式接收机的内核是数字信号处理器(DSP)采用DSP进行数字下变换和数字滤波这就允许整个接收机本身的许多参数能通过软件控制。正因为如此这些DSP能根据顾客要求进行重复编程、升级以及增加新的特性而不用改动原来的硬件电路。一Itn)采样频率妇图.全数字式接收机原理框图全数字式接收机常常采用数字混频法来进行数字下变换和数字滤波它可以通过控制数字相干本振NCO的输出频率来跟踪调谐到接收机不同的工作频率其原理图如伞数字式接收机的丁程设计T程硕七学位论丈图.所示。全数字式接收机的原理虽然简单但其设计制造又是另外一个问题如何进行设计以保证整个接收机系统的最佳性能如何对设计好的接收机的性能进行评估是接收机工程师们必须认真考虑的一个问题。本文就从以下几个方面来进行讨论。.采用全数字式接收机的好处在讨论如何设计全数字式接收机之前有必要先讨论一下采用全数字式接收机的好处。采用全数字式接收机除了结构简单、体积小、功耗低、可配置等优点以外还能带来一些技术性能上的好处。这些好处包括过采样、处理得益、欠采样、去干扰等等。这些好处是传统的接收机设计中不可能提供的。..过采样和处理得益奈奎斯特采样定理决定了对任何给定信号采样所需要的采样频率。对于基带采样采样频率一定要大于等于信号中最高频率分量的两倍。在中频采样应用中例如MHz的中频则要求采样速率要大于MSPS又假如该中频信号的带宽仅MHz那么用biSPS的采样速率采样似乎有些浪费。而带通采样定理正好解决了这个问题。采样频率只要大于等于信号带宽的两倍就行了对于Mllz的信号带宽采样频率应为IOMHz而对于用远大于信号带宽两倍的采样频率进行采样的情况我们就称之为“过采样”.过采样的一个非常重要功能就是能带来“处理得益”在数字域中通过数字滤波改善信号的信噪比SNR。在A/D变换过程中会产生量化噪声。一个理想N位ADC量化噪声的均方值为VeZ=qVlq为^DC最低位所代表的幅度满刻度输入正弦波信号的有效值为’q/()则其信噪比SNR=lOlg。q/()/(q/)=.N.dB(.)这个量化噪声均匀分布在整个奈奎斯特带宽(DC~fs/)内。在任何A/D采样过程中信号采样越快即fs越大噪声基底越低。因为对于一个给定位数N的^/D变换器总的量化噪声功率是恒定不变的:fs越大噪声则被扩展到更宽的频谱成工程硕士学位论文论文题目t全数字式啪雷达接收机技术的研究份上.如果现在是过采样即采样频率大于信号带宽两倍在采样后会对信号进行数字滤波滤除信号带宽以外的东西这样也滤除了信号带宽以外的噪声使得总的噪声功率变小而信号功率没有改变因而输出信噪比提高。这种经过信号处理改善信噪比使得信噪比提高的得益就叫处理得益。设信号带宽为Bw处理得益可计算为Gp=lOlgfs/BW(.)过采样后的输出信噪比SNR=.N.dBlOlgfs/BW(.)由上式可见采样频率与信号带宽之问的比值越大处理得益越高。在实际的应用中可取得dB以上的处理得益。..欠采样和去干扰与过采样相对应的就是“欠采样”.欠采样是指采样频率小于被采样信号频率的一半。例如MHz的中频用MSPS的采样速率进行采样就属于欠采样。同一个采样处理可能既属于过采样又同时属于

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