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DBF多路宽带数字接收机的研制(1).pdf

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上传者: xl46512 2012-05-08 评分 0 0 0 0 0 0 暂无简介 简介 举报

简介:本文档为《DBF多路宽带数字接收机的研制(1)pdf》,可适用于IT/计算机领域,主题内容包含南京理工大学硕士学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制姓名:张宁申请学位级别:硕士专业:电子与通信工程指导教师:蔡征宇陈泳工程硕.t学位论文DBF多符等。

南京理工大学硕士学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制姓名:张宁申请学位级别:硕士专业:电子与通信工程指导教师:蔡征宇陈泳工程硕.t学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制摘要数字阵列雷达具有传统雷达不可比拟的优越性能能够满足现代战争对信息获取与探测装备的需求日益成为雷达发展的主流。数字接收机技术是实现数字阵列雷达各项苛刻指标的必然选择国内外许多公司和科研机构都相当重视这方面的研究和设计。本文以某数字阵列雷达为应用背景开展了多通道数字中频接收机的研制工作介绍了DBF体制雷达中多通道数字中频接收机的研制思路、方案其基本思想是用中频采样和数字I/Q解调技术代替模拟I/Q解调。本文详细分析了研制中的关键技术给出了试验测试结果。关键词:数字阵列雷达数字波束形成软件无线电数字接收机DBF多路宽带数字接收机的研制工程硕士学位论文AbstractDigitalarrayradarhasincomparablesuperiorityovertraditionalradarandwillbeabletomeetthedemandsofmodernwaroninformationacquisitionanddetectionequipmentSOincreasinglybecomingthemainstreamofthedevelopmentofradar.Digitalreceiveristheinevitablechoicetosatisfyarigorperformanceofdigitalarrayradar.ManycompaniesandresearchcentersattachimportancetothiSfield.ThiSthesiSfocusedonthestudyofmultichannelintermediatefrequencysamplingdigitalreceiverforonedigitalarrayradar.Theschemefordesignmulti‘channelintermediatefrequencysamplingdigitalreceiverforDBFradarisintroducedinthiSpaper.TheanalogI/QdemodulationisreplacedbydirectIFsamplinganddigitalI/Qdemodulation.ThekeydesigntechniquesofthereceiverareanalyzedindetailThetestresultsarealSOgiveninthepaper.Keywords:DigitalarrayradarDigitalbeamforming(DBF)SoftwareRadioDigitalreceiver声明本学位论文是我在导师的指导下取得的研究成果尽我所知在本学位论文中除了加以标注和致谢的部分外不包含其他人已经发表或公布过的研究成果也不包含我为获得任何教育机构的学位或学历而使用过的材料。与我一同工作的同事对本学位论文做出的贡献均已在论文中作了明确的说明。胡、、研究生签名:选垒加/o年/月/日学位论文使用授权声明南京理工大学有权保存本学位论文的电子和纸质文档可以借阅或上网公布本学位论文的全部或部分内容可以向有关部门或机构送交并授权其保存、借阅或上网公布本学位论文的全部或部分内容。对于保密论文按保密的有关规定和程序处理。研究生签名:孑加/。年f月多日工程硕十学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制l绪论.研究背景及其意义雷达是现代信息化战争中最重要的信息获取装备它正面临着日益严峻的目标环境和电磁环境的挑战必须具备高的搜索速率、高的多普勒分辨率和角分辨率、高抗干扰能力和同时多功能(如搜索与跟踪)等。数字技术的应用能很好地提高雷达的上述能力。将数字技术和雷达阵列技术进行完美结合在发射和接收模式下均以数字波束形成(DBF)取代传统模拟波束形成(ABF)便产生了一种全新概念的数字阵列雷达(DAR)瞳。数字阵列雷达具有大动态范围、容易实现多波束H、可制造性强、任务可靠性高等优点它的出现在一定程度上代表了未来雷达阵列技术的发展方向障。数字阵列雷达是一种收发均采用数字波束形成技术的雷达它采取的是在数字域实现幅相加权(即数字波束形成)。其基本工作原理是:发射模式下信号处理机给出发射波束扫描所需的幅度和相位值送至数字收/发组件(DTR)DTR在波形产生时预置相位和幅度然后经过上变频和放大后经辐射单元发射出去在空间合成接收模式下每个单元接收的信号经过下变频、DDC(数字下变频器)订后将I/Q基带信号呻送至信号处理机进行DBF处理和常规信号处理形成目标点迹。与采用模拟器件来实现波束形成的传统相控阵雷达相比数字阵列雷达具有超低副瓣、瞬时动态范围大、同时收发多波束、自适应零点形成n训、低截获概率等优点。数字阵列雷达主要包括数字T/R组件、多通道数字化接收技术n引、高速大容量数据传输技术、高性能软件化信号处理机等关键技术。其中多通道数字化接收机由于其设备量大、集成度高、性能指标要求苛刻成为数字阵列雷达的核心技术。随着近年来微波集成电路n们的快速发展以及与数字接收机有关的高速数字信号处理n副(DSP)芯片、高速采样器(ADC)n』、现场可编程门阵列(FPGA)、数字下变频器(DDC)和直接数字合成器(DDS)n等飞速发展数字接收机的研制成为可能。.国flJ'b的研究现状人们很早就开始研究利用数字处理技术来实现波束形成早期研究主要集中在接收数字波束形成n上应用领域为声纳和雷达。美国海军研究局(ONR)世纪年代开展了数字阵列雷达的先期概念研究在此基础上于财年正式立项开展了全数字波束形成的数字阵列雷达(DAR)的研究以便引入现代新技术来开发一种具有全DBF结构的有源阵列雷达系统解决舰载雷达在近海作战时复杂环境下小目标的检测问题。华东电子工程研究所于年提出了“直接数字波束控制系统"的概念其后对基于DDS的数字T/R组件进行了深入研究年研制出单元基于DDS技术的DBF发射阵。年月研制成功单元一维收发全数字波束形成试验系统形成了低副瓣发射波束及实现了发射波束零点形成接收数字波束形成也已经完成。该l绪论丁程硕士学位论文系统可以观察km以内的汽车、飞机等目标它是全数字相控阵雷达的雏形。年该所完成了个单元的两维数字阵列雷达演示验证系统的研制该系统工作在S波段。另外英国、法国等国家也开展了数字阵列雷达的研究工作并取得了大量研究成果。目前数字阵列雷达已进入工程应用阶段。DBF的前提条件是高性能的多通道DBF接收机以便把进入到天线口面上的全部回波信息尽可能高保真地传输至数字波束形成网络n。。采用DBF技术后对多通道接收机的I/O正交性、幅相一致性n、相互之间的隔离度以及无杂散动态范围都提出了很高的要求。鉴于数字阵列雷达对多路接收机之间的幅相一致性和稳定性有着严格的要求DBF接收机无一例外地采用了基于软件无线电设计思想乜们的数字化接收机。软件无线电的中心思想是构造一个开放性、标准化、模块化的通用平台将调制解调等功能用软件来完成并将高速宽带A/D转换器尽可能地靠近接收前端甚至天线。软件无线电的基本结构大致分为三种:射频低通采样、射频带通采样和中频带通采样。在雷达中为了提高选择性抑制带外干扰降低后续信号处理器的处理速率常采用中频带通采样数字化结构即中频数字接收机它使用变频方式的超外差体制。由于在中频直接采样后续处理是全数字的它克服了传统模拟接收机存在的增益变化、直流温漂及I/O不正交等缺点稳定性和一致性大大提高。随着宽带高分辨雷达的研制和应用增多数字接收机的工作带宽越来越宽采样率越来越高。导致了宽带中频数字接收机相对于窄带中频数字接收机在设计上更加复杂主要体现在如下几个方面:()采样后的数据率提高后续的信号处理速度跟不上。多速率信号处理技术、高效数字滤波技术是数字接收机必须考虑的问题此外数据率的提高还带来高速数据传输和数据同步问题。()接收机内各种组合频率干扰落入带内的几率大大增加工作频率的优化设计、低相噪低杂散频率源的设计和合理的电磁兼容设计十分必要。()接收机射频前端的模拟电路不可避免地存在幅相不一致性尤其对宽带接收机而言还存在通道间频晌的不一致性。这些对自适应波束形成的副瓣电平和输出信噪比或零点深度都有很大的影响必须采用通道均衡器心进行校正。通道的温度稳定性也是导致通道间不一致的主要因素在系统设计时也要加以考虑。由此可见DBF多路宽带数字接收机在指标要求和系统的设计上比传统接收机要复杂得多在系统设计时必须进行详尽的论证和计算。另外由于DBF接收机往往路数众多动辄成百上千路而机载雷达、星载雷达及电子战等电子系统对接收机的尺寸和重量提出了苛刻的要求。为了提高雷达的实用性低功耗、高密度、小型化的接收机设计也是工程设计中无法回避的问题。工程硕上学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制.论文的结构本论文分为四个部分第一部分为绪论介绍了研究的背景资料阐述了在数字阵列雷达中采用DBF多路宽带数字接收机的必要性和最终要达到的要求。同时在绪论中也表述了采用DBF多路宽带数字接收机后重点要解决的问题和技术难点以及进行DBF多路宽带数字接收机研制的目的和意义。第二部分为数字波束形成和DBF多路宽带数字接收机的相关理论重点对数字波束形成、中频采样、多速率信号处理等概念进行了阐述详细论述了接收机中系统误差对自适应数字波束形成性能的影响。第三部分是DBF多路宽带数字接收机的工程设计详细地给出了系统设计思路以及通道均衡校正方法并介绍了中频数字化接收机中经常使用的重要器件。第四部分对DBF多路宽带数字接收机在数字阵列雷达中的应用进行总结并对其发展进行了展望。DBF多路宽带数字接收机理论工程硕上学位论文DBF多路宽带数字接收机理论.DBF多路宽带数字接收机概述相控阵雷达战术性能的提高在很大程度上依赖于相控阵形成多个波束的能力相控阵天线可以利用同一天线孔径形成多个独立的发射波束与接收波束这些波束的形状还可根据工作方式的不同加以灵活变化。数字波束形成(DBF)方法实际上是一种在视频实现的多波束形成方法它将相控阵天线理论与雷达信号处理理论结合在一起具有自适应实现多波束、自适应置零点、天线自校准和超低副瓣、实现空间目标超分辨等优点。实现DBF技术的理想方案是在每个天线单元后接入一个通道接收机。对于两维相扫相控阵雷达而言这需要庞大的设备量。实际应用中可将大型阵面分割成若干子阵对每一子阵设置一通道接收机。即使这样仍需要数十路甚至上百路接收机。如此大数量的通道做到幅度和相位一致是很困难的尤其是在宽带接收机的情况下还存在带内频响的不一致性。接收机的幅相误差将严重影n晦jDBF雷达的低副瓣、超分辨等性能。随着高速AD、高速FPGA等大规模集成电路的发展DBF雷达接收机均采用数字中频接收机这大大提高了接收机的一致性和稳定性。但由于射频前端仍是模拟电路幅相补偿和均衡电路还是必不可少的。此外当波束数量很大并做自适应处理时信号处理的运算量将非常大尤其是在宽带信号的情况下更是如此。因此多速率信号处理技术以及高效数字滤波技术也是必须采用的。下面将逐一介绍数字波束形成原理、系统误差对自适应波束形成性能的影响以及数字接收机原理。.数字波束形成理论当空间存在多个信源时需要对这些空间信号进行分离以便跟踪或检测我们感兴趣的空间信号抑制那些被认为是干扰的空间信号。为此需使用天线阵列对空间信号进行接收。对天线阵列接收的空间信号所进行的分析与处理统称为阵列信号处理。阵列信号处理是基于对信号进行空间采样的数据进行处理主要内容分为波束形成技术、零点形成技术和超分辨波达方向估计(DOA)技术等几个方面。..波束形成器妲羽波束形成的含义是指在特定的方向上形成主波束用来接收有用的期望信号它是一个空域滤波的处理系统。波束形成的方法通常分为两类:一类为统计最优方法其最优设计依赖于接收信号的随机统计特性另一类为非数据依赖方法它的设计与接收信号无关类似于一般的FIR滤波器的设计。通常的自适应数字波束形成是指第一类方法。下面分析假定天线各阵元等间距地直线排列阵列的结构如图.所示。下程硕{二学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制ld图.等距线阵结构原理图为了简化模型我们做了以下几点假设:()信号源数小于阵元的个数以确保阵列流型矩阵的各列线性独立()接收阵元位于信号源的远场可以近似认为接收到的信号为平面波()接收阵元的几何尺寸远小于入射平面波的波长且阵元无指向性可近似认为接收阵元为点阵元。远场信号J(z)到达各阵元的方向角相同用幺表示称为波达方向(角)。以阵元作为基准点令信号J(聆)电波延迟在第二个阵元引起的相位差为国则由图.可知波达方向够与相位差国之间存在如下关系:缈f:万鱼sin良(.)允式中d为相邻阵元间的距离旯为信号波长。阵元距离应满足“半波长”条件d兄/否则相位差国可能大于万产生方向模糊。由于是等距线阵所以信号s(甩)到达第k个阵元的电波与参考阵元之间的相位差为(k一)f『=nd/(k一)sinoj。因此信号Si(z)在第k个阵元上的接收信号为Si(聆)P一卅。若阵列由m个阵元组成则信号砖(f)到达各阵元的相位差组成的向量为:a(包):【lP一伽...ej(mI)q】T()=【口l(跏..%(毋)】T()称为信号s(门)的方向向量。如果共有P个信号位于远场(其中Pm)则第k个阵元上的观测信号xk(n)为:x七(刀)=Pak(cof)Jf()ek(力)后=L..m(.)=l式中ek()表示第七个阵元上的加性观测噪声。将m个阵元上的观测数据组成ml维观测数据向量:DBF多路宽带数字接收机理论工程顾.卜学位论文x(聍)=Xl(功...‰(甩)】类似可定义ml维观测噪声向量:e(甩)=el(甩)..一era(n)这样式(.)就可用向量形式写作:Dx(z)=a(q)Jf(z)“门)=A(动s(z)e(门)i=I式中A(co)=a(q)...a(%)】leJ国ej(朋一)‘leJ国eJ(坍一ejcope./(州一)卸(.)(.)(.)(.)s(n)=b(甩)...Sp(聆)】(.)A(砌为历P维Vandermonde矩阵若l。互不相同则它的各列相互独立为列满秩矩阵。波束形成是利用在每个阵元上的N次观测值求出某个期望信号%(以)的波达方向岛。我们假定信号(胛)与各阵元上的观测噪声et(门)统计独立且各观测噪声具有相同的方差仃。在这一假设条件下考虑第k个信号的接收。此时其它信号为干扰信号应加以抑制。为此设计一权向量w=【wl...W】对阵元接收信号XI(甩)‰()进行加权求和得到输出信号zo)=q‘(刀)=wHx(刀)。N次快拍采样后整个阵列输出的平均功率为:亲i粪lzc刀)=wH(某i薹x(甩)xH(刀wc。当N一。o时上式变为:E{lz(n))=wH如w(.’注意到阵列观测信号向量:x(刀)=a(co,)st(z):a(q)s()e(船)(.)式中第一项为期望信号第二项表示希望拒绝的信号(干扰信号)之和第三项工程硕士学位论文DBF多路宽带数:接收机的研制为加性噪声项。将式(.)代入式(.)得到:E帜珂)}=l三{Isk(疗)|}fwHa(co。){圭E帆刀)f}|wHa(够)aw(.)若权向量W满足约束条件:wHa(cot)=(波束形成条件)(.)WHa(哆)=co,q(零点形成条件)(.)则权向量只抽取期望信号而拒绝其它干扰信号。在此约束条件下按最小输出能量准则得到最佳波束形成器为:w叩t瓦R丽a(cok)()这一波束形成器是Capon于年提出的称为最小无畸变响应波束形成器。它可以看作是一个尖锐的空间带通滤波器其角分辨率好于常规波束形成器具有超分辨性能。式(.)表明第七个信号源的最佳波束形成器的设计决定于该信号波达方向COk的估计。为确定P个信号的波达方向l’mCO口Capon定义“空间谱”:PC删。玎面函丽‘’将峰值对应的COlCO。定义为p个信号的波达方向。..多重信号分类(MUSIC)心阵列信号处理的另一个重要问题是对空间信号的波达方向的分布进行超分辨估计。年Schmidt堙和Bienvenu及Kopp提出了MUSIC方法Schmidt于年重新发表了他的论文盟J。MUSIC算法实现了向现代超分辨测向技术的飞跃促进了特征子空间类算法的兴起。下面介绍一下MUSIC算法的主要原理。我们仍然采用上一节的描述阵列信号的观测模型并左如下假设:假设:对于不同的值向量a(co)相互线性独立假设:加性噪声P(f)的每个元素都是零均值的复白噪声它们不相关并且具有相同的方差仃假设:矩阵尸=E{s(n)sH(门))非奇异且Prank(P)p。上述三个假设条件只是一般假设在实际中容易得到满足。在假设条件下得到:R材=E{x(n)xH(刀))=A(w)E{s(n)sH(哟)AH(曲Ji=A(co)PAH一I(.)DBF多路宽带数宁接收机理论工程硕上学位论文尺。是一个对称矩阵其特征值分解为:k=uuH=csG丢仃芝一p善三c.式中SG分别由信号特征向量和噪声特征向量组成包含了P个大特征值他们比O明显大。考察炒限砸陶Es彰G隰。又由式(.)有灭G=APAHG仃G利用式(.)的结果立即得到APAHG=O进而有:GH枞HG=D(.)众所周知THQT=O当且仅当T=故式(.)成立的充分必要条件是:AHG=O(.)将A=a(ol...a(o。)】代入式(.)即有:aH(co)c=T国:国国...国。(.)将式(.)改写为标量形式可以定义一种类似功率谱的函数:P(缈)再而‘’上式取峰值的P个值q口给出P个信号的波达方向。对R。。进行特征分解所得到的噪声子空间特征向量矩阵为G由于噪声的存在a(co)与G不能完全正交即式(.)并不等于零只是一个趋于零的小数。因此式(.)不会出现无限大的峰值。P(co)并不是任何意义下的真实谱严格来说它只是信号方向向量与噪声子空间之间的“距离”尽管如此它却能够在真实波达方向附近出现“谱峰”超分辨地准确表现各信号的波达方向。.系统误差对自适应波束形成性能的影响n明自适应数字波束形成雷达可以提供传统雷达无法提供的优越性但这些优越性是存在一定的前提的如各路接收机频响相同、不存在I/Q正交误差等。雷达接收通道间的幅相不一致与通道带内频响的不一致性对DBF的副瓣电平及输出信噪比有很大的影响。下面将详细介绍系统误差对DBF性能的影响。..通道间幅相不一致性对DBF副瓣性能的影响在自适应数字波束形成中各路之间的幅相不一致性可表示为:()e’够i=...N(.)工程硕上学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制这些误差是由于受元件极限精度和加工水平等限制条件而产生的剩余、非相关误差可以当作随机误差处理。通道间的幅相不一致性随时间会有一定的变化但一般是一慢变化过程在形成相关矩阵时可认为是固定不变的。这种幅相不一致性主要影响DBF的副瓣电平尤其在DBF天线设计成低和超低副瓣时。这种随机的幅相不一致性最终导致天线存在一固定的副瓣电平它与幅相误差的均方根成正比与天线的方向性系数成反比即:SLL:£N一!二一盯(.)一I。。。。。^。。。。一’一N刁式中吒与‰分别是各路接收机的幅相不一致性的均方差N为天线单元数为天线孔径利用系数。通常情况下重要的是知道同幅相误差有关的峰值副瓣电平峰值副瓣电平的详细考虑是基于误差副瓣统计。同峰值副瓣电平有关的一个重要统计参数是累计概率累计概率表示某点的副瓣电平小于给定值的可能性。下表给出最大副瓣电平上升的分贝数与无误差副瓣电平和仅有误差引起的平均副瓣电平比值之问的关系。表.无误差副瓣电平与仅有误差引起的平均副瓣电平比值无误差副瓣电平与仅有误差引起的平最大副瓣电平的上升的分贝数均副瓣电平比值(dB)P(rr。)=.O..O..O....lO......O从上面的分析中我们可以看到幅相不一致性对天线副瓣电平的影响较大。..通道间幅相不一致性对DBF输出信干噪比(SINR)的影响自适应阵列对消干扰的能力往往通过在干扰方向形成零点来加以解释理论分析结果表明幅相不一致性对自适应阵列输出信干噪比(SINR)的影响很小心。远小于对天线副瓣电平的影响。因此如果从对消干扰的角度出发系统对通道幅相不一致性的要求要宽松得多这恰是自适应所带来的好处。..通道频响不一致性对DBF副瓣性能的影响上两节讨论的通道幅相不一致性是针对点频信号的但实际系统是有一定的带宽的将各路数字滤波器做出完全一致是容易的但对模拟电路则是困难的。因此当信号带宽较宽时接收通道的带内频响不一致性不能忽略。为了得到超低副瓣或很好的自适应干扰抑制性能都应保证所有通道的频响特性基本一致解决通道失配的方法是在每个通道中接入一个自适应均衡器。DBF多路宽带数字接收机理论工程硕上学位论文为简化分析通道失配的模型如图.所示。Y(n)图.通道失配模型通道的失配可以在原权系数b。上加上一个小的随机扰动=()e够来表示这时滤波器的输出为:x(t)=包(巧)P施Y(tf)(.)i=经过推到可以得到乜|:极限副瓣电平为(dB)lg巴(Z《)A/Nrl(.)式中A是与滤波器有关的常数它反比于滤波器的长度”为阵列加权效率指数。举个数字例子当通道滤波器脉冲响应的均方根误差为.(《=《=o.)时极限旁瓣电平约为一dB。可以看出频率特性失配对低、超低旁瓣天线旁瓣电平影响较大。..通道频响失配对自适应阵列输出信干噪比(SINR)的影响SINR是一个与时间、幅相不一致性有关的随机变量求它的平均值涉及时间以及幅相不一致两方面引起的随机性。经过分析后得到与不存在幅相不一致性相比SINR下降为:一PL=lOlg可丽odB‘从式(.)可看出SINR降低与干扰源角度无关与幅相不一致性方差(万:仃:)和干扰功率有关。从以上两节的分析可以看出通道频响失配对自适应阵列的副瓣电平和输出信噪比都有较大的影响必须采用通道均衡器加以校正。所谓通道均衡器是以某种方法测出各个接收通道之间的频响特性的不一致性然后用FIR滤波器进行校正均衡器可以在时域也可以在频域实现具体实现要根据系统要求确定。.宽带数字接收机理论随着超高速集成电路和超大规模集成电路的迅速发展数字化接收机开始在雷达lO丁程硕上学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制中普遍使用工作带宽也越来越宽。目前由于A/D转换器采样速率以及后续处理速度的限制大多数数字接收机将雷达信号下变频至中频后进行采样处理图.给出了宽带数字中频接收机典型结构所示。图.宽带数字中频接收机原理框图数字中频接收机相比常规的模拟接收机具有很大的优势:()信号在中频直接采样减少了模拟电路的温度漂移、增益变化、直流电平漂移和非线性失真等影响()数字化信号可以长期存储可用更灵活的信号处理方法进行处理具有很高的测量参数精度()高速多位的A/D转换器的应用不仅提高了数字接收机的工作频率扩展了工作带宽而且大大提高了接收机的瞬时动态范围()开放性、标准化、模块化的通用平台和软件使数字接收机具有可编程的特点因而具有高度的灵活性、开放性和通用性。随着高速高分辨力A/D变换器和高速数字信号处理硬件速度的高速发展数字接收机的工作带宽和动态范围将得到进一步提高。下面将介绍宽带数字中频接收机的主要理论。..信号采样理论...基本采样理论一Nyquist采样定理Nyquist采样定理是指对某一时间连续信号(模拟信号)进行采样当采样速率达到一定数值时那么根据这些采样值就能准确的确定原信号。严密一点说Nyquist采样定理可表达如下:设有一个频率带限信号x(f)其频带限制在(^)内如果以不小于^=^的采样率对z(f)进行等间隔采样得到时间离散的采样信号x(n)=x(nL)(其中瓦=“.疋称为采样间隔)则原信号x(f)将被所得到的采样值x(n)完全地确定。下面从频域上分析一下采样后的离散信号与原连续信号之间的关系。为此引入单位冲击函数艿(f)构成周期冲击函数p(t):p(f)=量a(tng)()DBF多路宽带数’接收机理论T程硕.:学位论文将p(f)用傅氏级数展开:p(f)=了Pj矾脚(.)对x(f)用采样频率^进行采样后得到离散抽样信号:x。(f)=p(t)x(f)=:jl。玎y:..。。e/刁‘一‘xcf=軎咖‘x(f)(.)由上式可得t(f)的傅氏变换x。(国):X(缈)=軎x(co一刀织)(.)式中CO=织。由此可见抽样信号的频谱变为原信号频谱按缈=矾进行移位相加的周期频谱。如果CO。大于两倍的信号带宽则采样后的频谱不会发生混叠可以恢复出原模拟信号。图.给出了采样前后的信号频谱示意图。‘、。‘一D凰哟J丫‘l一咖H五ILJ.x(o们、、一(t)信号采样D门孱虱用一(b)采样前后的信号频谱图.信号采样示意图...带通采样定理Nyquist采样定理讨论了频谱分布在(矗)上的基带信号采样问题若信号工程硕士学位论文DBF多路宽带数’}接收机的研制为分布在(^^)上的带通信号仍按isfn进行采样其采样率会很高。由上节抽样信号频谱关系的讨论可知采样后的离散信号频谱实际上是由采样时钟信号频谱与连续信号频谱的卷积产生为一周期为缈。的周期频谱只要周期信号的频谱不发生混叠即可恢复出原模拟信号下面的带通采样定理回答了这个问题。带通采样定理:设一个频率带限信号x(f)其频率带宽限制在(九^)内如果其采样速率^满足:一兰!厶厶!(.)Js(n)式中n取能满足is(^一^)的最大正整数()则用f。进行等间隔采样所得到的信号x(n£)值能准确地确定原信号x(f)。式(.)用带通信号的中心频率^和频带宽度B表示为:一!丘甩式中fo=半n取能满足UsB的最大正整数。显然当厶=厶/B=^时取n=上式就成为Nyquist采样定理。从上式还可看出当兀:B兀:垒!岩B或者以厶:(n)B即信号最高或最低频率是带宽的整数倍。带通采样的带通信号的频谱如图.所示:肖L)闩问一k嘶吮O五如血(曩)局(/)OfooB丙IB如如B(b)l图.带通信号的频谱也就是说位于上图中任何一个中心频率为.兀。(n=A)带宽为B的带通信号均可以用同样的采样频率fs=B对信号进行采样这些采样均值能准确地表示位于不同频段(中心频率不同)的原始信号‰(f)而(f)x(f)人。应用带通采样定理时应注意下面几个问题:()带通采样定理的前提条件是只允许在其中一个频带上存在信号而不允许在不同频带上同时存在信号否则将会引起信号混叠。为了满足这样一个前提条件可采用跟踪滤波器的方法即在采样前先进行滤波滤出所感兴趣的带通信号然后再DBF多路宽带数字接收机理论工程硕上学位论文进行采样以防止信号混叠这样的跟踪滤波器称之为抗混叠滤波器。()上述频带宽度B不仅只限于某一信号的宽度单从模拟信号的采样数字化来讲这里的B应理解为处理带宽也就是说这一处理带宽内可以同时存在多个信号而不只限于一个信号。()带通采样的结果是把I"B~)BI(刀=oA)不同频带上的信号都用位于(OB)上相同的基带信号频谱来表示当要注意这种关系在n为奇数时其频率对应关系是相对中心频率“反折”的即奇数通带上的高频分量对应基带上的低频分量奇数通带上的低频分量对应基带上的高频分量如.图所示。l。图.带通信号采样的频翠对应关系带通采样定理的应用大大降低了采样率因而也大大降低了对A/D变换器和DSP的要求。带通采样也称为欠采样一般把采样频率低于两倍信号最高频率的采样称欠采样。反之把采样频率高于两倍信号最高频率的采样称为过采样。..多速率信号处理雎鲫带通采样定理的应用大大降低了采样率但随着雷达分别率的提高雷达信号瞬时带宽越来越宽这造成了后续处理的数据率很高处理速度跟不上满足不了实时性的要求。多速率信号处理可以去除A/D后的冗余数据减轻后续处理的压力下面介绍多速率信号处理的理论基础。...信号的抽取设x(玎)=x(f)Ir欲使f减少M倍最简单的方法是将x(刀)中每M个点抽取一个依次组成一个新的序列y(门)即y(n)=x(Mn)聆(佃)。y(n)和x(n)的DTFT有如下关系:y{pjro)一土掣yr口j(a,'nIOIM(.)‘=吉x瞳】(‘丁程硕上学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制将信号x(n)作M倍抽取后所得信号y(n)的频谱等于将原信号x(n)的频谱X(e问)先做M倍的扩展再在缈轴上作zck(忌=,...M一)倍的移位幅度降为原来的/M后再叠加。由抽样定理在由x(r)抽样变成x(刀)时若LL则抽样结果不会发生频谱的混叠。对x(n)作M倍的抽取得到少(刀)若保证由y(n)重建出x(t)那么r(e肋)在其一个周期内(一万万)也应等于x(t)的频谱或和X(P问)在其一个周期内作M倍的扩展后的频谱相同。这就要求抽样频率厂必须满足fMy。为防止抽取后在Y(e)中出现混叠必须在对z(门)抽取前先进行低通滤波。图.给出了抽取器的原理框图。生匝互P生虹匹一图.抽取器原理框图...信号的插值如果希望将x(刀)的抽样率六增NL倍即变为玑那么最简单的方法是将x(刀)每两个点之间补L一个零。设补零后的信号为v(n)则v(n)=X化x肛’“卫L’x(n)和v(n)的DTFT有如下关系:y(P归)=X(ejL)(.)式(.)的含义是:在一万~刀的范围内X(P』。)的带宽被压缩了L倍同时产生了L个映像因此V(P埘)在一万~刀内包含了L个X(e归)的压缩样本。实际上用补零的方法实现插值是无意义的实现有效插值的方法是将v(n)再通过一个低通滤波器。滤波器的作用有两个一是去除了矿(P归)中多余的L一个映像二是实现了对v(n)中填充零点的平滑这是由卷积运算所实现的。...信号的多相表示信号的多相表示在多抽样率信号处理中有着重要的作用。使用多相表示可以在抽样率的转换过程中去掉许多不必要的计算大大提高运算速度。给定序列办(")令疗=一假定M=有:日(z)=h(n)z一”=hohz一^矗hizqn=ODBF多路宽带数字接收机理论工程硕十学位论文记:则:hiZ一hsz一hz一hz一hz一Jz一hloz一hiz一hsg一h一hllz一hiz一=,(办ohz一^zghiz一)z一(^ohz~hsz一hz一)z一(Jllo矗z一hsz一hiz一)z一(办ohz~hsz一办z一)Ml”日(z)=gth(Mn枕舶=n=E(z)=h(Mn)z叫H=M日(z)=ZtE(zM)(.)式(.)称为类型I多相表示。若用M一一代替类型工中的L则有:MlH(z)=z(MII)R(zM)(.)I=...多抽样率系统中的几个恒等关系在多抽样率系统中有如下几个重要的恒等关系:()两个信号分别定标(乘以常数)以后再相加后的抽取等于它们各自抽取后再定标和相加()信号延迟M个样本后作M倍抽取和先抽取再延迟一个样本等效()将M倍抽取器前的滤波器移到该抽取器后则滤波器的幂减少M倍如图.所示生匣卜掣图.恒等关系()两个信号分别定标(乘以常数)以后再相加后的插值等于它们各自插值后再工程硕}:学位论文DBF多路宽带数宁接收机的研制定标和相加()信号经单位延迟后作L倍插值和先作L倍插值再延迟L个样本等效()将L倍插值器前的滤波器移到该插值器后则滤波器的变量Z幂增加L倍如图.所示生匦卜掣lH(Z)HfL卜图.恒等关系...抽取的滤波器实现若直接按图.实现抽取器首先是对x(n)作滤波即求x(n)和h(n)的卷积然后对卷积后的结果v(月)作抽取作了大量不必要的运算。可以用多相结构来实现抽取假定M=则:厅(Z)=Eo(z)z一El(z)z一E(z)()利用上节恒等关系得到抽取的多相结构实现如图.所示:图.抽取器的多相结构各分支滤波器的阶数下降为Ⅳ/M数据率降为.f/M当M的值很大时用多相滤波结构是非常有效的。..高效数字滤波...半带滤波器半带FIR滤波器在多速率信号处理中有着特别重要的位置它特别适合于实现D:M倍的抽取或内插计算效率高实时性强。其系统函数为:日(Z)fz~tE(z)(.)其单位冲击响应h(n)除在n=处以外所有偶序号处的值均为零。半带滤波器有DBF多路宽带数接收机理论丁程硕f:学位论文如下特点:()系统频率响应H(e归)的通带与阻带纹波必须相等:()频率响应关于半带频率(万/)是对称的即满足:Hie肚一’】He加m埘’】=,O<国<万/()半带滤波器的h(n)有近一半为零可以有效减少计算量。...积分梳状(CIC)滤波器瞳钉前面讨论了当抽取因子为的幂次方时可采用半带滤波器进行抽取这是一种特殊情况当抽取因子不恰好是坍倍时可分解为一个整数与朋倍相乘的形式。这时可先用tic滤波器来实现一个整数倍的抽取CIC在高速抽取或内插系统中是非常有效的单元。所谓积分梳状滤波器是指该滤波器的冲击响应具有如下形式:历(刀)=驴勤鲋。CIC滤波器的系统函数为:日(z)=办(n)z”一ZM一zl专.(ZM)=H(z)H(z)(.)式中:Hl(z)青H(z)=(一zM)可见CIC滤波器由两部分组成积分器Hl(z)和梳状滤波器日(z)的级联这就是称其为积分梳状滤波器的原因。梳状滤波器的频率响应为:日(P归)=lP一。洲:e巾’了M.sin(半)(.)其幅频特性为:眦|=|S叭警)|眩由于IH:(eJ)f的形状如同一把梳子故形象地称其为梳状滤波器。工程硕j:学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制CIC滤波器用作抽取滤波器的等效结构如图.所示:图.CIC抽取滤波器的实现框图由图.可见抽取滤波器实现时使用了...节中多抽样率系统的恒等关系CIC滤波器无需一般FIR滤波器所需的乘法运算不需存储滤波器系数这对提高实时性简化硬件设计具有重要的意义。..数字信号正交变换理论自然界的物理可实现信号都是实信号实信号的频谱具有共轭对称性即满足X(f)=X(一厂)也就是说实信号的正负频率幅度分量完全相同相位分量正好相反。所以只需其正频率部分或负频率部分就能完全描述该信号。例如只取正频率部分等到一个新信号z(f)其频谱可表示为:fX(f)f>Z(f)={x(厂)f=【f<引入一个阶跃滤波器:Ilf>H(f)={f=ll厂<o则:Z(f)=X(f)H(厂)】(.)设阶跃滤波器的冲击响应为办()则根据式(.)z(t)可表示为:z(t)=x()x()囊厅O)(.)由日(厂)可求得h(‘)=/寺所以:z():删).三攀dr冗ttDBF多路宽带数字接收机理论工程硕士学位论文=x(t)jHx(t)】(.)式中Hx()】为x(t)的Hilbert变换由于Hilbert变换为一正交变换所以z()的实部与虚部是正交的。我们把z(f)称为实信号x(r)的解析表示。由于复信号可用极坐标表示为:z(t)=a(t).P.妒(其中口(f)为信号瞬时包络伊()为信号瞬时相位因此由解析信号即可获得信号的瞬时幅度、瞬时相位等信息。一个窄带实信号用解析信号可表示为:z(f)=口“).P儿训矿(。)】=口.P吲.eJq(‘)(.)式中eJa’o(’)为信号载频分量不含有用信息。将式(.)乘以P一蜘(将信号向下频移‰至零载频其结果称为基带信号即有:zB(f)=口(f)e伊【。)=口(f)COS烈f)ja(f)sin纵f)=ZBI(t)jZBo(t)(.)ZBl(f)和ZBo(t)分别称为基带信号的同相分量和正交分量。基带信号为解析信号的复包络它是一个复信号。基带信号既有正频分量也有负频分量但其频谱不具有共轭对称性若随意剔除基带信号的负频分量就会造成信息的丢失。从以上分析可看出一个窄带实信号既可以用解析信号z()来表示也可用其基带信号ZB(f)来表示。但准确的解析表示主要用于数学分析实际中要得到它非常困难这是因为实现理想的Hilber变换的阶跃滤波器不可实现相比而言得到基带信号要容易的多。目前数字中频接收机中大多采用正交数字下变频(DDC)的方法得到基带信号。其原理框图如图.所示:图.窄带实信号的正交基带变换实现框图工程硕士学位论文DBF多路宽带数:}接收机的研制DBF多路宽带数字接收机的工程设计.概述本DBF多路接收机的工程背景为某雷达课题。该雷达的作用是获取临近空间高速目标的信息。该系统发射一宽波束覆盖所指定的探测视场接收以多波束覆盖这一视场雷达发射信号照射这一视场在这视场内形成一道立体电磁波屏障一旦有目标进入即可被探测、定位、跟踪。该雷达接收机系统为典型的DBF多路接收机系统。该接收系统的主要技术指标如下:()工作频段:S波段()信号形式:线性调频、非线性调频()调频带宽:删z/MHz/MHz()噪声系数:dB()瞬时动态范围:dB()幅度一致性:.dB相位一致性:垃。:()通道间隔离度:dB。.主要指标论证..接收机噪声系数噪声包括外部噪声和内部噪声两类。外部噪声是由天线进入系统的天线噪声包括:()天线从外部辐射源接收到的电磁波所形成的噪声()天线电阻性元件产生的热噪声KTa玩是接收机带宽内天线端的有效噪声功率。内部噪声是接收机内部产生的接收机中的噪声一部分是由于热噪声源引起的另一部分是由其它原因产生的。大多数其它原因产生的噪声和热噪声具有相同的频谱和概率特性它们可合在一起看作是热噪声。。下面在不考虑天线外部噪声的情况下讨论接收机噪声系数的计算。噪声系数是表征接收机内部噪声大小的一个物理量。其定义为接收机输入端的信噪比和输出端的信噪比之间的比值:.S。/N(.)So/No其中:F代表噪声系数:S为输入信号功率为输出信号功率Ⅳf为输入噪声功率Ⅳ为输出噪声功率。通常用对数表示:N。:lOlogF单位:dB。考虑到接收机输入端的噪声功率NiXToB接收机的增益为G则噪声系数又IDBF多路宽带数字接收机的工程设计工程硕十学位论文可表示为:F:尘卫一(.)KToBG接收机输出噪声功率Ⅳo可看成由两部分组成一是接收机输入端的噪声经过放大的噪声另一部分是接收机自身引入的附加噪声若附加噪声用等效噪声温度瓦表示则式(.)可表示为:F:丝Q丝望£堑:l互(.)KToBGro从疋定义可以看出接收机等效噪声温度与接收机自身引入的附加噪声有关它与接收机的噪声系数一样表述了接收机的灵敏度。由(.)可得:t=(F一)To(.)一般说来接收系统通常是由多级放大器、混频器和滤波器等连接起来组成的。混频器、滤波器等无源器件噪声系数可从变频损耗和插损L得出:F=L相应地无源器件的等效噪声温度为:疋=(L一)To。级联电路可以简单示意如下:三竺L二三三{二三三咽一一一一一一一萨图.级联框图级联电路的噪声系数可用下面的公式来表示。F:F型玉兰墨二!(.)GlGIGGlGG疗一l其中:F为接收机总的噪声系数F。为第一级噪声系数F:为第二级噪声系数Fn为第lq级噪声系数G。为第一级功率增益G。为第二级功率增益G。一l为第n一级功率增益。或用等效噪声温度表示为:驴%等鑫()从该公式可以看出:当G。很大时总噪声系数基本上取决于F.。我们可以理解为在第一级放大器之前所有带插损的微波器件(如滤波器、限幅器等)都会对噪声系数工程硕士学位论文DBF多路宽带数字接收机的研制产生直接的不利影响而在高增益放大器后所使用的器件对总噪声系数的影响则比较小因此接收机前端设计时第一级需采用低噪声、高增益的低噪声放大器以满足接收机的噪声系数指标要求。..灵敏度接收机灵敏度表征了接收机对微弱信号的接收能力通常用最小可检测信号功率表示记为Pmin。当接收机输出的信噪比等于l时接收机输入所需的最小功率称为“临界灵敏度”。为了在接收机输出端获得雷达能正确检测目标所需的最小信噪比接收机输入端所需的信号功率称为“实际灵敏度”。实际灵敏度与临界灵敏度之比称为“识别系数”为了判断接收机本身的性能一般都以临界灵敏度来表征接收机的灵敏度即识别系数为l。此时最小可检测功率:Pmi。=KTo域FD(‘)式中K为玻耳兹常数K=.qJ/KTo=K吸为匹配带宽F为接收机噪声系数D为识别系数。当尸mi。用dBm表示时B一用f(MHz)表示时F用N(dB)表示时尸mi。的计算可用下式表示:焉i。=一lOlgzafNFdBm..动态范围数字中频接收机瞬时动态范围主要取决于接收机数字部分的瞬时动态范围。等效噪声温度高达数十万度的A/D模块引起了数字接收机性能的深刻变化。在接收机中不能简单地将它当成一般有源器件处理。数字部分的动态范围和噪声基底并不能代表接收机的动态范围和灵敏度数字中频接收机的瞬时动态范围与灵敏度是矛盾的。在系统设计中可以把接收机数字部分作为一般分机如放大量为的放大分机但它与一般放大器有固定的噪声系数不同它对系统噪声系数的影响会随着前端增益的变化而变化。所以说数字中频接收机在实际系统设计时必须根据系统要求选择合适的模拟前端增益以

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