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数字接收机的研制.pdf

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上传者: xl46512 2012-05-08 评分 0 0 0 0 0 0 暂无简介 简介 举报

简介:本文档为《数字接收机的研制pdf》,可适用于IT/计算机领域,主题内容包含西安电子科技大学硕士学位论文数字接收机的研制姓名:党亚利申请学位级别:硕士专业:电子与通信工程指导教师:郭万有李建玲摘要摘要现代电子接收系统正处于越符等。

西安电子科技大学硕士学位论文数字接收机的研制姓名:党亚利申请学位级别:硕士专业:电子与通信工程指导教师:郭万有李建玲摘要摘要现代电子接收系统正处于越来越复杂的电磁环境中这对接收系统的抗干扰性能和灵活性提出了更高的要求而传统的模拟接收系统由于抗干扰能力和灵活性较差已变得越来越不能适应这种要求。随着数字技术的发展和应用数字系统能够提供更好的性能因此研制抗干扰能力和灵活性较强的数字接收机成为重要的研究主题。本文以数字接收机专题中宽频带中频数字接收机的研制为背景深入研究了中频采样数字化接收机的设计理论和硬件实现。首先本文介绍了数字接收机现阶段的发展动态、实现结构及硬件平台等:其次重点介绍了数字接收机系统研制中所需要的软件无线电理论基础包括AD采样技术、数字下变频技术及数字滤波技术等对其进行了严密的理论分析和证明之后对本课题要求的数字接收机的设计参数和系统指标进行了分析设计最后本文以可编程器件CPLD和数字下变频芯片GClB为硬件平台对所设计的电路进行了工程实现和测试性能优越。与传统的模拟接收机相比该数字接收机具有高分辨率、高可靠性、抗干扰能力强、灵活可变等许多优点克服了模拟接收机的温度漂移、增益变化和直流电平漂移的缺点有着广泛的应用前景。关键字:数字接收机中频采样DDCGClBAbstractMord锄electronicreceiversareundermoreandmorecomplexelectromagneticenvironmeIltwhichputshigherrequirementforwordtotheperformanceandflexiblilityofI.eceivers.TraditionalanalogreceiversCan’tadapttherequirementbecauseofbadp柏ⅡnaIlceandpoorfelxiblility.Withthedevelopmentofdigitaltechniquedigitalsystemcanprovidebetterperformance.ThismakesthattheresearchofdigitalrecieverswithgoodperformanceandstrongflexiblilitybecomestobeanimportanttopicUnderthebackgroundofresearchingthedigitalreceiverthispaperintroducesthedesigntheoryandhardwarerealizationofintermediatefrequency(IF)samplingreceivers.Firstitintroducesseveralstructureshardwarerequirementsandpresentsituationofdigitalreceivers.SecondlyIFsamplingdigitalreceiversarediscussedwithseveralkevtechnologiessuchasanolo刚igital(AD)samplingtechniquedigitaldownconventer(DDC)anddigitallowpassfilterandSOon.Stricttheoryanalysisandprovementispresent.Thenthedesignparamentsandsystemperformanceindexes士thedigitalreceiversareanalyzed.FinallythemethodofdesigningdigitalreceiversdiscussedwithGCBandsoftwareradioengineeringandtheresultsandanalysisofthedigitalreceiveraregiven.ComparingwithtraditionalanalogreceiversthisrecelVerhasbetterperformancesuchaslowerdistortion,strongerflexiblilityandhigherreliabilityandSOon.ItdecreaseschangeofgainandfloatofDClevelSithaswideapplication.KeyWords:digitalreceiverIFsamplingDDCGClB西安电子科技大学学位论文独创性(或创新性)声明秉承学校严谨的学分和优良的科学道德本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。申请学位论文与资料若有不实之处本人承担一切的法律责任。本人签名:!塾兰墨量日期兰盟:一乏L西安电子科技大学关于论文使用授权的说明本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定即:研究生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件允许查阅和借阅论文学校可以公布论文的全部或部分内容可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证毕业后结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。(保密的论文在解密后遵守此规定)本学位论文属于保密在一年解密后适用本授权书。本人签名:导师签名:J胡三:!:兰:皇日期箍第一章绪论第一章绪论.研究背景及发展动态数字接收机是近年来迅速发展的接收机技术随着超高速数字电路技术的迅速发展接收机的数字化水平越来越高。特别是高速多位A/D变换器和DDS技术的发展以及高速数字信号处理芯片(DSP)的普遍使用为数字接收机提供了良好的硬件基础。这就促成了通信、雷达及电子战系统的数字化发展趋势。接收机的数字化主要是解调器模块的数字化。目前数字接收机中全数字解调器的硬件平台一般有以下几类:ASIC(专用集成电路)、通用处理器、DSP芯片、FPGA及专用数字下变频芯片。采用ASIC作为硬件平台具有简单、投产快、见效快、成本低等优点但可编程性差难以适应变更环境和性能升级的需要通用处理器可编程性好但其在处理需要乘加运算的信号算法时则显不足DSP芯片是专门为数字信号处理而设计的弥补了通用处理器的不足而且速度也能满足实现复杂算法的需要但是一般的DSP芯片处理的数据速率还是不高的在一些需要大量并行运算的场合比如FIR滤波等处理效率并不高。另外通用DSP芯片主要是针对商用和通信领域的窄带运用并不适用于宽带信号和中高速以上数据速率的应用。这时采用FPGA反而更加灵活现在的FPGA具有寄存器丰富、适合复杂数字信号处理算法实现等优点:而且速度越来越快。比如Altera公司的ACEXK系列的芯片最多具有个逻辑单元可以使用IOOMHz以上的时钟。目前很多公司都在开发专门针对数字下变频的DDC芯片功能越来越集成功耗越来越低速度也愈来愈快。在DDC产品上技术领先的公司有美国的Intersil公司(前身为Harris公司)、ADI公司和Graychip公司。他们的单通道DDC代表产品有Intersil公司HSP、HSPB:ADI公司的AD、AD:Graychip公司的GCll、GCl等。这些器件都具有优异的性能参数和较强的功能。许多型号的DDC芯片(如Intersil公司HSPB)事实上其功能已远远不只是下变频还包括了成形滤波器、定时同步内插滤波器、重采样NCO、坐标变换、数字AGC等功能其芯片内部的各个功能模块都是可编程的将其与通用DSP结合便可构成一个标准的数字化多模式软件无线电接收平台标志着全数字接收机技术已经走向实用阶段。数字接收机在雷达系统中首先应用于DBF接收机哺。在年IEEE国际雷达会议上英国马克尼公司RokeManor研制中心的AdrianGarrod以(DigitalModulesforPhasedArrayRadar}为题介绍了全数字T/R组件技术所谓“全数字T/R组件”包括了数字接收机组成的接收通道和基于DDS技术的发射通道。在年IEEE国际雷达会议上发布了美国MITLincoln实验室、NRL/DC(海军研究实验室)和NSW/DD三家联合研制的研究成果:单元L波段新型数字阵列雷达DAR。数字一数字接收机的研制阵列雷达的核心技术就是全数字的T/R组件。.数字接收机的结构和特点与传统的模拟接收机相比数字接收机没有或大大减少了模拟接收机的温度漂移、增益变化或直流电平漂移其回波信号的正交鉴相所获得的正交特性是模拟电路所无法比拟的这使得接收机的数字化成为趋势。目前较为流行的几种数字接收机结构如图.所示:(a)基带采样接收机(b)中频采样接收机(c)直接转换接收机图.数字接收机框图图.(a)称为基带采样接收机。射频信号通过下变频转换为I、Q两路基带信第一章绪论号两路基带信号经过A/D变换器量化后进入DSP芯片进行数字解调等处理A/D变换器的采样速率最小为两倍基带信号带宽。该接收机的优点是DSP芯片能以较小的计算量完成解调缺点是可能存在I、Q两路信号模拟通路参数不一致两路信号经A/D以后幅相不平衡而使系统性能变差。图.(b)称为中频采样接收机。在I、Q通道的平衡性方面它比模拟实现方式有更好的特性可以大大减少图.(a)中基带采样接收机的缺点而且由于只用了一个A/D变换器使结构更加简单。本地振荡器NCO产生两路正交振荡信号与输入数据相乘将中频信号下变频为基带信号低通滤波以及随后的恒虚警处理等算法均由数字信号处理芯片来实现。由于主要解调工作由数字芯片完成中频采样接收机使用起来更加灵活并且可以方便应用与各种制式各种速率的场合。但要注意A/D变换器的采样率至少为通带信号带宽的两倍。通常为获得更好的噪声性能和提高处理增益而采用过采样技术更加提高系统性能。对解调器来说采用独立于载波自由振荡的高稳定本地时钟它对接收到的中频信号直接进行中频采样和解调处理。中频采样的好处是:不需要将误差信号反馈回混频器进行调整直接在数字信号处理器中完成各种误差信号消除和信号的判定简化了接收机的前端设计。借助于数字信号处理器许多同步算法可以精确地实现。图.(c)称为直接转换接收机。其减少了混频电路对信号频率的转换射频采样直接下变频为零中频信号。虽然电路形式简单但其需要很高的采样时钟因此直接转换接收机实际上很少使用。综合以上三种接收机的特点可以发现从工程实现角度来说中频采样接收机最为方便实用。其解调器为全数字结构具有很高的灵活性而且采样时钟是一般系统可以接受的。另外已经研制出了可以直接在中频上进行量化的A/D变换器比如AD公司的AD、AD等它们都可以工作在IOOMSPS以上完全可以满足一些中频数字接收机的应用。.本论文主要内容本论文主要目的是利用软件无线电理论设计并实现雷达中频数字接收机。通过学习并掌握软件无线电技术以现场可编程器件FPGA和数字下变频芯片GClB为硬件平台设计出性能可靠的中频数字接收机并进行了工程验证。论文主要包括以下几点:第一章绪论。介绍了数字接收机的研究背景及发展动态并扼要介绍了目前流行的几种数字接收机的结构和特点。第二章以软件无线电为理论基础从数字接收机的几个关键技术来阐述中频数字接收技术并给于分析和证明。主要包括:中频采样技术AD转换器的性能一数字接收机的研制及设计理论数字下变频技术及数字低通滤波技术、内插抽取理论等几个方面。第三章根据本课题中数字接收机的指标要求具体阐述使用芯片GClB以及软件无线电技术实现中频数字接收机的设计思路。在分析ADC芯片及GClB芯片的性能及应用方法的基础上设计出了基于CPLD和GClB的中频采样数字接收机。第四章对以上设计的中频数字接收机进行了工程实现并通过MATLAB软件及LABVIEW仿真环境对其进行指标分析。验证了该接收机在幅相一致性及镜频抑制方面得到了有效改善满足系统所需的技术指标要求。第五章结束语。总结了论文中研制的中频数字接收机的设计思路以及对未来的展望。第二章软件无线电理论基础第二章软件无线电理论基础.中频采样理论随着数字技术的迅速发展模拟信号直接进行数字化处理的频率将越来越高。本节主要分析:当对某一时间连续信号进行采样时采样速率达到多大数值时才能根据这些采样值准确确定原信号不至于产生信号的失真与混叠。..基本采样理论叫yquist(奈奎斯特)采样定理Nyquist采样定理:设有一个信号工(f)其频带限制在(厶)范围内如果以不小于=厶的采样速率对x(f)进行等间隔采样得到时间离散的采样信号:nx(n)=x(nT,)(其中Ts=/f,称为采样间隔)。那么原信号工O)将被所得到的采样值x)完全地确定。Nyquist采样定理说明:如果以不小于信号最高频率两倍的采样率对带限信号进行采样那么所得到的离散采样值就能准确确定原信号。下面使用数学方法推导离散采样值x(n)表示带限信号x(f)的数学表达式。采样信号用周期冲激函数p(f)来表示即:p(f)=(t一刀t)()把p(f)用傅立叶级数展开得:”兰兰^fp(f)=GP。%()玑c=毒印Jtrnt班=i上r,P寿‘出=丢妣肌=毒堂歹等肼()()z(f)用采样频率f进行抽样后得到的抽样信号表示为:t(f)=p(咖(f)=iP。珞x(f)(’i===叫由傅立叶变换的性质:一数字接收机的研制ejmotx(t)HX(缈一彩o)得:x(缈):艺x(彩一了z刀):F艺x(国nco,)j月=‘JJ一=所以抽样信号的频谱为原信号频谱频移后的多个叠加(如图.所示)J‘X佃)f/、|、LXs()()()L爪屋叁爪m。..带通采样理论Nyquist采样定理只阐述了频谱分布在(厶)上的基带信号的采样问题如果信号频率分布在某一有限频带(无厶)上时那么如何对这样的带限信号进行采样呢诚然根据Nyquist采样定理仍可按照六厶的采样率对该信号进行采样但当信号的最高频率厂Ⅳ远远大于信号带宽时如果仍按Nyquist采样定理进行采样的话其采样率会很高以至很难实现或者后处理的速度也达不到要求。由于带通信号的带宽不一定很宽那么自然会想到能否采用比,Nyquist采样率更低的速率来采样呢是否可用两倍带宽的采样率来采样呢下面由带通采样理论回答这个问题。带通采样定理:设一个频率带限信号x(f)其频带限制在^~厶范围内如果其采样速率f满足:厂.:三篮厶!()式中n取能满足f(^一无)的最大正整数(n可以为)则用进行等问隔采样所得到的信号采样值x(nrs)能准确地确定原信号x(f)。式()也可用带通信号的中心频率兀和信号带宽B表示为:第二章软件无线电理论基础理。一‘=熹()式中厶=五{丘刀取能b',碉、足B的最大正整数。显然当fo=厶B=厶时取刀=式()就成了Nyquist采样定由带通采样定理可知当正=B时^即信号最高和最低频率之和是带宽的整数倍。=丁nlB即厶五=(甩)B带通采样的带限信号的频谱如图.(b)所示(图中只画出了正频部分负频部分是对称的)。也就是位于图.(b)中任何一个中心频率为fo。(F)带宽为B的带通信号均可用同样的采样率=B对信号进行采样这些采样均能正确地表示位于不同频段的原始信号xo()xl(f)x(f)。x(xj(t)L爪厂\/、//I\I、L西而A五石力(a)j图.带通信号的频谱Ⅲ应用带通采样定理时需要注意以下两个问题:()带通采样定理的前提条件是只允许在其中一个频带上存在信号而不允许在不同频带上同时存在信号否则会引起信号混叠。为满足这样一条件可采用跟踪滤波器的方法即在采样前先对信号进行滤波滤出所感兴趣的带通信号然后再进行采样以防止信号混叠这样的跟踪滤波器称之为抗混叠滤波器。()带通采样的结果是把zB~(聆)B(刀=Ol)不同频带上的信号都用位于(B)上相同的基带信号频谱来表示但要注意这种关系在疗为奇数时其频率对应关系是相对于中心频率“反折”的即奇数通带上的高频分量对应基带上的低频分量奇数通带上的低频分量对应与基带上的高频分量如图.所示。例如在(BB)上的高低频两个信号与采样后在(OB)上的信号的对应关系互为“反折”而偶数频带与采样后数字基带谱是高低频率分量一一对应的。下面证明这种对应关系。一数字接收机的研制为:氐BfolBfBf图.带通信号采样的频率对应关系设位于(OB)内基带上的偏离其中心频率厶分别矽的两个信号为:研()=Acos,,(fooAf)t】(一lo)罡(f)=AcosZ万(fooAf)t】()式中允=去B其取样信号为:S(n)=Acos万c三B一Ⅳ兰S。(n)=Acos万c三BⅣ万T/取Z=B代入式()和()可得:跏=Acos际一纠洲=Acos万/割(一)()()(一)位于第K个频带岫(K)曰】上距中心频率石K分别为鲈的两个信号可表SX(t)=Aoos(foxAf)t】sf(f)=彳cos【万(/jKAf)t】把兀r=Ki一lB代入式()和()可得采样信号为:s((n)=Acosb半州爿s(t)=Acosb半期()()()()第二章软件无线电理论基础一趴刀=Acos一九争警刀()躐刀)=Acos(刎以争百nAf刁()当K为偶数时sfO)、s)可表示为:取班胁s争了nAf司()趴班叫争了nAf司()所以:S,x(刀)=卵(刀)()Sff(n)=霹(刀)()当K为奇数时SX(n)、Sff(n)可表示为:趴炉胁s争了zr.Af刁()跚加胁s》百zAf刀()所以:sf(刀)=s(疗)()s(珂)=s(刀)()阴卜{币明V佶千斋.倔狮黼枇卜的信县黼供导耍烂后的其楷黼谨的对商羊磊...A/D转换器特性.h/O转换器h/D转换器的功能是将模拟信号转换为二进制的数字信号。h/D转换器的工作过程大致可以分为采样、保持、量化、编码、输出等几个环节。器件不同其工作过程也会有所区别随着数字技术的迅速发展h/D转换器在接收机中的作用越来越重要。而A/D技术则成为研究数字接收机的关键技术。下面就A/O转换器的几个特性加以说明。.采样数字接收机的研制理想的采样就是将周期性的冲激序列和给定的信号相乘把时域上连续的模拟信号转换成时域离散的数字信号。在实际中真正的冲激序列是无法实现的通常代之以窄脉冲串。这样可以得到顶部随给定信号变化的脉冲序列这种采样方法称之为自然采样。与自然采样相对应的另一种采样方式叫平顶采样。平顶采样得到的是矩形脉冲串每个脉冲的幅度正比于给定信号的瞬时抽样值因此产生的阶梯可以跟踪输入波形的变化。.量化假设模拟输入信号范围是k。m:】把km:】内的值用电平q。来表示kmM】范围内的值用电平吼来表示则模拟输入信号值域可按等距离分割后进行量化即为均匀量化。每个量化区间的量化电平均取在各区间的中点。如果输入信号的最小值和最大值分别为口b则有:AV硼叫硼堋一一=等(.)成立AV称之为量化间隔。第f个量化区间的终点为:mf=aiAV()第i个量化区间的量化电平为:铲竽=口(i广)AV().编码编码的方式很多有单极性二进制码偏移码二进制无极性码的补码等等。下面分别说明每种编码方式下码字与码字所表示的电压关系。式中编码位数为z位ai为二进制数或。对于单极性二进制码如果输入信号在o‰】范围内则有如下关系:y:%主鲁()对于二进制偏移码如果输入信号在‰%】范围内则有如下关系:y=Vrs嚣ai一)()f=l\厶/的补码是一种用的很广的编码方式便于数字信号处理器对数据的处理。第二章软件无线电理论基础其码字与码字所表示的电压之间有如下关系:y=%喜(斟口..A/D转换器的性能指标()衡量一种A/D转换器的好坏主要依赖于其性能指标对于我们目前常见的A/D转换器通常衡量的性能指标有:A/D转换灵敏度、转换时间、信噪比、孔径抖动、无杂散动态范围(SFDR)等。下面分别论述这些性能指标。.转换灵敏度转换灵敏度又称为量化间隔假设一个A/D器件的输入电压为(一VV)转换位数为Ⅳ即它有‘Ⅳ个量化电平则它的量化电平为:AV=VⅣ。一般来说量化电平可表示为:Q=%一p一/Ⅳ式中%一p一为输入电压峰一峰最大值。显然A/D的转化位数越多器件的电压范围越小它的转换灵敏度越高。.转换时间转换时间是指A/D转换器从转换控制信号到来开始到输出端得到稳定的数字信号所经过的时间。A/D转换器的转换时间与转换电路的类型有关。不同类型的转换器转换速度相差甚远。其中并行比较A/D转换器的转换速度最高位二进制输出的单片集成A/D转换器转换时间可达到ns以内逐次比较型A/D转换器次之它们多数转换时间在lO一s以内间接A/D转换器的速度最慢如双积分A/D转换器的转换时间大都在几十毫秒至几百毫秒之间。.信噪比(SNR)对一个理想的A/D转换器来说和系统设计最密切相关的是A/D的信噪比通常一个幅度与A/D最大电平匹配的正弦波可表示为:%一P一=ⅣQ()上式中Ⅳ为A/D的转换位数Q为转换灵敏度。最大功率:‰=(等卜=等浯在没有输入噪声的情况下最小电压被认为是量化间隔最小功率为:%(等卜=嚣浯数字接收机的研制此时动态范围:pDR=手=N=N(dB)()min通过采样量化得到的数字序列只能是原始模拟输入信号的一个近似不可避免的要引入误差就是噪声。设量化电平为Q因为误差可以是量化电平以内的任意值它在量化电平上服从均匀分布那么其幅度的概率密度函数为I/。如图.所示:‘P(x)Q图.量化噪声功率的概率分布嘲此时量化噪声功率M为:M=吉《m=西()因此理想A/D的最大信噪比为:(熹)一=鲁=()上式用对数形式表示为:SNR=rⅣ一。Ⅳ.(dB)()如果信号带宽固定采样频率提高效果就相当于在一个更宽的频率范围内扩展量化噪声从而使SNR有所提高如果信号带宽变窄在此带宽内的噪声也减少信噪比也会有所提高。因此以一个满量程的J下弦信号SNR可准确地表示为SNR=N.(f,/B)(dB)()式中六为采样频率B为模拟信号带宽。.孔径抖动在A/D中孔径的不确定性主要来自于两个方面:一个是A/D内部采样保持电第二章软件无线电理论基础路或带锁存比较器取样时样本时间延迟的变化另一个是采样时钟本身上升、下降沿触发抖动。采样时钟抖动取决于提供时钟的振荡器的频谱纯度。孔径抖动的示意图如图.所示。跟出图.孔径抖动示意图‘孔径不确定性本身为一个孔径误差这个误差的幅度与模拟输入信号的变化速率有关。模拟输入信号的变化速率为望竺当孔径抖动为f时孔径抖动引入的电压误差为ydr(t)A。当输入信号:V(t)=Asin(ztfi)丁dr(t)=彬c。s(zrfi)()t=时上式取得最大值:掣atL。=彬I.一“这样由孔径抖动引入的误差电压为:一掣lioAt=础沿.无杂散动态范围无杂散动态范围SFDR(SpuriousFreeDynamicRange)在A/D中是指在第一Nyquist区内测得的信号幅度的有效值与最大杂散分量有效值之比的分贝数。对于一个理想A/D转换器来说在其输入满量程信号时SFDR值为最大。在实际应用中当输入信号比满量程值低几个分贝时出现最大的SFDR值。这是由于A/D在输入信号接近满量程时其非线性误差和其它失真都会增大的缘故。另外由于实际输入信号幅度的随机波动当输入信号接近满量程时信号幅度超出满量程值的概率增加这也会带来由限幅所造成的额外失真。在A/D的手册中可以看到n位A/D的SFDR值通常:LSNR值大的多。例如AD数字接收机的研制的SFDR值为dBc而SNR典型值为dB(理论值为dB)。这是因为SFDR这个指标只考虑了由于A/DzJle线性引起的噪声仅仅是信号功率和最大杂散功率之比而SNR是信号功率和各种误差功率之比误差包括量化噪声、随机噪声以及非线性失真所以SNRI:LSFDR要小。..雷达接收机中A/D转换器的设计.A/D转换器的选择原则()采样率选择。如果A/D之前的带通滤波器的矩形系数为r(如图.所示.=争I,B.』图.滤波器矩形系数不意图为防止带外信号影响有用信号A/D器件的采样率应取为:.疋kB’=rB。例如:某中频回波信号的带宽B=IOMHz滤波器的矩形系数.=则应有采样率六MHz。在允许过渡带混叠时采样速率为:.疋(.)B。例如当B=MHz.=戬。lskMHz。()选择采样分辨率较好的A/D器件。因为A/D器件的分辨率越高所需的输入信号的幅度越小对接收前端的增益要求也越小。A/D的分辨率主要取决于器件的转换位数和器件的输入范围。转换位数越高信号输入范围越小贝JJA/D的性能越好但对制作工艺要求也越高所以选择时需慎重。()根据接收机动态范围确定A/D转换位数。由于A/D的动态范围指标主要取决于转换位数A/D器件的转换位数越多其动态范围越大。()根据环境条件选择A/D芯片的环境参数如功耗、工作温度等。A/D转换器的功耗应尽可能低因为器件的功耗太大会带来供电、散热等许多问题。()根据接口特征选择合适的A/D输出状态。例如:A/D是并行输出还是串行第二章软件无线电理论基础输出输出的是TTL电平或CMOS电平还是ECL电平输出编码是偏移码方式还是补码方式等。.采用“过采样”技术改善A/D的信噪比对于一个采集系统而言由于Nyquist定理的限制输入频率通常需要小于或等于采样频率.疋的/。然而在接收机中经常采用带通采样技术即采样频率只要大于信号带宽的两倍就能不失真地恢复模拟输入信号的全部信息。所以这里涉及到“下采样’’和“过采样’’等基本概念。下采样是指采样率低于信号的频率。例如用MHz采样时钟采集MHz中频信号。过采样是针对模拟输入信号带宽而言的若采样率大于被采集信号带宽的倍都认为是过采样。在接收机中频采样时下采样和过采样有可能同时存在例如:用MHz时钟采集MHz中心频率、IOMHz带宽的信号这时的采样率既低于输入信号频率又大于信号带宽的倍因此既是下采样又是过采样。由于对一定的A/D转换器而言其总的噪声能量保持恒定随着采样率的提高噪声被扩散到更宽的频率范围采样之后的数字滤波将高于信号带宽的噪声能量、滤去从而获得信噪比的改善。其改善的理论值为lolg【去J始其中丘为采样频率B为信号带宽。.I/Q鉴相对于现代雷达接收机所接收的信号需要提取的不仅有幅度信息还有相位信息。正交鉴相正是同时提取幅度和相位信息的有效方法。..模拟正交鉴相模拟正交鉴相又称为“零中频处理”。所谓“零中频”是指相干振荡器的频率与中频信号的中心频率相等使其差频为零。零中频处理既保持了中频处理时的全部信息同时又可在视频实现因而得到了广泛的应用。下面讨论这一处理的基本过程。图.示出了模拟正交鉴相的原理方框图其中相位检波器可以是乘法器也可以是混频器。Ⅲ数字接收机的研制中信(f)Q(f)图.模拟止交鉴相原理方框图中频信号S(f)可以表示为:s(f)=口O)cosbt矽o)】()其中口(f)和矽(f)分别为幅度和相位函数。在雷达接收机中a(t)和矽(f)均是时间的慢变函数。信号又可以用复数表示为:s(f)=昙k(f)P朋r)P脚以(f)P叫(『)P一胁‘】=要ko弦嘶’甜‘o)口一.q‘】()式中u(t)=a(t)e例’’称为复调制函数它包含了信号S(f)的全部信息量。以矽(f)=吼t为例(在雷达中中频信号和相干振荡信号的频差通常就是多普勒频率吼)复函数u(t)=a(t)e%‘表示中频附加的多普勒频率。在正常的单路相干检波中将中频信号S(f)和相干基准信号COSt相乘后取出其低频分量即s。)c。sqf=三k(f)“’o)】丢ko)ejr口'tU*o)eJaJ,t】()通过低通滤波后取出低频分量为丢k(f)“’o)】=丢口o)c。s国df()上式中如果口(f)为常数则取样点J下碰上cos%t的过零点就会产生检测时的盲相。为了消除盲相应能保证把函数“(f)单独取出来。这时的实现方法是信号S(f)乘以复函数口一q‘即可则so)P一卿=丢l(f)P椭‘qU*o)口一』q。}一叫=i“(f)i“(f)PJ卿‘()第二章软什无线电理论基础通过低通滤波后取出其复函数“()而滤去高次项可得:u(O=a(t)e’’‘‘)=a(t)cos#(t)ja(t)sin矽(t)()这就要求进行正交双通道处理一条支路和基准电压cosco进行相干检波,t得到同相支路I:另一路和基准电压sin现进行相干检波得到正交支路Q。sinatt可由COS(移项。得到其输出值分别为a(t)eos(t)和a(t)sin(t)如果要取振幅函数口()则为Q:如果要判断相位调制函数的正负值(多普勒频率厶的正负值)则需比较Q两支路的相对值来判断正交支路的输出也可以重新恢复出中频信号。模拟正交鉴相的优点是可以处理较宽的基带带宽对A/D转换器的要求也相应较低但是模拟正交鉴相的主要缺点是很难实现两通道间的良好平衡相干振荡器输出的不正交和视频放大器的零漂都是影响正交的重要因素。Q通道间的不平衡将会产生镜频信号。下面从傅氏变换的角度给出//Q平衡与不平衡的结果。e’刚=coscoitjsincojt=cosnftjsinnft()其中cos斫和jsinnf的傅氏变换可分别表示为:刀【coS衫】=堂半产塑()F丁陋衫】=型旺譬型盟()输出合成信号:刀G麒‘)=三p杪一z)(fz)jja(fz)ja(fzⅫ=(/一z)()图.示意出平衡/Q与不平衡I/Q的输出结果。lILf‘IlLQafZ)o(fZ:.d(fZ).(fZ)(a)cos(西)数字接收机的研制O.筘铲Z)ILj.(fZ)IL(b)jsin(n'矿:)IIL万驴一Z)o.(fZ).j)(c)合成结果图.平衡/Q与不平衡I/Q的输出结果示意图上面从傅氏变换角度分析了镜频产生的原因下面计算其具体结果假定幅度不平衡为口相位不平衡为s则有:s()=cos(n矿,t)jasin(n'j‘fs):昙pz斫。(tTte.Is)】丢k一z斫r(tTgeJs)】()真实信号la'e归和镜像信号lose一弦的模值Ad和A分别为:Ad=Ilae弦I=llacos占jotsinl=口cos占口()彳:=acosI口()在模拟下变频器中混频器的非线性和模拟本地振荡器的频率稳定度、边带、相位噪声、温度漂移及转换速率等都是人们很难解决的问题。这些问题在数字下变频中都可以得到很好的解决频率步进、频率间隔等也具有理想的性能另外数字下变频可以较容易地控制和修改等特点也是模拟下变频器所无法比拟的。从工作原理讲数字下变频与模拟下变频是一样的就是输入信号与一个本地振荡信号进行乘法运算。与模拟下变频相比数字下变频的运算速度受数字处第二章软件无线电理论基础理芯片处理速度的限制同时其运算速度决定了其输入信号数据流可达到的最高速率相应地也限制TADC的采样率另外数字下变频的数据精度和运算精度也影响着接收机的性能所以数字下变频器必须进行优化设计。..数字正交鉴相数字正交鉴相的实现方法是首先对模拟信号进行A/D变换然后进行I/Q分离。数字正交鉴相的最大优点是可实现更高的I/O精度和稳定度。实现数字I/Q的方法很多例如:数字混频低通滤波法、数字插值法等。下面分别进行介绍。数字混频低通滤波法的原理方框图如图.所示。(珂)Q(z)图.低通滤波器法实现I/Q原理图这种方法类似于模拟正交鉴相的方法只是混频、低通滤波及相干振荡器均由数字方法来实现其中相干振荡器称作NCO它能输出正弦和余弦两路正交信号。由于两个正交相干振荡器信号的形成和相乘都是数字运算的结果所以其正交性是完全可以保证的只要保证运算精度即可。数字插值法是通过选取适当的采样频率对中频信号进行A/D变换可以交替地得到)和QO)接着通过内插滤波器进行内插运算从而得到完整的Q两路信号。‘设信号sO)=彳O)cosb。f矽()】将采样频率取为:六==砀鲁^()B‰丁=矾兰}去=三似t)令MI=刀M=,I州一则:数字接收机的研制s(nT户A(nT)cosk彩。丁矽丁)】=砸T)c刮(nT)c。s(等)一彳(nT舢(nT舢(等)都)cos(等)一酬sin(等):I()"/I(船)n蕾l偶数()【()(nO/QG)n为奇数~显然n为偶数时可得到如)n为奇数时可得到QG)然后经数字内插即可输出完整的Q两路信号。...数字控制振荡器数字控制振荡器在DDC中相对而言是比较复杂的也是决定DDC性能的主要因素之一。NCO的目的是产生一个理想的正弦和余弦波(下面用正弦来通称正弦和余弦)更确切地说是产生一个频率可变的正弦波样本如下式:Ⅲso):c。sf万.争.刀抑:o()\.掌/上式中厶为本地振荡频率六为DDC输入信号的采样频率。NCO产生正弦波样本的最有效、最快捷的方法就是查表法即事先由各个NCO正弦波相位计算好相位的正弦值并按相位角度作为地址存储该相位的正弦值。DDC作时每向DDC输入一个待下变频的中频信号采样样本NCO就增加一个rr孚相位增量然后按照万等相位累加角度作为地址查寻该地址上的Jst=OJs数据并将其输出到数字混频器中与信号样本相乘即可完成数字下变频。见图.。从图.可知数控本振由三部分组成:包括相位累加器、相位加法器及正弦表只读存储器。相位累加器的作用就是将数字本振频率和本振偏移频率之和转换为相位每来一个时钟相位在原有基础上增加一个相位增量相位加法器的功能是设置一定的初始相位以满足某些特殊应用的要求。相位的正弦值用查表求得即相位角度矽(o~万)与其正弦值表存在一一对应关系:一TAB(qk),TAB(qk)表第二章软件无线电理论基础l示以为地址该地址上的正弦值数据。实际上只要保持一一对应关系正弦表的地址不一定要真正的相位值即若有F一则FTAB(C)这种对应关系是具有可传递性的。本频数孚本振频率输入图.数控本振和数字混频器的功能框图如下式所示:=zxfw刀:』兰生%聆ls式()中rl。表示相位二进制数据的位数。本振偏移相位输入器()()数字接收机的研制则FTAB(#。这种对应关系需转换的原因是:由于实际的相位角度值一般不是整数所以直接用相位角度的二进制表示作为查正弦表的地址是很复杂而且不确切的。NCO产生的J下弦和余弦信号输入到数字混频器与输入的信号混频。数字混频器就是一个乘法器很简单。信号经混频后输出到低通滤波器以滤出带外信号然后进行抽取处理等运算。...数字滤波器随着采样率的提高带来的另一个问题就是采样后的数据流速率很高导致后续处理速率跟不上特别是对于有些计算量大的算法如果其数据吞吐率太高则很难满足实时性要求所以很有必要对A/D后的数据流进行降速处理。我们常用的方法是整数倍抽取。.整数倍抽取所谓整数倍抽取是指把原是采样序列zb)每隔(D一)个数据取一个以形成一个新序列x..(m)即:XD(聊)=x(mD)()式中D为正整数抽取过程如图.所示:l(a)抽取之前Om(b)抽去之后图.整数倍抽取图示Ⅲ显然如果x)序列的采样率为六则其无模糊带宽为/。当以D倍抽取第二章软件无线电理论基础率对xG)抽取后得到的抽取序列%似)的取样率为六/D其无模糊带宽为六/D当xO)含有大于六/D的频率分量时XD如)就必然产生频谱混叠导致xD(所)中无法恢复xO)中小于六/D的频率分量信号。图.是频谱分析可以说明这一点。Xs(o)一爪屋叁爪m。)SHt.H(Ss(a)抽取前的信号(b)抽取后的信号图.整数倍抽取频谱分析可见在采样率不是很高的情况下抽去后的频谱会发生严重混叠在这种情况下如果在抽取之前对信号进行低通滤波就可以解决这一问题。.整数倍内插所谓整数倍内插就是指两个原始抽样点之间插入(J一)个零值若设原是抽样序列为x)则内插后的序列X如)为:x(”):jx(予)(咒=。』)。。其它内插过程如图.所示:O(a)内插之前n数字接收机的研制Xs(m)一m屋参mm一.COS(OHHCOs(Os(a)内插之前信号XI()爪崖叁m爪。CO第二章软件无线电理论基础波器例如维纳滤波器、卡尔曼滤波器、自适应滤波器等最佳滤波器。从单位脉冲响应分类数字滤波器可以分为有限冲激响应滤波器FIR和无限冲激响应滤波器IIR。我们知道数字滤波器具有幅频特性和相频特性幅频特性表示信号通过该滤波器后各频率成分的衰减情况相频特性反映各频率成分通过滤波器后在时间上的延迟情况。因此即使两个滤波器幅频特性相同而相频特性不同则对于相同的输入滤波器输出的信号波形也是不一样的。一般选频滤波器的技术要求由幅频特性给出相频特性一般不作要求但如果对输出波形有要求时则需要考虑相频特性的技术要求。IIR滤波器和FIR滤波器的设计方法是很不同的。IIR滤波器设计经常使用的一种方法是借助于模拟滤波器的设计方法进行的。其设计步骤是:先得到模拟滤波器的传输函数然后将其用某种方法转换成数字滤波器的系统函数这类方法相对简单一些因为模拟滤波器的设计方法已经很成熟有完整的设计公式而且还有一些典型的滤波器类型供我们使用。但由于设计中只考虑了幅度特性没有考虑相位特性所以设计的滤波器相位特性一般是非线性的。为了得到线性相位特性对IIR滤波器必须另外增加相位校正网络使滤波器设计变得复杂成本也高。FIR滤波器在保证幅度特性满足技术要求的同时很容易做到严格的线性相位特性。本文主要论述有限冲激响应滤波器FIR。设输入为x(刀)、输出为y(z)冲激响应函数为办(行)的数字滤波器可用下图表示:则x(n)图.数字滤波器图示t=ⅧyG)=h(OxG一七)k=o/、yⅥ)()有限冲激响应滤波器FIR是指冲激响应函数向)为有限个值的数字滤波器即满足:办G)=onN及刀<Ⅳl()式中Ⅳl、N为有限值或者说FIR滤波器的冲激函数办O)只在有限范围Nlk<N内不为零实际中通常取Ni=ON=N所以对FIR滤波器有:yG)=办)x(.k)()k=O其系统函数日(z)为Ⅳ一lII(z)=h(n)z叫()数字接收机的研制H(Z)是z’的(Ⅳ一)次多项式它在z平面上有(Ⅳ一)个零点原点z=是(N一)阶重极点。因此H(z)永远稳定。稳定和线性相位特性是FIR滤波器突出的优点。下面分析线性相位FIR数字滤波器的条件。对于长度为Ⅳ的办)传输函数为:ⅣG归):芝办o>相()g(ej国)=日gco)ej(脚)()式中H)称为幅度特性口)称为相位特性。注意这里日)为彩的实函数可能取负值。Ⅳ(ej。)线性相位是指秒)是国的线性函数即秒户一TO)f为常数()如果b)满足下式:秒户岛一TO)岛是起始相位()严格地说此时口)不是线性相位但以上两种情况都满足群时延是一个常数即:翌型:一f()d缈也称这种情况为线性相位一般称满足式()是第一类线性相位满足式()为第二类线性相位。满足第一类线性相位的条件是:办G)是实序列且对(Ⅳ一)/偶对称即:办)=办(Ⅳ一)()满足第二类线性相位的条件是:乃)是实序列且对(Ⅳ一)/奇对称即:办G)=一h(N一刀一)()由于FIR数字滤波器具有诸多优点这里主要介绍FIR数字滤波器的设计。FIR滤波器设计任务是选择有限长度的办)使传输函数满足技术要求。主要有三种方法:窗函数法、频率采样法和直接法等。()使用窗函数法设计FIR滤波器设希望设计的滤波器传输函数为HdG归)%G)是与其对应的单位脉冲响应因HdG归):至%G>一伽()第二章软件无线电理论基础九O)=万£HdG如>砌d国()如果能够由已知的HdG如)求出haG)经过z变换可得到滤波器的系统函数。为了构造一个长度为N的线性相位滤波器只有将九G)截取一段并保证截取的一段对(Ⅳ一)/对称。设截取的一段用^O)表示即:乃O)=haO拉ⅣO)()式中RⅣG)是一个矩形序列长度为N。我们实际实现的滤波器的单位取样响应为乃)其系统函数为日(z)N!日(z)=h(n)z()n=这样我们用一个有限长的序列五(刀)去代替hd(门)肯定会引起误差会引起通带内和阻带内的波动性尤其使阻带的衰减小从而满足不了技术上的要求。而减小带内波动以及加大阻带的衰减只能从窗函数的形状上找解决办法。如果窗函数的主瓣包含更多的能量相应的旁瓣幅度就减小了旁瓣的减小可使通带、阻带波动减小从而加大阻带衰减。但这样总是以加大过渡带为代价的。下面说明几种窗函数的基本参数。表.六种窗函数的基本参数窗函数旁瓣峰值幅度/d过渡带宽阻带最小衰减/dB矩形窗:r/N一l三角形窗:c/N汉宁窗

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