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© 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com 使用说明 书 关于书的成语关于读书的排比句社区图书漂流公约怎么写关于读书的小报汉书pdf AN-6076 供高电压栅极驱动器 IC 使用的自举电路的设计和使用准则 Rev. 1.0.0 • 6/8/09 www.fairchildsemi.com 1. 引言 本文讲述了一种运用于功率型MOSFET和 IGBT设计高 性能自举式栅极驱动电路的系统方法，适用于高频率， 大功率及高效率的开关应用场合。不同经验的电力电子 工程师们都能从中获益。在大多数开关应用中，开关功 耗主要取决于开关速度。因此，对于绝大部分本文阐述 的大功率开关应用，开关特性是非常重要的。自举式电 源是一种使用最为广泛的，给高压栅极驱动集成电路 (IC) 的高端栅极驱动电路供电的方法。这种自举式电源 技术具有简单，且低成本的优点。但是，它也有缺点， 一是占空比受到自举电容刷新电荷所需时间的限制，二 是当开关器件的源极接负电压时，会发生严重的问 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 。 本文分析了最流行的自举电路解决方案；包括寄生参 数，自举电阻和电容对浮动电源充电的影响。 2. 高速栅极驱动电路 2.1 自举栅极驱动技术 本节重点讲在不同开关模式的功率转换应用中，功率型 MOSFET 和 IGBT 对自举式栅极驱动电路的要求。当输 入电平不允许高端 N沟道功率型MOSFET或 IGBT使用 直接式栅极驱动电路时，我们就可以考虑自举式栅极驱 动技术。这种方法被用作栅极驱动和伴发偏置电路，两 者都以主开关器件的源极作为基准。驱动电路和偏置电 路都在相对于器件源极的两个输入电压之间摆动。但 是，驱动电路和它的浮动偏置可以通过低压电路实现， 因为输入电压不会作用到这些电路上。驱动电路和接地 控制信号通过一个电平转换电路相连。该电平转换电路 必须允许浮动高端和接地低端电路之间存在高电压差和 一定的电容性开关电流。高电压栅极驱动 IC通过独特的 电平转换设计差分开。为了保持高效率和可管理的功 耗，电平转换电路在主开关导通期间，不能吸收任何电 流。对于这种情况，我们经常使用脉冲式锁存电平转换 器，如图 1所示。 图 1. 高端驱动集成电路的电平转换器 2.2 自举式驱动电路工作原理 自举式电路在高电压栅极驱动电路中是很有用的，其工 作原理如下。当 VS降低到 IC电源电压 VDD或下拉至地 时（低端开关导通，高端开关关断），电源 VDD通过自 举电阻， RBOOT，和自举二极管， DBOOT，对自举电容 CBOOT，进行充电，如图 2所示。当 VS被高端开关上拉 到一个较高电压时，由 VBS 对该自举电容充电，此时， VBS 电源浮动，自举二极管处于反向偏置，轨电压（低 端开关关断，高端开关导通）和 IC电源电压 VDD，被隔 离开。 图 2. 自举式电源电路 UVLO 㛝ކথ⫳఼ RR S Q VB HO VS IN ాໄ⍜䰸఼ 䌃 䗮 ⬉ ⌕ 㸹 ٓ ᷙ ᵕ 偅 ࡼ ఼ COM Ⳉ⌕⑤ 䋳䕑 VDD Q1 Q2RG2 RG1 DBOOT CBOOT ILOAD RBOOT VDD LO HO VB VS 㞾Вܙ⬉⬉⌕䏃ᕘ 㞾Вᬒ⬉⬉⌕䏃ᕘ AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 2 2.3 自举式电路的缺点 自举式电路具有简单和低成本的优点，但是，它也有一 些局限。 占空比和导通时间受限于自举电容 CBOOT，刷新电荷所 需时间的限制。 这个电路最大的难点在于：当开关器件关断时，其源极的 负电压会使负载电流突然流过续流二极管，如图 3所示。 该负电压会给栅极驱动电路的输出端造成麻烦，因为它 直接影响驱动电路或 PWM 控制集成电路的源极 VS 引 脚，可能会明显地将某些内部电路下拉到地以下，如图 4所示。另外一个问题是，该负电压的转换可能会使自举 电容处于过压状态。 自举电容 CBOOT，通过自举二极管 DBOOT，被电源 VDD 瞬间充电。 由于 VDD电源以地作为基准，自举电容产生的最大电压 等于 VDD加上源极上的负电压振幅。 图 3. 半桥式应用电路 图 4. 关断期间的 VS 波形 2.4 VS 引脚产生负电压的原因 如图 5所示，低端续流二极管的前向偏置是已知的将 VS 下低到 COM（地）以下的原因之一。 主要问题出现在整流换向期间，仅仅在续流二极管开始 箝压之前。 在这种情况下，电感 LS1和 LS2会将 VS压低到 COM以 下，甚至超过如上所述的位置或正常稳态。 该负电压的放大倍数正比于寄生电感和开关器件的关断 速度，di/dt；它由栅极驱动电阻，RGATE 和开关器件的 输入电容， Ciss 决定。 Cgs和 Cgd 的和，称为密勒电容。 图 5. 降压转换器 图 6描述了高端 N沟道MOSFET关断期间的电压波形。 图 6. 关断期间的波形 LOCOM HO VS Ⳉ⌕⑤ ifree VDD VB Q1 Q2 RG2 RG1 Ls1 Ls2 催ッ݇ 㓁⌕䏃ᕘ HIN LIN HIN LIN iLoadCBOOT DBOOTRBOOT CIN -VS t HIN 㓁⌕ t VS -COM Q1 VBIN GND HO VS VDD 䕧ܹ D1 H VIC VCC VDC DBOOT CBOOT RGATE CDRV COUT LS1 LS2 CC iLOAD iFree A B GND - VS VOUT VDC+VGSˈᆚࢦ VDC VBS ᘶ໡ᯊ䯈 A ⚍ B ⚍ C ⚍ VGS=B-C П䯈 AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 3 2.5 VS 引脚电压下冲的影响 如果电压下冲幅度超过规定的绝对最大额定值，栅极驱 动集成电路受到损害，或者栅极驱动集成电路暂时锁存 现态。 图 7 显示高端输出信号没有随输入信号而改变但发生闭 锁现象，此时，半桥电路中的外部主高端和低端开关处 于短路状态。 图 7. 闭锁情况下的波形 如果VS电压下冲没有超过规定的绝对最大额定值，栅极 驱动 IC不会受到损害。然而，当 VS处于如图 8所示的 下冲状态时，高端输出不会对输入转换作出响应。在这 种情况下，高端栅极驱动电路的电平转换器不会受到工 作电压余量不足的影响。需要注意的是，大多数事实证 明高端通常不需要在一个开关动作之后立即改变状态。 图 8. 信号丢失情况下的波形 2.6 考虑闭锁效应 最完整的高电压栅极驱动集成电路都含有寄生二极管， 它被前向或反向击穿，就可能导致寄生 SCR闭锁。闭锁 效应的最终结果往往是无法预测的，破坏范围从器件工 作时常不稳定到完全失效。栅极驱动集成电路也可能被 初次过压之后的一系列动作间接损坏。例如，闭锁导致 两输出驱动同时置于高态，造成交叉传导，从而导致开 关故障，并最终使栅极驱动器集成电路遭受灾难性破 坏。如果功率转换电路和 / 或栅极驱动集成电路受到破 坏，这种失效模式应被考虑成一个可能的根本原因。下 面的理论极限可用来帮助解释VS电压严重不足和由此产 生闭锁效应之间的关系。 在第一种情况中，使用了一个“理想自举电路”，该电 路的 VDD由一个零欧姆电源驱动，通过一个理想二极管 连接到 VB，如图 9所示。当大电流流过续流二极管时， 由于 di/dt很大，VS电压将低于地电压。这时，闭锁危险 发生了，因为栅极驱动器内部的寄生二极管 DBS，最终 沿 VS到 VB方向导通，造成下冲电压与 VDD叠加，使得 自举电容被过度充电，如图 10所示。 例如：如果 VDD=15V， VS下冲超过 10V，迫使浮动电 源电压在 25V以上，二极管 DBS有被击穿的危险，进而 产生闭锁。 图 9. 情况 1：理想自举电路 图 10. 情况 1 的 VB 和 VS 波形 䯁䫕䯂乬 䕧ܹ 䕧ߎ ֵো϶༅䯂乬 䕧ܹ 䕧ߎ COM VB VS ᷙᵕ偅ࡼ఼ VDD DBS VS GND VB 催 V BS AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 4 假想自举电源被理想浮动电源替代，如图 11 所示，这 时， VBS 在任何情况下都是恒定的。注意利用一个低电 阻辅助电源替代自举电路，就能实现这种情况。这时， 如果 VS 过冲超过数据表 (datasheet) 规定的最大 VBS 电 压，闭锁危险就会发生，因为寄生二极管 DBCOM最终沿 COM端到 VB方向导通，如图 12所示。 图 11. 情况 2：理想浮动电源 图 12. 情况 2 的 VB 和 VS 波形 一种实用的电路可能处在以上两种极限之间，结果是 VBS电压稍微增大，和 VB稍低于 VDD，如图 13所示。 图 13. VB 和 VS 的典型响应 准确地说，任何一种极限情况都是流行的，检验如下。 如果 VS过冲持续时间超过 10个纳秒，自举电容 CBOOT 被过充电，那么高端栅极驱动器电路被过电压应力破 坏，因为 VBS 电压超过了数据表指定的绝对最大电压 (VBSMAX) 。设计一个自举电路时，其输出电压不能超过 高端栅极驱动器的绝对最大额定电压。 2.7 寄生电感效应 负电压的振幅是： 为了减小流过寄生电感的电流随时间变化曲线的斜度， 要使等式 1中的导数项最小。 例如：一个 10安培， 25V的栅极驱动器，它的寄生电 感是 100nH，如果在 50ns内开关，那么 VS与地之间的 负电压尖峰是 20V。 3. 自举部件的设计 流程 快递问题件怎么处理流程河南自建厂房流程下载关于规范招聘需求审批流程制作流程表下载邮件下载流程设计 3.1 选择自举电容 自举电容 (Cboot)在低端驱动器导通，输出电压低于栅极 驱动器的电源电压 (VDD) 时每次都被充电。自举电容仅 当高端开关导通的时候放电。自举电容给高端电路提供 电源 (VBS)。首先要考虑的参数是高端开关处于导通时， 自举电容的最大电压降。允许的最大电压降 (VBOOT)取决 于要保持的最小栅极驱动电压（对于高端开关）。如果 VGSMIN是最小的栅 -源极电压，电容的电压降必须是： 其中： VDD =栅极驱动器的电源电压；和 VF =自举二极管正向电压降 [V] 计算自举电容为： 其中 QTOTAL是电容器的电荷总量。 自举电容的电荷总量通过等式 4计算： (4) 其中： QGATE =栅极电荷的总量 ILKGS =开关栅 -源级漏电流； ILKCAP =自举电容的漏电流； IQBS =自举电路的静态电流； ILK =自举电路的漏电流； QLS=内部电平转换器所需要的电荷，对于所有的高压栅 极驱动电路，该值为 3nC； COM VB VS ᷙᵕ偅ࡼ఼ VCC DBCOM VCC VS GND VB VB ԢѢ COM VS GND VB VB ᥹䖥 COM VBS ๲ࡴ (1)dtdiSSFDBOOTRBOOT LLVVCOM )()(V 21S +−+−=− (2)GSMINFDDBOOT VVVV −−=Δ (3) BOOT TOTAL BOOT V QC Δ = LSONLKDIODELKQBSLKGSLKCAPGATETOTAL QtIIIIIQQ +⋅+++++= )( AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 5 tON =高端导通时间；和 ILKDIODED =自举二极管的漏电流； 电容器的漏电流，只有在使用电解电容器时，才需要考 虑，否则，可以忽略不计。 3.2 选择自举电阻 当使用外部自举电阻时，电阻 RBOOT 带来一个额外的电 压降： 其中： ICHARGE =自举电容的充电电流； RBOOT=自举电阻；和 tCHARGE=自举电容的充电时间 (低端导通时间 ) 该电阻值（一般 5~10Ω）不能太大，否则会增加 VBS时 间常数。当计算最大允许的电压降 (VBOOT) 时，必须考 虑自举二极管的电压降。如果该电压降太大或电路不能 提供足够的充电时间，我们可以使用一个快速恢复或超 快恢复二极管。 例如 ： 当使用外部自举二极管时，估算自举电容的大小。 栅极驱动 IC=FAN7382（飞兆） 开关器件 =FCP20N60（飞兆） 自举二极管 =UF4007 VDD=15V QGATE = 98nC（最大值） ILKGS = 100nA（最大值） ILKCAP = 0（陶瓷电容） IQBS = 120µA（最大值） ILK = 50µA（最大值） QLS = 3nC TON=25µs（fs=20KHz，占空比 =50%） ILKDIODE = 10nA 如果自举电容器在高端开关处于开启状态时，最大允许 的电压降是 1.0V，最小电容值通过等式 3计算。 自举电容计算如下： 外部二极管导致的电压降大约为 0.7V。假设电容充电时 间等于高端导通时间（占空比 50%）。根据不同的自举 电容值，使用以下的等式： 推荐的电容值是 100nF ~ 570nF，但是实际的电容值必须 根据使用的器件来选择。如果电容值过大，自举电容的 充电时间减少，低端导通时间可能不足以使电容达到自 举电压。 4. 考虑自举应用电路 4.1 自举启动电路 如图 1 所示，自举电路对于高电压栅极驱动器是很有用 的。但是，当主要 MOSFET (Q1) 的源极和自举电容 (CBOOT) 的负偏置节点位于输出电压时，它有对自举电 容进行初始化启动和充电受限的问题。启动时，自举二 极管 (DBOOT) 可能处于反偏，主要 MOSFET (Q1)的导 通时间不足，自举电容不能保持所需要的电荷，如图 1 所示。 在某些应用中，如电池充电器，输出电压在输入电源加 载到转换器之前可能已经存在了。给自举电容 (CBOOT) 提供初始电荷也许是不可能的，这取决于电源电压 (VDD)和输出电压 (VOUT) 之间的电压差。假设输入电压 (VDC)和输出电压 (VOUT)之间有足够的电压差，由启动 电阻 (RSTART)，启动二极管 (DSTART) 和齐纳二极管 (DSTART) 组成的电路，可以解决这个问题，如图 14 所 示。在此启动电路中，启动二极管 DSTART充当次自举二 极管，在上电时对自举电容 (CBOOT) 充电。自举电容 (CBOOT) 充电后，连接到齐纳二极管DZ，在正常工作时， 这个电压应该大于驱动器的电源电压 (VDD) 。启动电阻 限制了自举电容的充电电流和齐纳电流。为了获得最大 的效率，应该选择合适的启动电阻值使电流极低，因为 电路中通过启动二极管的自举路径是不变的。 (5)CHARGE BOOTCHARGE RBOOT t RI V • = (6) ][102.105 )103()}1025()1010 10501012010100{()1098( 9 969 6699 C QTotal − −−− −−−− ×= ×+×××+ ×+×+×+×= (7)][1051 102.105 9 nF V Q C BOOT TOTAL BOOT ≅ × = Δ = − (8) VBOOTΔ QTOTAL CBOOT ---------------------= 100nF VBOOTΔ⇒ 1.05 V= 150nF VBOOTΔ⇒ 0.7 V= 220nF VBOOTΔ⇒ 0.48 V= 570nF VBOOTΔ⇒ 0.18 V= AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 6 图 14. 简单的自举启动电路 4.2 自举二极管串联电阻 在第一个选项中，自举电路包括一个小电阻，RBOOT，它 串联了一个自举二极管，如图15所示。自举电阻RBOOT， 仅在自举充电周期用来限流。自举充电周期表示VS降到 集成电路电源电压 VDD以下，或者 VS被拉低到地（低 端开关导通，高端开关关闭）。电源 VDD，通过自举电 阻 RBOOT和二极管 DBOOT，对自举电容 CBOOT充电。自 举二极管的击穿电压 (BV)必须大于 VDC，恢复时间足够 快，以减少自举电容反馈给电源 VCC的电荷。 图 15. 添加一个串联 DBOOT 的电阻 这是一种简单的，限制自举电容初次充电电流的方法， 但是它也有一些缺点。占空比受限于自举电容 CBOOT刷 新电荷所需要的时间，还有启动问题。该电阻值（一般 5~10Ω）不能太大，否则会增加 VBS 时间常数。最低导 通时间，即给自举电容充电或刷新电荷的时间，必须匹 配这个时间常数。该时间常数取决于自举电阻，自举电 容和开关器件的占空比，用下面的等式计算： 其中 RBOOT 是自举电阻； CBOOT 是自举电容； D 是占 空比。 例如，RBOOT=10，CBOOT=1µF和 D=10%；时间常数计 算如下： 即使连接一个合理的大自举电容和电阻，该时间常数可 能增大。这种方法能够缓解这个问题。不幸的是，该串 联电阻不能解决过电压的问题，并且减缓了自举电容的 重新充电过程。 4.3 VS 与 VOUT 之间的电阻 在第二个选项中，自举电路的 VS和 VOUT之间，添加上 一个小电阻 RVS，如图 16所示。RVS 的建议值在几个欧 姆左右。 图 16. 在自举电路中，增加 RVS RVS不仅用作自举电阻，还用作导通电阻和关断电阻，如 图 17。自举电阻，导通电阻和关断电阻通过下面的等式 计算： 图 17. 导通和关断的电流路径 䕧ܹ RBOOT DBOOT CBOOT COUTD L Q1 VOUT VDCVDD DSTART RSTART DZ RGATE COM HIN VS VB HO VDD Q1 VBIN GND HO VS VCC L1 IN D1 H VIC VCC VDC DBOOT CBOOT RGATE CDRV COUT RBOOT RVS VOUT (9)τ RBOOT CBOOT⋅ D ---------------------------------------- s[ ]= (10)τ RBOOT CBOOT⋅ D ---------------------------------------- 10 1 6– ⋅ 0.1 ------------------ 100 μs[ ]= = = Q1 VBIN GND HO VS VCC L1 IN D1 H VIC VCC VDC DBOOT CBOOT RGATE CDRV COUT RBOOT RVS VOUT RBOOT∗ RBOOT RVS+= (11) RON∗ RGATE RVS+= (12) ROFF∗ RGATE RVS+= (13) Q1 VB IN GND HO VS VCC L1 IN D1 VCC DBOOT CBOOT RGATE CDRV COUT RBOOT RVS VOUT IBCHG ITURN-ON ITURN-OFF AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 7 4.4 VS 箝压二极管和重布置栅极电阻 在第三个选项中，自举电路把栅极电阻重新布置到VS和 VOUT之间，并且在 VS和地之间增加一个低正向压降的 肖特基二极管，如图 18所示。VB和 VS之间的电压差， 应保持在数据表规定的绝对最大额定值范围内，并且必 须符合下列等式： 图 18. 箝位结构 4.5 重布置栅极电阻；双重目的 栅极电阻设置了MOSFET的导通速度和关断速度，限制 了在主开关源极的电压负向瞬变时，肖特基二极管的电 流。另外，连接到 CBOOT两端的双二极管，确保自举电 容不会出现过电压。该电路唯一的潜在危险是，自举电 容的充电电流必须流过栅极电阻。CBOOT 和 RGATE的时 间常数，减缓了电容重新充电过程，这可能是一个类似 PWM占空比的限制因素。 第四个选择，包括在 VS 和 VOUT之间，重新布置一个栅 极电阻，以及在 VS和地之间放置一个箝压器件，如图 19 所示，布置了一个齐纳二极管和 600V二极管。根据下列 规则，量化齐纳电压： 图 19. 带齐纳二极管的箝压结构 5. 选择 HVIC 电流能力 对于每一种额定驱动电流，计算指定时间内所能切换的 最大栅极电荷 QG，如表 1所示。 表 1. HVIC 电流驱动能力实例 说明： 1. 一个单通道 4A的 HVIC，等同一个双通道 2A的 HVIC！ 例如， 100ns的开关时间是： 100KHz时，转换电路开关周期的 1%； 300KHz时，转换电路开关周期的 3%； 1. 所需的额定栅极驱动电流取决于在开关时间 tSW-ON/ OFF内，必须移动的栅极电荷数 QG（因为开关期间的 平均栅极电流是 IG） : 2. 最大栅极电荷 QG，从MOSFET数据表得到。 如果实际的栅极驱动电压VGS 与规格表中的测试条件不 同，我们可以用 VGS与 QG 关系曲线的值代替。数据表 中的值乘上并联的MOSFET数量就是所需的值。 3. tSW_ON/OFF表示所需的MOSFET开关速度。如果该值 未知，取开关周期 tSW的 2%： 如果通道 (V-I)开关损耗主要受开关转换（导通或关断） 支配，需要根据转换调整驱动器。对于受箝制的电感性 开关（通常情况），每次转换的通道开关损耗估算如下： 其中 VDS 和 ID是每个开关间期的最大值。 4. 栅极驱动器的近似电流驱动能力计算如下 (1) 拉电流能力（导通） (14)max_ absBSSB VVV <− Q1 VBIN GND HO VS VCC L1 IN D1 H VIC VCC VDC DBOOT CBOOT RGATE CDRV COUTDSCHT VOUT (15)VB VS– VBS ABSMAX,< Q1 VBIN GND HO VS VDD L1 IN D1 H VIC VCC VDC DBOOT CBOOT RGATE CDRV COUT VOUT D2 DZ 需要的额定 电流 开关时间 (tSW_ON/OFF) 100ns 50ns 最大栅极电荷 (QG,MAX) 2A 133nC 67nC 4A 267nC 133nC 9A 600nC 300nC (16) offonsw G SWAVG t QI /_ .. = (17)tSWON OFF, 0.02 tSW× 0.02 fSW -----------= = (18)ESW 0.5VDS ID× tSW× Joules= (19)ISOURCE 1.5 QG tSW ON, -------------------×≥ AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 8 (2) 灌电流能力（关断） 其中： QG=VGS = VDD时，MOSFET的栅极电荷； tSW_ON/OFF=MOSFET开关导通 /关断时间；和 1.5=经验因子（受通过驱动器输入级的延迟和寄生效 应的影响） 6. 栅极电阻设计流程 输出晶体管的开关速度受导通和关断栅极电阻的控制， 这些电阻控制了栅极驱动器的导通和关断电流。本节描 述了有关栅极电阻的基本规则，通过引入栅极驱动器的 等效输出电阻来获取所需的开关时间和速度。图 20描述 了栅极驱动器的等效电路和在导通和关断期间的电流流 动路径，其中包括栅极驱动器和开关器件。 图 20. 栅极驱动器的等效电路 图 21显示了开关器件在导通和关断期间的栅极 -电荷传 输特性。 图 21. 栅极电荷传输特性 6.1 量化导通栅极电阻 根据开关时间 tsw，选择导通闸极电阻 Rg(ON)，以获得所 需的开关时间。根据开关时间确定电阻值时，我们需要 知道电源电压 VDD（或 VBS），栅极驱动器的等效导通电 阻 (RDRV(ON))，和开关器件的参数 (Qgs, Qgd, and Vgs(th))。 开关时间定义为到达平台电压（给MOSFET提供了总共 Qgd + Qgd 的电荷）末端所花费的时间，如图 21所示。 导通栅极电阻计算如下： 其中 Rg(ON) 是栅极导通电阻，RDRV(ON) 是驱动器的等效 导通电阻。 6.2 输出电压斜率 导通栅极电阻 Rg(ON) 通过控制输出电压斜率 (dVOUT/dt) 来决定。当输出电压是非线性时，最大输出电压斜率可 以近似为： 插入变形表达式 Ig(avr)，并整理得到： 其中 Cgd(off)是密勒效应电容，在数据表中定义为 Crss。 6.3 量化关断栅极电阻 在量化关断电阻时，最坏的情况是当MOSFET漏极处于 关断时，外部动作迫使电阻整流。 在这种情况下，输出节点的 dV/dt，诱导一股寄生电流穿 过 Cgd，流向 RG(OFF)和 RDRV(OFF)，如图 22所示。 下面阐述了，当输出 dv/dt 是由伴随 MSOFET 的导通造 成时，如何量化关断电阻，如图 22示。 因为这个原因，关断阻抗必须根据最坏的应用情况来量 化。下面的等式将 MOSFET 栅极阈值电压和漏极 dv/dt 关联起来： (20)ISINK 1.5 QG tSW OFF, ----------------------×≥ VDC 偅 ࡼ ఼ VDD GND 偅 ࡼ ఼ RGATE Cgd Cgs Cgd Cds 1 1 2 VB VS LO HO ᇐ䗮 ݇ᮁ VDD VBS Cgs RG(ON) 2 HVIC VOUT RG(OFF) dVOUT dt dVOUT dt RDRV(ON) RDRV(OFF ) ᓔ ݇ ᓔ ݇ V D S -ⓣ ⑤ ᵕ ⬉ य़ [V] V G S -ᷙ ⑤ ᵕ ⬉ य़ [V] (21)Ig avr( ) Qgs Qgd+ tSW -------------------------= (22)RTOTAL Rg ON( ) RDRV ON( )+ VDD Vgs+ Ig avr( ) ---------------------------= = (23)dVOUT dt ------------------ Ig avr( ) Cgd off( ) -------------------= (24)RTOTAL VDD Vgs th( )– Cgd off( ) dVOUT dt ------------------⋅ ------------------------------------------= AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 9 图 22 电流路径：低端开关关断，高端开关导通 重新整理表达式得到： 6.4 设计实例 使用飞兆 MOSFET FCP20N60 和栅极驱动器 FAN7382， 确定导通和关断栅极电阻。FCP20N60功率MOSFET的 参数如下： Qgs=13.5nC， Qgd=36nC， Cgd=95pF， VGS(th) =5V， VGS(th)MIN =3V 6.4.1 导通栅极电阻 1) 如果 VDD=15V 时，所需的开关时间是 500ns，计算 平均栅极充电电流： 导通电阻值大约是 58Ω。 2)如果VDD=15V时，dVout/dt=1V/ns，总栅极电阻计算为 ： 导通电阻值大约是 62Ω。 6.4.2 关断栅极电阻 如果 dVout/dt=1V/ns，关断栅极电阻可计算为： 7. 考虑功耗 7.1 栅极驱动器的功耗 总的功耗包括栅极驱动器功耗和自举二极管功耗。栅极 驱动器功耗由静态功耗和动态功耗两部分组成。它与开 关频率，高端和低端驱动器的输出负载电容，以及电源 VDD有关。 静态功耗是因为低端驱动器的电源 VDD 到地的静态电 流，以及高端驱动器的电平转换阶段的漏电流造成的。 前者取决于VS端的电压，后者仅在高端功率器件导通时 与占空比成正比。 动态功耗定义如下：对于低端驱动器，动态功耗有两个 不同的来源。一是当负载电容通过栅极电阻充电或放电 时，进入电容的电能有一半耗散在电阻上。栅极驱动电 阻的功耗，栅极驱动器内部的和外部的，以及内部 CMOS 电路的开关功耗。同时，高端驱动器的动态功耗 也包括两个不同的来源。一个是因为电平转换电路，一 个是因为高端电容的充电和放电。这里，可以忽略静态 功耗，因为集成电路的总功耗主要是栅极驱动 IC的动态 功耗，可估算为： 图 23显示了当VDD=15V时，根据不同频率和负载电容， 估算的栅极驱动器功耗。这个曲线可以用来近似栅极驱 动器的功耗。 VDC VDD GND RGATE Cgd Cgs Cgd Cds 1 2 VB VS LO HO VDD VBS Cgs RG(ON) HVIC RG(OFF) RDRV(ON) RDRV(OFF ) dVOUT dt iLOAD 䋳䕑 ᇐ䗮 ݇ᮁ 偅 ࡼ ఼ ᓔ ݇ 偅 ࡼ ఼ ᓔ ݇ (25) dt dVCRR iRRV out gddrvOFFg gOFFDRVOFFgthgs ×+= ×+≥ ){( }){( )()( )()()( (26))( )( g(off)R drv out gd thgs R dt dVC V − ⋅ ≤ (27)][99 500 5.1336 )( mAns nCnC t QQ I SW gdgs avrg = + = + = (28)][10199 515 )( )( Ω= − = − = mAI VV R avrg thgsDD Total (29)][43 350 15 )( Ω≈== mA V I VR SOURCE DD ONDRV (30)][105101095 515 912 )( )( Ω= ×× − = ⋅ − = − dt dVC VV R OUT offgd thGSDD Total (31)][43 350 15 )( Ω≈== mA V I VR SOURCE DD ONDRV (32)][23650 15 )( Ω≈== mA V I VR SINK DD OFFDRV (33)6.823101095 3R 912)( min)( g(off) =−×× =− ⋅ ≤ −drv out gd thgs R dt dVC V (34)][2 2 WVfCP DDsLDGATE ×××= AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 10 图 23. 栅极驱动器的总功耗 自举电路的功耗是自举二极管功耗和自举电阻功耗的总 和，如果它们存在的话。自举二极管的功耗是对自举电 容充电时产生的正向偏置功耗与二极管反向恢复时产生 的反向偏置功耗的总和。因为每个事件每个周期发生一 次，所以二极管的功耗与开关频率成正比。大电容负载 需要更多的电流，对自举电容器重新充电，从而导致更 多的功耗。 半桥输入电压（VDC）越高，反向恢复功耗越大。集成 电路的总功耗可以估算为：栅极驱动器的功耗与自举二 极管的功耗的总和，减去自举电阻的功耗。 如果自举二极管在栅极驱动器内部的话，添加一个与内 部自举二极管并联的外部二极管，因为二极管功耗很 大。外部二极管必须放置在靠近栅极驱动器的地方，以 减少串联寄生电感，并显著降低正向电压降。 7.2 封装热阻 电路设计者必须提供： • 估算栅极驱动器封装后的功耗 • 最高工作结温度 TJ,MAX,OPR，比如对于驱动器是 120°C，如果取 TJ,MAX =150°C的 80%。 • 最高工作引脚焊锡温度 TL,MAX,OPR ，大约等于驱动器 下最大 PCB温度，比如 100°C。 • 最大允许结到引脚的热阻计算为： 8. 一般准则 8.1 印刷电路板版图 具有最小寄生电感的版图如下： • 开关之间的走线没有回路或偏差。 • 避免互连链路。它会显著增加电感。 • 降低封装体距离PCB板的高度，以减少引脚电感效应。 • 考虑所有功率开关的配合放置，以减少走线长度。 • 去耦电容和栅极电阻的布局和布线，应尽可能靠近栅 极驱动集成电路。 • 自举二极管应尽可能靠近自举电容。 8.2 自举部件 在量化自举阻抗和初次自举充电时的电流时，必须考虑 自举电阻 (RBOOT)。如果需要电阻和自举二极管串联时， 首先确认 VB 不会低于 COM（地），尤其是在启动期间 和极限频率和占空比下。 自举电容 (CBOOT) 使用一个低 ESR 电容，比如陶瓷电 容。VDD和 COM之间的电容，同时支持低端驱动器和 自举电容的再充电。建议该电容值至少是自举电容的十 倍以上。 自举二极管必须使用较低的正向压降，为了快速恢复， 开关时间必须尽可能快，如超高速。 0.1 1 10 100 1000 0.01 0.1 1 ࡳ ⥛ [W ] ᓔ݇乥⥛ [kHz] CLOAD=4400PF CLOAD=470PF CLOAD=1000PF CLOAD=2200PF VDD = 15V ᯊ (35) PKG LJ JL P TT max,max, max, − =θ AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 11 表 2. 高端栅极驱动电路的 总结 初级经济法重点总结下载党员个人总结TXt高中句型全总结.doc高中句型全总结.doc理论力学知识点总结pdf 方法 基本电路 优势 & 局限 P沟道高端栅极驱动器 直接式驱动器 适用于最大输入电压小于器件的栅 -源极击穿电压。 开放式收集器 方法简单，但是不适用于直接驱动高速电路中的MOSFET 电平转换驱动器 适用于高速应用，能够与常见 PWM控制器无缝式工作。 N沟道高端栅极驱动器 直接式驱动器 MOSFEF最简单的高端应用，由 PWM控制器或以 地为基准的驱动器直接驱动，但它必须满足下面两 个条件： 浮动电源栅极 驱动器 独立电源的成本影响是很显著的。光耦合器相对昂 贵，而且带宽有限，对噪声敏感。 变压器耦合式 驱动器 在不确定的周期内充分控制栅极，但在某种程度上， 限制了开关性能。但是，这是可以改善的，只是电 路更复杂了。 电荷泵驱动器 对于开关应用，导通时间往往很长。由于电压倍增电路的效率低，可能需要更多低电压级泵。 自举式驱动器 简单，廉价，也有局限；例如，占空比和导通时间 都受到刷新自举电容的限制。 需要电平转换，以及带来的相关问题。 Q1 VCC L1 D1 PWM ᥻ࠊ఼ VCC RGATE COUT VOUT VOUT ᥹ഄ 䕧ߎ Q1 VCC L1 D1 PWM VCC VDC RGATE COUT VOUT VOUT RPULL ᥻ࠊ఼ ᥹ഄ 䕧ߎ Q1 VCC L1 D1 PWM VCC VDC RBASE COUT VOUT VOUT R2 RGATE R1 QINV ᥻ࠊ఼ ᥹ഄ 䕧ߎ Q1 VCC L1 D1 PWM VCC VDC RGATE COUT VOUT VOUT DSCHT ᥻ࠊ఼ ᥹ഄ 䕧ߎ MillerGSCCDCMAXGSCC VVVandVV ,, −<< Q1 VCC L1 PWM VCC VDC RGATE COUT VOUT VOUTQ2 RGATE ⍂ࡼ⬉⑤ HO ܝ㗺ড়఼ LO ᥻ࠊ఼ ᥹ഄ Q1 VCC L1 PWM Controller VCC VDC RGATE COUT VOUT VOUT Q2 T1 RGATE CBLOCK GND OUT2 OUT1 Q1 GND VCC L1 D1 PWM Controller VCC VDC COUT VOUT VOUT OUT Q1 VBIN GND HO VS VCC L1 IN D1 H VIC VCC VDC DBOOT CBOOT RGATE CDRV COUT VOUT AN-6076 使用说明书 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 12 自举电路问题的思考 自举电路问题的补救措施 Q1 VBIN ᥹ഄ HO VS VCC 䕧ܹ D1 H VIC VCC VDC DBOOT CBOOT RGATE CDRV COUT LS1 LS2 CC VDC+VGS,Miller VDC VBS ᘶ໡ᯊ䯈 A ⚍ B ⚍ C ⚍ VGS=B-C П䯈 iLOAD iFree A B GND - VS VBS= (VCC -VFBD ) - (-VS) 催ッᓔ݇݇ᮁᯊⱘⶀᗕ䋳⬉य़DŽ བᵰ VS ᯢᰒഄ䰡Ԣࠄഄҹϟˈ ᷙᵕ偅ࡼ఼Ӯ䘛ࠄϔ㋏߫ⱘ 䯂乬DŽ 䋳⬉य़ⱘᐙᑺϢᓔ఼݇ӊ Q1 ⱘᆘ⫳⬉ᛳ੠݇ᮁ䗳ᑺ ˄di/dt˅៤ℷ↨ˈ݊Ёᓔ݇䗳ᑺ⬅ᷙᵕ⬉䰏 RGATE ੠ 䕧ܹ⬉ᆍ Ciss އᅮDŽ 䯁䫕ˈӴ᪁ֵো ϶༅ҹঞ㞾В⬉ ᆍⱘ䖛⬉य़ 㒭㞾ВѠᵕㅵ๲ࡴϔϾᇣ⬉䰏 䞡Ꮧ㕂ϔϾᷙᵕ⬉䰏ˈ੠೼ഄϢ VS П䯈๲ࡴϔϾԢℷ৥य़䰡ⱘ 㙪⡍෎ѠᵕㅵDŽ 䆹⬉䏃ଃϔⱘ┰೼ॅ䰽ᰃˈ㞾В⬉ᆍ ⱘܙ⬉⬉⌕ᖙ乏䗮䖛ᷙᵕ⬉䰏DŽCBOOT ੠ RGATE ⱘᯊ䯈ᐌ᭄ˈޣ㓧њ䞡ᮄܙ⬉ 䖛⿟ˈ䖭ৃ㛑ᰃϔϾ㉏Ԑ PWM ऴぎ↨ ⱘ䰤ࠊ಴㋴DŽ 䖭⾡ᮍ⊩㛑໳㓧㾷䖭Ͼ䯂乬DŽϡᑌⱘᰃˈ䆹І㘨⬉䰏ᑊϡ㛑⹂ ֱ㾷އ䖛⬉य़ⱘ䯂乬ˈ㗠Ϩޣ㓧њ㞾В⬉ᆍⱘ䞡ᮄܙ⬉䖛⿟DŽ 䞡Ꮧ㕂ᷙᵕ⬉䰏݋᳝ঠ䞡Ⳃⱘ˖ᷙᵕ⬉䰏އᅮњ MOSFET ⱘᓔਃ䗳ᑺ੠݇䯁䗳 ᑺˈ䰤ࠊњ㙪⡍෎Ѡᵕㅵ೼Џᓔ݇⑤ᵕ໘Ѣⶀᗕ䋳⬉य़ᯊⱘ⬉⌕DŽ঺໪ˈ䖲᥹ࠄ CBOOT ϸッⱘঠѠᵕㅵˈ䅽㞾В⬉ᆍϡӮߎ⦄䖛⬉य़DŽ AN-6076 使用说明书 免责声明 飞兆半导体公司保留对该产品的功能、性能或设计进行改动，且不另行通知的权力。对于本文描述的任何产品和电路在应用中所出现的问题，飞 兆半导体公司不承担任何责任；不转让其专利权下的任何许可证，也不转让其他权力。 生命支持政策 若无飞兆半导体公司正式的书面授权，其产品不可作为生命支持设备或系统中的关键器件。具体如下： 1. 生命支持设备和系统包括以下， (a) 用于外科植入人体，或 (b) 支持或维持生命的，以及 (c) 即使依照标示中的使用说明进行正确操作，但若操作失败，有理由 预测仍将对使用者造成严重的伤害。 2. 关键器件是指生命支持设备或系统中， 由于该器件的失效会导致整 个生命支持设备或系统的失效， 或是影响其安全性及使用效果。 © 2008 飞兆半导体 www.fairchildsemi.com Rev. 1.0.0 • 6/8/09 13