压电传感器的信号调节

压电传感器的信号调节 作者：Eduardo Bartolome，德州仪器 (TI) 医疗事业部系统工程师 压电传感器 用于感应和激励的压电传感器应用延伸到了许多领域。本文主要介绍对一些物理 强度的感应，即加速度、振动、振荡和压力，从传感器及其要求信号调节的角度 来看其可以被认为是类似的。1就加速度而言，传感器灵敏度通常被表示为一个 与外力即加速度（大多数时候称作重力加速度 g）成比例关系的电荷。然而，从 严格物理意义上来讲，传感器输出一个实际由其变形/偏斜情况决定的电荷。 例如，图 1 显示了安装于顶部位置的一个传感器，与此同时底部正受到一个外 力的拉拽，即 Fext。在使用加速计的情况下，固定端（顶部）会粘附在要测量加 速度的物体上，同时外力为粘附于另一端（底部）的质量的惯性，而这一端不断 想要保持静止。就固定于顶端的参考坐标系而言（假设传感器充当的是一个弹簧， 其具有很高的弹簧系数 K），偏斜 x 会形成一种反作用力： Fint = Kx (1) 最终，质量（传感器偏斜）将会在下列情况下停止移动/改变： Fint = Fext = Kx (2) 图 1 加速度力作用下的传感器 由于电荷 Q 与偏斜成比例关系（一阶），而偏斜与力成比例关系，因此 Q 与力 也成比例关系。施加一个 Fmax 最大值的正弦力，会形成一个 Qmax 最大值的正 弦电荷。换句话说，当正弦力为最大值时，对来自传感器的电流求积分可得到 Qmax。增加正弦波的频率，同时会增加电流；但是会更快地达到峰值，即保持积 分 (Qmax) 恒定。厂商会以传感器可用频率范围内 Qmax 与 Fmax 的比率，来说明 灵敏度规范。但是，由于传感器的机械性质，传感器实际上有谐振频率（可用频 率范围以上），其中一个即使很小的振荡力都会产生相对较大的偏转，从而得到 较大的输出振幅。 如果忽略谐振的影响，则我们可以将压电传感器一阶建模为一个与传感器寄生电 容（此处称作 Cd）并联的电流源，或者也可以将其建模为一个与 Cd 串联的电 压源。该电压为存储电荷时在传感器阳极上看到的等效电压。但是，我们需要注 意的是，就许多应用的仿真而言，第二种方法要更加简单一些。如前所述，电流 与偏斜变化的速率成比例关系；例如，拿恒幅加速度的正弦 AC 曲线来说，电 流生成器的振幅必须根据频率来改变。 最后，如果这种生成器需要代表实际物理信号，则可以使用变压器，如图 2 所 示。本例中，我们建模了一个具有 0.5 pC/g 灵敏度和 500 pF 寄生电容的生成 器。正弦波生成器每单位 g 输出 1V，以实现仿真。变压器在其次级线圈将它 向下调节至 1mV。施加给 C1（500 pF）的 1-mV 摆动，将会如我们预计的那 样在下一级注入 Q = VC = 0.5 pC。 图 2 压电传感器模型 电荷放大器分析 图 3 显示了经典电荷放大器的基本原理，其可以用作一个信号调节电路。这种 情况下，我们选择电流源模型，表明传感器主要为一种带高输出阻抗的器件。 输入阻抗 信号调节电路必须具有非低的输入阻抗，以收集传感器的大部分电荷输出。因此， 电荷放大器是理想的解决 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 ，因为只要放大器在这些信号频率下保持高增益， 其输入便会让传感器信号出现虚拟接地。换句话说，如果传感器的任何电荷想要 在传感器阳极 (Cd) 或者放大器输入寄生电容 (Ca) 上增大，在放大器输入端就 会形成电压。通过拉或吸取相同量的负反馈网络电荷电流，即 RFB 和 CFB，这 种电压便立即得到了补偿。 图 3 用于信号调节的电荷放大器 增益 由于放大器的信号输入为虚拟接地，因此输入电流形成了一种输出电压摆动；并 且高频增益由 CFB 的值设定（RFB 影响减小，在“带宽”部分后面再进行叙述）。 请注意，电容越小，增益越大。增益的近似值为： 还需注意，电路增益根本上并非取决于传感器的电容 (Cd)，但最好还是注意该 值对噪声的影响。 带宽 为了能够正确地对放大器进行偏置（为放大器输入偏置电流提供一个 DC 路 径），一个反馈电阻 (Rf) 是必需的。在更低频率下，反馈路径的电容电路变为开 路，而反馈电阻变为主要电阻，从而有效降低增益。在较高频率下，电容电路的 阻抗变得更小，从而有效消除电阻反馈通路的影响。对 AC 物理激励的最终电 路响应（包括传感器的寄生电容），为高通滤波器的响应，其极频为： 相关信号带宽由应用决定；因此，降低电容增加增益的同时，也需要增加电阻来 保持低极频。增加电阻会影响解决方案的其他方面。除影响噪声以外（在“噪声” 部分详细介绍），电阻越高，实际实现就越难—难在寻找到现成的电阻，以及保 证 PCB 的线迹到线迹寄生电阻大于 RFB 本身。如果电路规范允许使用几百兆 欧量级的电阻，则表面贴装电阻马上就可以使用 2，并且不要求使用先进的布局 技术（例如使用防护频带等）。 如前所述，限制电阻值增加的另一个因素是电路偏置。放大器的输入偏置电流通 过该电阻，形成输出偏置电压。通过选用具有低输入偏置电流的放大器，例如： FET 输入放大器等，可以最小化这种电压。只要反馈电阻器值低于 1GΩ，并且 可以利用各级之间的 AC 耦合来滤波产生的偏置，那么这种放大器的输入偏置 电流（一般低于 100pA）就应该没有问 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 。 请注意，由于保持高通滤波器低极频存在困难，因此在近 DC 应用中使用压电 传感器也变得越来越困难（尽管传感器本身的漏电流非常小）。 尽管并非该放大级的组成部分，但也需要在某处添加一个低通滤波器，旨在降低 电路对传感器谐振频率下无用信号的响应，同时降低相关频带的总数字化和混叠 噪声。 噪声 最后，我们需要最大化信噪比 (SNR)。在进行仿真以前进行简单的理论噪声分 析会有所帮助。图 4 显示了电荷放大器的主噪声源。输出噪声谱密度可以表示 为： 其中 图 4 电荷放大器的噪声源 且 s = 2πfj。方程式 5 为电荷放大器的经典噪声解决方案。相对于 Cd，Ca 一般 非常小。因此，方程式 5 可以简化为： 实际上，如果考虑使用高通滤波器极频以上频率，则可以进一步减小第二项： 我们可以使用几种方法来对各种趋势进行分析。极点（RFBCFBS + 1 项）可以被 看作是恒定，因为增加 RFB 会要求降低 CFB，反之亦然。从这个角度来看， 增加 RFB 会增加方程式 8 的三项。第一项相应的电压噪声会随 RFB 线性增加； 第二项相应的电压噪声也会增加；第三项相应的电压噪声会随 RFB 的平方根增 加，因为 ERFB= FB4kTR ，其中 k=玻耳兹曼常数，而 T=凯氏度温度。然而， 由于 CFB 变得更小，增益会随 RFB 增加（参见方程式 3）。随 RFB 增加而出现 的信号增加，与方程式 8 中前两个噪声项的所有增加相似，但大于最后一个噪 声项的增加，从而改善了总 SNR。归根结底就是要尽可能多地增加 RFB。需要 注意的另一个趋势是从噪声角度来看，传感器的寄生电容越多，传感器就越不那 么理想。 仿真结果 为了获得更为实际的电路实施，我们选用了 TI 的 OPA337。这款放大器拥有低 输入电压和低输入电流噪声（请参见图 5，其截取自产品说明书 3），同时接受 3-V 单极电源。图 6 显示了 TI SPICE 型仿真程序中这种电路的模型，即 TINA-TI™。 图 5 OPA337 的输入电压和输入电流噪声 图 6 使用 OPA337 的电路 TINA-TI 模型 这种实施中，极点为 0.86 Hz。我们可以在 5 Hz 下对方程式 7 进行分析，以仔 细检查公式的精确度：  在第一项中，如果INA ≈ 0.01 fA/ Hz，且 RFB =270 MΩ，则该项对输出噪声 的贡献值约为 (2.7 nV/ Hz /5.85=0.5 nV/ Hz。  在第二项中，如果EA ≈ 60 nV / Hz，则这一项对输出噪声的贡献值约为 120nV / Hz。  在第三项中，如果RFB = 270MΩ，则这一项对输出噪声的贡献值约为 (2μV/ Hz /5.85=340 nV / Hz。 把所有这三项二次方相加，得到约 360 nV / Hz，其接近图 7 的仿真结果。但 是，需要注意的是所用噪声值不同于图 5 所示数据表值。OPA337 的 TINA-TI 噪声模型并不精确，通过对图 8 所示简化电路进行仿真并得到图 9 所示结果 （其应与图 5 所示一样），可以证实这一点。 图 7 图 6 所示模型的输出噪声仿真 图 8 放大器噪声分析的 TINA-TI 仿真电路 图 9 图 8 所示电路的输出噪声仿真 这些结果突出了进行一次快速理论/ 工艺 钢结构制作工艺流程车尿素生产工艺流程自动玻璃钢生产工艺2工艺纪律检查制度q345焊接工艺规程 分析的重要性。该放大器电路并不准确， 需要在 TINA-TI 中解释说明，以获得实际数值。我们可以在参考文献 4 中找 到完成这项工作的方法，其为 Art Kay 关于噪声的重要系列文章的第四部分。 一种稍微更简单的方法是，只需将噪声（图 10 中的 Vnoise 和 Inoise）添加到图 8 所示电路，以对缺少项进行补偿。 图 10 添加至图 8 所示电路的噪声 尽管不是很完美，但图 11 所示结果看起来比图 9 所示结果要更加接近于规范。 图 11 图 10 所示电路的输出噪声仿真 图 12 添加噪声源后图 6 电路的 TINA-TI 模型 利用图 6 所示原始电路，我们使用最初指定的一些噪声值，可以通过方程式 7 再次估算出 5Hz 的噪声。  在第一项中，如果 INA≈0.3 fA/ Hz，且 RFB =270 MΩ，则该项对输出噪声 的贡献值约为 (80 nV/ Hz /5.85=14 nV/ Hz。  在第二项中，如果 EA ≈ 130 nV / Hz，则这一项对输出噪声的贡献值约为 260 nV / Hz。  在第三项中，如果 RFB = 270 MΩ，则这一项对输出噪声的贡献值约为 (2 μV/ Hz /5.85=340 nV / Hz。 把所有这三项二次方相加，得到约为 430 nV / Hz，如图 13 所示，其非常接近 包括经校准噪声源的图 12 所示电路的仿真结果。 图 13 图 12 所示电路的输出噪声仿真 现在，请您思考噪声变化与反馈电阻的对比结果。将方程式 7 第一项的 RFB 从 270 MΩ 改为 540 MΩ（且把 CFB 除以 2，从 680 pF 降至 340 pF，目的是保 持极频恒定），对输出参考噪声产生如下影响：  在第一项中，如果INA≈0.3 fA/ Hz，且RFB =540 MΩ，则该项对输出噪声的 贡献值约为(160 nV/ Hz /5.85=28 nV/ Hz。  在第二项中，如果EA ≈ 130 nV / Hz，则这一项对输出噪声的贡献值约为320 nV / Hz。  在第三项中，如果RFB = 540 MΩ，则这一项对输出噪声的贡献值约为(3 μV/ Hz /5.85=510 nV / Hz。 把所有这三项二次方相加，得到约为 600 nV / Hz，其再次接近仿真结果（参见 图 14）。不出所料，输出噪声上升。然而，电阻加倍允许电容除以 2，从而有效 地使增益加倍（即输出信号加倍）。即使 RFB 为主导噪声源，且它的增加会使其 噪声增加，我们也可以实现 3dB的 SNR改善，因为输出信号加倍远超出增加的 噪声。 图 14 RFB 加倍而 CFB 减半后图 12 所示电路的输出噪声仿真 其他实际问题 利用 T 型网络构建等效大电阻 当我们需要在反馈网络中使用非常大的电阻时，利用由许多更小、更易使用的元 件构成的一个 T 型网络来构建这些大电阻，对我们很有吸引力（参见图 15）。 但我们一般不建议使用这种方法，因为 T 型网络会带来偏置和噪声大增益，从 而一般会产生更糟糕的 SNR。 图 15 T型网络反馈电路 使用差分输入 到目前为止，我们只字未提使用差分输入来降低噪声的好处。为了简单起见，我 们以单端对建模放大器进行了分析，而图 16 显示的是一个带差分输入的改进配 置结构。这种配置结构同时具有两个优势： 1、它固有两倍单端输入电路增益（电荷整合到 C2 和 C4 中），而噪声仅以平 方根函数增加（即噪声源不相关）。 2、电荷放大器是一种非常敏感（高增益）的电路。图 17表明任何输入干扰信号 的电容耦合（此处为 60-Hz 极板网栅）都会有效注入电流。就单端放大器而言， 这意味着端子中的一个注入电流，而其他则接地；也就是说，放大器只会放大干 扰信号。就差分输入来说，施加于两个端子的共模信号会相互抵消（假设寄生和 反馈网络相同）。图 18 中，需要注意的是单端输入（蓝色轨迹）60-Hz 极板网 栅的耦合结果，以及 60-Hz 共模噪声如何被干扰信号（黄色轨迹）相互抵消的 差分输入极大降低。本例中，为了方便理解，我们并没有尝试匹配超出 10% 组 件容限的差动输入。 图 16 使用差分输入的改进电路 图 17 60-Hz 共模噪声源对差分输入放大器影响情况模型 图 18 差分放大器基本消除了共模噪声 重重要要声声明明 德州仪器 (TI) 及其下属子公司有权在不事先 通知 关于发布提成方案的通知关于xx通知关于成立公司筹建组的通知关于红头文件的使用公开通知关于计发全勤奖的通知 的情况下，随时对所提供的产品和服务进行更正、修改、增强、改进或其它更改， 并有权随时中止提供任何产品和服务。 客户在下订单前应获取最新的相关信息，并验证这些信息是否完整且是最新的。 所有产品的 销售都遵循在订单确认时所提供的 TI 销售条款与条件。 TI 保证其所销售的硬件产品的性能符合 TI 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 保修的适用规范。 仅在 TI 保修的范围内，且 TI 认为有必要时才会使用测试或其它质 量控制技术。 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