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双管正激拓扑的工作原理和设计举例.doc

双管正激拓扑的工作原理和设计举例

lishengsdx
2012-03-28 0人阅读 举报 0 0 暂无简介

简介:本文档为《双管正激拓扑的工作原理和设计举例doc》,可适用于人文社科领域

双管正激拓扑.概述双管正激拓扑电路是一种在单端正激拓扑上衍生出来的一种拓扑电路。经过实践证明这种拓扑的电路具有电路简单可靠性高元器件较单端电路容易选取等特点。是一种非常优秀的拓扑电路。.简介双管正激变换器拓扑结构由两个功率开关管和两个二极管构成当两个开关管和同时关断时磁通复位电路的两个二极管和同时导通输入的电流母线电压Vin反向加在变压器的初级的励磁电感上初级的励磁电感在Vin的作用下励磁电流从最大值线性的减小到从而完成变压器磁通的复位并将储存在电感中的能量返回到输入端没有功率损耗从而提高电源的效率此外每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压这样就可以选取相对较低耐压的功率MOSFET管成本低而且较低耐压的功率MOSFET的导通电阻小可以进一步提高效率。.应用范围双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源中等功率的通信电源及大功率通信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。.基本工作原理和关键点的波形双管正激变换器的拓扑结构如图所示其中Cin为输入直流滤波电解电容Q和Q为主功率开关管D、D和C、C分别为Q和Q的内部寄生的反并联二极管和电容D、C和D、C分别为变压器磁通复位二极管及其寄生的并联电容不考虑Q的漏极与散热片间的寄生电容T为主变压器DR和DF为输出整流及续流二极管Lf和Co输出滤波电感和电容。图双管正激变换器的拓朴结构首先下面分几个工作模式来讨论其磁通复位的工作过程:()模式:t~t在t时刻Q和Q关断此时D也是关断的。初级的励磁电感电流和漏感的电流不能突变必须维持原方向流动因此CCh(散热片寄生电容)和C充电其电压从逐渐上升C和C放电其电压由Vin逐渐下降。初始值:由上面公式可得:()在理想的模型下所以在t时刻C和C的电压下降到同时C和C的电压上升到VinD和D将导通系统进入下一个过程。在实际的工作中事实上散热器的寄生电容不能忽略这个电容将参与变压器磁通复位的过程。Q和Q漏极与散热片间的寄生电容的大小与漏极的面积及漏极与散热片的距离相关。注意电容的公式:Q的漏极接Vin散热器接地因此此寄生电容接在直流母线电压端其两端没有电压变化:也就没有电流从此电容流过:。实际上对于交流信号模型来说此寄生电容相当于短路因此在交流等效电路中可以不必考虑。Q的漏极电位在开关的过程中处于变化的状态因此在开关的过程中Q漏极与散热片间的寄生电容将有电流通过。此寄生电容为Ch其大小将影响到功率管的开关损耗。电容值越大功率管漏源极电压随时间的变化率越小从而减小了功率管的开关应力并降低了功率管关断的功耗并且低的对EMI也有改善但是在功率管开通时电容上储存的能量将通过功率管放电产生开通损耗形成开通的电流尖峰和噪声。注意到散热器的寄生电容Ch和C及C的总和大于C和C的和:所以此模式结束时C的电压由Vin下降到时C的电压并不到Vin此时由于C的电压为D将正向偏置导通将C的电压箝位于。事实上在此过程中当初级电压大于即时初级变压器电感仍处于正向励磁电流增加而且次级电感电流将反射到初级参与电路的谐振。当其电压过后在很短的时间次级整流和续注二极管换流使次级处于短路次级电感电流将不能反射到初级也就不参与电路的谐振。换流结束后初级电压小于只有初级励磁电感与电容谐振。()模式:tt在t时刻D导通Q和Q仍然为关断此时变压器在Ch和C及C的作用下去磁。变压器的励磁电流逐渐减小到然后反向励磁变压器的电流过时D自然关断系统进入下一个过程。()初始值:在模式过程中变压器的电流过前如果C的电压上升到Vin那么D将导通C的电压将被箝位于Vin变压器的励磁电感在Vin作用下去磁直到其电流过后D和D自然关断然后再进入模式。()模式:tt在t时刻D自然关断Q和Q仍然为关断变压器在Ch和CC的作用下反向励磁相关的公式同于模式仅仅是电容的电压和变压器励磁电流的初始值不同。当C和C电压谐振到相等时C和C的电压将维持不变直到Q和Q导通、系统进入下一个过程。第二.工作波形及讨论一个双管正激电源系统在空载、中等负载和满载时的工作波形如下图所示。功率MOSFET为STPNK初级电感量为mH前级有PFC输入电压为V。图中蓝色为下管的电流波形棕色为下管的漏源极DS的电压波形绿色为上管的电流波形红色为上管的漏源极DS的电压波形。(a)noload(b)mediumload(c)fullload图工作波形从图(a)波形可以看出空载时由于没有负载的反射电流在模式中漏感的能量不足以在如此短的时间内抽光C和C的能量上管的漏源极电压(红色)和下管的漏源极电压(棕色)都没有上升到母线电压这表明D和D的电压都没有达到V所以D和D都没有导通系统仍停留在模式中并且系统在模式中完成磁能复位然后进入模式反向励磁。模式结束时C和C的电压V小于Vin。图(b)从波形可以知道中等负载时当开关管关断后由于有负载的反射电流在模式中反射电流和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光C和C的能量上管的漏源极电压迅速(红色)上升到母线电压即C的电压迅速下降到D导通而此时下管的漏源极电压(棕色)即C电压则小于母线电压。此后C与初级电感谐振对其复位由波形可见:电容C的电压谐振上升。当变压器电感的电流谐振为时储存在变压器电感中的所有的能量转移到电容C。电容C的电压达到最大值此后电容C的电压谐振下降注意到C电压谐振下降即C的电压谐振上升当电容C和C的电压相等时谐振过程停止电容C和C维持电压不变。模式结束时C和C的电压V等于Vin。图(c)从波形可以看出全负载时当开关管关断后在模式中足够大的负载的反射电流和和漏感的能量在如此短的时间内足以抽光C和C的能量上管的漏源极电压迅速(红色)上升到母线电压即C的电压迅速下降到D导通而此时下管的漏源极电压(棕色)即C电压则小于母线电压。此后C与初级电感谐振对其复位由于漏感的能量的足够大电容C的电压也很快谐振上升到Vin并箝位于此值此时D导通D和D都导通变压器的励磁电感在Vin的作用下去磁电流不断下降能量全部返回到输入的滤波电解电容中变压器的励磁电感电流下降为时D和D都自然关断系统进入模式。模式结束时C和C的电压V大于Vin。模式的谐振完全结束后在不同的负载条件下电容C和C的稳定电压随输出负载的变化而变化而不是通常人们所认为的恒定等于等于Vin。不同的负载条件下负载反射电流和漏感的电流影响的变压器的去磁模式从而也影响到此电压值的大小。从波形可以看出图所示为功率MOSFET管漏源极电压变化的斜率非常的明显下管(棕色)波形电压变化的斜率小于上管(红色)这表明下管总的漏源极的寄生电容大于上管。结论①双管正激电源的磁通复位的方式随着负载的变化进入不同的工作模式。②变压器励磁电感去磁后将进入反向磁化反向磁化结束后两管的所承受的电压值并不相同。空载时上管的电压大于Vin下管的电压小于Vin。中间某一个负载时上管和下管的电压等于Vin全空载时上管的电压小于Vin下管的电压大于Vin。③上管与散热器的寄生电容不影响复位工作下管与散热器的寄生电容参与谐振复位的工作过程。.设计举例分析下面实例为输入Vdc(PFC的输出)输出为V,A总功率为W的一款电源设计。电参数设计电参数计算包含功率回路、滤波回路、反馈回路、保护回路、供电回路、驱动电路。下面分别进行计算。第一部分功率器件的选择功率器件包括:输入侧功率开关管和输出侧整(续)流二极管。、功率开关管的选取:根据拓扑形式和开关频率的要求选择N沟道的功率MOSFET。所以主变压器实际输出的总功率为:实际输出电流应为假设主功率变换的效率为%则主功率变化原边输入功率为因为输入有PFC稳压电路相当于DCDC部分的输入是定电压低端为V高端为V所以输入最大电流为如果选用FDHN因为是两个MOS管串连导通时消耗的功率应该为另外FDHN的上升时间ns下降时间ns在欧输入的情况下测得的。根据双管正激拓扑结构的开关管的VDSS额定电压的要求额定电压值要大于倍以上最大输入电压(即V)再考虑倍左右的余量选取V的MOS管。开关管的正向导通电流ID要大于()Ipk=()×A=A。由于开关管的功率损耗一般占总损耗的%左右因此开关管的损耗应小于W(()×)据上述参数要求:选用仙童公司的FDHNF其VDSS=V、ID=A(℃)RDS=Ω。、整流二极管的选取:考虑开关频率K输出电流A电压V故输出侧的整流管选用快恢复二极管。输入电压的最高值为:V变压器匝比则输出整流管反向最大峰值电压为÷=V输出满载电流为A考虑倍的限流最大值为A。电压取倍余量正向导通电流IF应大于最大输出电流Iomax的倍。根据已知条件得:VR≥VoutmaxDmin=VIF≥Iomax≈A整流二极管的选取方案:选用FUJI系列的DM(TO)其VR=VIF=A。由于选取的是快恢复二极管导通时压降一般在V(℃)左右整流、续流管的导通损耗约为:P=X=W。第二部分滤波回路的设计滤波回路的设计包括输入滤波回路的设计和输出滤波回路的设计:一、输入储能滤波电容)从功率角度:输入储能滤波电容直接影响效率和输出功率通常正激电路通用输入电压范围时电容取值为输入功率的倍以上因此电容的容值最好取大于×=uF。)从耐压角度:电容的额定电压取PFCBOOST升压后的电压V,以电容器耐压要大于Vdc,这里选V的高压电解电容。)从纹波电流角度:原边峰值电流A×所以电解电容的纹波电流要大于A。)从频率角度:因为电源工作于kHz所以电解电容的工作频率要大于kHz。)从寿命角度:电解电容在电源中为储能元件如果损坏电源将不能正常输出所以一定要选择长寿命的电解电容。因此选取佳美工公司的KXG系列的OVU铝电解电容个并联。这款电容的参数是寿命℃时~小时正常工作工作温度~℃体积是×mm纹波电流是kHz下是mA用四个并联以后纹波电流为A是满足要求的。二、输出储能电容:因为前级加了PFC稳压电路所以变压器输入最高电压为V因为变压器匝比为:频率为kHz周期为μs又因输出电容其中其中所以故。经选型红宝石的YXFVUF电解电容的单个ESR为Ω(℃khz)故应选择只并联。实际应用中由于布板问题在整流管后放了个在二级电感后面放了三个经过上一次调试可以达到纹波电压小于毫伏的效果。第三部分保护部分的设计保护部分的设计包括:VA一路输出过压保护:图:V输出过压保护部分电路原理图由于输出过压保护范围是~V范围较宽光藕的二极管饱和压降为V所以如果输出过压点是V的话,如果D选V稳压管则D可选用V稳压管。VA一路的过流保护电路一(原边限流)因为已经有副边限流所以原边限流实际起到的作用是在副边限流失效时起到防短路的作用。采用的是原边通过电阻RRR采样因为输出过流保护要求在~A之间为了防止和副边限流发生冲突所以设在A时保护则此时原边平均电流为而峰值电流约为平均电流的倍即A由于UC的脚保护点是V所以如果则脚的电压为×=V如果要达到限流的效果还需要脚给脚补一个V的直流电压。如果R=KΩ则R=KΩ。.输入过压保护参数的计算通过以上电路可知LM的脚是基准V所以要想使比较器的脚输出翻转为高电平必须使脚电压达到V。假定R=KR=K,则由公式如果系统在输入为Vac的时候过压保护则得即如果供电电压为则LM的脚输出高电平应该为V左右如果二极管R的正向压降为V则由基尔霍夫电流定律如果恢复点电压为Vac,则由基尔霍夫电流定律因为恢复点电压,从而得到过压的瞬间第四部分V供电回路的设计供电回路的设计包括启动回路和自供电回路的设计:启动回路的设计:图:供电部分原理图输入电压的范围VDC到VDCUCBN的启动电压V起动电流最大为mA加上TL以及运放LM等的启动电流毫安则实取KΩ。.自供电回路元器件(C、C、D)的选取:由于自供电的电压设计为V所以C和C的耐压应大于V这里选用的是铝电解电容考虑%的余量所以C和C的耐压值应大于V实取VUFYXF系列的电容两个。.启动时间的计算通过以上的两个步骤得,所以时间常数为如果电压是V当把它加到电容器上时要经过时间s电容器上的电压才达到.×V=V即若想达到V的启动电压则需要秒。自供电绕组整流二极管(D)选用MURS电流A反向电压v。第五部分反馈回路的设计反馈回路的设计包括电压取样环节的设计、电压补偿网络的设计和电流控制环的设计:电压取样部分的设计:图:电压取样部分电路原理图)将通过电压检测电阻(R、RR)分压网络的电流设置为mA。)基准源TLAILP的基准电压为Vref=V。)选用最接近的kΩ电阻产生实际的电流为:)设计要求输出电压的精度为标称输出电压的±%因此实际调试过程当中应该调节R的阻值来满足输出精度的要求。、电压补偿网络的设计:图:反馈补偿部分电路原理图输出滤波器的极点是由滤波电感和电容决定的超过转折频率后以-dBdec下降。滤波器的转折频率为:电路的直流增益绝对值为:不考虑LC滤波器的Q值影响时增益穿越频率为:在闭环增益的穿越频率处为使控制到输出特性的增益为dB误差放大器所需要提供的增益为:Gxo的绝对增益为:误差放大器的穿越频率为:反馈电容C的大小为:实际R选取封装的C电容。由于计算当中有部分参数为估计值且实际工作为动态环境参数很难具体确定因此可能存在较大误差还需要根据具体需要进行必要的参数调节以上计算参数只能作为调节的基础。磁参数计算根据第三部分双管正激的工作原理可以推出双管正激的变压器设计和单管正激的变压器设计的区别之处是前者最大导通占空比不能超过。设计内容包括:、确定电源参数。、选择磁芯材质确定ΔB。、确定AP值决定磁芯规格型号。、计算NPNS。、计算线径。、估算损耗。、已知电源参数最小输入电压值:VminV最大输入电压值:VmaxV变压器工作频率:FsHz输出电压:VoV输出电流:IoA输出功率:PoW电源整机效率:η自供电电压:VBV占空比:Dmax初、次级之间耐压:≥Vac电流密度JAmm窗口系数KΔBGauss、磁材选择功率变压器所用铁芯应选用高μi、低损耗、高Bs材料。目前软磁铁氧体因具备以上要求而被广泛应用在此选用TDK的PC材质参数如下:本设计选择ΔB=T=Gs(T=GS)、磁芯规格选取用面积乘积法计算:所以选用GU×磁心骨架具有窗口面积大磁心中心柱截面积大的特点。GU×的AP值为cm其值大于计算所需AP=cm值。PQ参数如下表:磁芯窗口面积:Awcm每匝长度:Lecm体积:Vecm每匝电感量:AlnHN最大损耗:Pc(max)W、变压器初、次级匝数:计算变压器匝比取Vs=VoVDVL=Dmax=变压器初级匝数:变压器次级匝数:取匝。根据实际绕制情况仍然取初级匝次极匝。变压器初级电感量:nHN*(N)=mH。、计算线径)、计算初、次级电流的有效值:初级峰值平均电流:初级电流的有效值:次级电流的有效值:)、变压器绕组导线线经:原边绕组截面积:mm根据上述计算数据须采用裸线径Φmm的漆包线根并绕绕置但由于在温度℃、工作频率为KHz时铜线的集肤深度:而*mm大于倍的集肤深度可采用根mm的漆包线绕置绕置两层n=则电流密度为Amm副边绕组截面积mm同上取根mm的漆包线并绕绕置两层n=。则电流密度为Amm。第二部分输出电感器的设计在电流连续模式中电感中纹波电流通常较小线圈交流电损耗和磁芯损耗一般不大尽可能选择较高的磁通密度以便减小电感的体积磁芯饱和是限制选择磁通密度大小的主要因素。以下是在电流连续模式下计算输出储能电感器的。临界储能电感器电感量的计算:其中,,解得选磁芯为GU*其参数如下:磁芯窗口面积:Awmm每匝长度:Lecm体积:Vecm每匝电感量:AlnHN最大损耗:Pc(max)W电感的匝数:取匝。实际电感量取uH匝数取匝。气隙:µ=*п*电感导线的线经选择:在满载状态电感电流峰值Irms=a电感绕组导线的截面积:采用根mm的漆包线并绕电流密度为Amm。自供电线圈的匝数:。N=自供电回路流过的最大电流为mA即电流的有效值为两个回路共所以线经可以选择线细些小于Δ即可。可取mm线单线绕制验证其电流密度为:设计总结:经过上述计算和实际实验过程最终该电源的效率可以达到各器件温升达到小于度而且关键器件的波形也完全符合双管正激拓扑的工作原理可以说是一次比较成功的典型案例。.问题分析通过以上对双管正激电路工作原理的分析和W实际电路的设计本人认为双管正激拓扑结构应该注意以下几点:第.最大占空比不能超过故PWM控制芯片必须进行限占空比设计或者采用内部限定占空比的芯片如UC等。第.去磁用的二极管必须采用高频快恢复二极管并且导通电流能力要与主开关管在同一个级别避免发热量过大导致击穿。第.由于变压器只工作在BH曲线的第一象限磁材的利用率比半桥拓扑的低如果想要获得同样的温升需要比半桥的变压器尺寸大。unknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknownunknown

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