第23卷第3期 电工电能新技术 v01.23.No.3
2004年7月 AdvancedTechnologyofE1ectricalEngineeringandEne唧 July2004
基于DSP的DC/DCBoostPFC模块的并联交错控制研究
蒋志宏1,黄立培1,孙晓东2,郭宇婕2
(1.清华大学,北京100084;2.光宝电子北京电力电子实验室,北京100085)
摘要:本文提出了一种简单的PFC模块并联交错数字控制
方案
气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载
。以三个模块并联为例,利用平均
电流控制策略,仅用一个控制器实现了DC/DCBoostPFC模块的并联控制,开关频率为120kHz,取得
了良好的均流性能,降低了功率开关管的电流应力;同时,使它们的高频开关相位均匀错开1200,实
现了电感电流的交错,减小了输入电流的高频纹波,减小了输入EMI滤波器的差模电感。实验结
果证明了该控制方案的可行性,为并联的功率因数校正模块的数字控制提供了一个良好的解决方
案。
关键词:功率因数校正;并联交错;Boost;数字控制
中图分类号:TM91 文献标识码:A 文章编号:1003。3076(2004)03.0027.04
1 引言
目前,电网谐波污染的问题已经引起了人们的
广泛注意。为减少因产品电磁干扰造成的危害、保
护环境和设备安全,2000年国家质量技术监督局发
布了第一批实施电磁兼容安全认证的产品目录,包
括空调、冰箱在内的许多家电产品、电源、照明电器
等都必须执行《低压电气及电子设备发出的谐波电
流限值》,即GBl7625.1-1998标准(等同于IEC61000—
3.2:1995)。因此,功率因数校正技术(PowerFactor
Correction,简称PFC)日益为人们所关注。PFC技术
的具体含义是使网侧电流不含谐波,其波形是输入
电压波形(通常是正弦波)的完美复制,而且相位相
同。在理想情况下,功率因数校正可以使电器设备
的负载特性
表
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现为纯电阻特性,其从电网吸收的电
流仅为有功电流,这不仅将使损耗和成本降至最小,
而且也减小了对其他设备的干扰¨j。
根据Boost电路电感电流的工作状态,PFC工作
模式有三种:临界连续模式(Boundary—Conduction.
Mode,简称BCM)、断续模式(DCM)和连续模式
(CCM)。BCM和DCM模式的PFC一般用于小功率
场合,在大功率和要求较高的场合选用CCM模
式协4|。本文综合考虑功率密度和模块化结构等性
能要求,PFC模块采用单开关Boost拓扑,同时,为了
获得较高的功率因数和较小的电流应力,设计了三
个单相CCMPFC模块并联运行。
本文提出了一种单控制器实现三个DC/DC
BoostPFC模块可靠并联运行的简单数字控制方案。
利用数字控制器的灵活性,实现了并联模块的均匀
交错,降低了输入电流的高频纹波,减小了输入EMI
滤波器的差模电感。而且,具有交错功能的模块中,
虽然单个模块的电感电流高频纹波较大,但总的输
入电流高频纹波较小,因此可以适当地降低单个
Boost模块的电感值。
2 PFC模块并联交错及基本控制原理
以三个模块并联为例,主电路采用三个单相
Boost变换器并联,如图1所示;数字控制器选用的
是低成本的数字信号处理器(DsP)TMs320LF2407。
三个Boost变换器并联连接,在控制上实现三个
BoostPFC模块均匀分担输入电流,减小开关管的电
流应力。同时,使三个高频PWM开关在相位上均
匀错开1200,实现高频电感电流的交错,减小了输入
电流的高频纹波,有利于减小输入滤波器的差模电
感值,交错的电感电流波形及PWM开关波形如图2
所示。
本文提出的单控制器法与多控制器法相比,不
但可以减少计算量,提高采样频率,还可以消除多控
收稿日期:2004.02.10
基金项目:国家自然科学基金资助项目(50377014)
作者简介:蒋志宏(1974-),男,江苏籍,博士生,主攻软开关DG/DC变换器、高频数字功率因数校正和计算机电源;
黄立培(1947-),男,江苏籍,教授,博导,博士,研究方向为高性能交痪电机控制、。电力电子变流技术。
万方数据
28 电工电能新技术 第23卷
图1 数字控制BoostPFC模块的并联框图
Fig.1BlockdiagramofparallelingBoostPFCmodule
iL八/7\/7\/7\/
PWMI厂]厂]厂]厂]厂一
PWM2厂]厂]厂]厂]广
PwM3厂]厂]厂]厂]
图2交错电感电流的波形
Fig.2Interleavedinductor-currentwaveforms
制器间的延时,精确地实现各个模块之间电感电流
的均匀交错。
3数字控制器的实现
数字控制器如图3所示。采用平均电流控制策
略:电压环是外环,电流环是内环。电压环的输出为
电流环的给定,即输入电压的采样u。除以并联的
模块数n=3,然后乘以电压环的输出y,。得到每个
模块的输入电流的参考值i。扪即电流环的给定,从
而实现每个模块的输入电流控制。其中n等于3,
为并联的模块数;U。、U。村分别为输出电压和给定;
。ih。、im和i∞分别为三个模块的输入电流。
图3数字控制器示意图
Fig.3ConceptualdiagramofdigitalcontroHer
为了既能实现每个模块均匀地分担输入总电流
以减小开关电流应力,又可以获得较高的开关频率
来提高PFC模块的功率密度,本文提出利用交叉控
制的单控制器方法,实现对并联PFC模块的均流控
制:第一个控制周期对iu进行控制,第二个控制周
期控制i№,第三个控制周期控制i啪,然后再重复
上述步骤。即交叉控制方法实质是每三个周期对某
个模块的电流控制一次。
数字控制器的控制频率为120kHz,每个模块的
开关频率为120kHz,电感电流的交叉控制频率为
40kHz。这样就可以在不降低功率密度的前提下,利
用一个控制器实现三个模块的均流控制。
图4并联交错PFC模块的软件流程图
Fig.4Softwareflowchartofparallelingand
interleavingPFCmodule
另外,三个高频PWM开关1200的相位交错也是
在控制器内实现的,这样可以有效地利用程序资源,
提高电感电流的采样频率,获得较高的控制精度。
控制器的软件流程如图4所示。
4实验结果与
分析
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实验的基本参数:输入电压为ui。=110一,冱
sincotV,输出电压U。=380V,输出总功率为600、X’,开
关频率和采样频率均为120kHz,并联的模块数n:
3,开关管的型号是STW20NM60,二极管的型号是
SDTl2S60。
采用本文提出的并联交错控制方法进行了实验
研究,实现了三个模块的并联交错控制,取得了良好
的均流性能和较小的输入电流纹波,有效地降低了
输入EMI滤波器的差模电感,同时,满载时功率因
数可达到0.99,直流输出电压也非常平稳。图5。
图11给出了实验结果和备分量波形。
图5给出了三个并联模抉的电感电流的采样波
万方数据
第3期 蒋志宏,等:基于DSP的DC/DCBoostPFC模块的并联交错控制研究 29
形,可以看出这种数字控制器实现了三个并联模块
的较好均流,控制性能良好。
(1--iL|l2一fm3一f∞)
图5电感的电流波形
Fig.5Waveformsofinductor’8current
图6和7所示的是三个模块相互错开1200的
PWM开关驱动波形、三个并联模块的输入总电流和
各个电感电流的波形,可以看出电感电流的交错非
常均衡,输入总电流的高频纹波很小。图8所示的
是单个模块的电感电流波形,带有较大的高频纹波。
图9给出网侧的输入电压、电流和输出电压波形。
从图8和图9的单个模块电感电流波形和总的输入
电流波形比较可知,交错技术降低了输入电流的高
频纹波,因此EMI滤波器的差模电感值就可以取得
很小,提高了功率密度的同时,也降低了成本。从图
6~图9可以看出,该控制方案中输入电流波形非常
光滑。
o
4}.门一.n一厂_T
■——一k●}_一k——叫1._.r].i
;
{
(1一PwMl2一PWM23--PWM3)
图6三个交错120。的PWM驱动脉冲
Fig.63-PWMwaveformsofinterleavingat120degrees
(1一ji。2一iLl 3一i124一i13)
图7输入总电流和各模块电感电流波形
Fig.7Waveformsoftotalinputcurrent
andeachinductorcurrent
图8单个BoostPFC模块的电感电流波形
Fig.8Inductor-currentwaveformofsingleBoostPFCmodule
%
lin
眠。
(2~u。3一ih4BU。)
图9输入电压、电流和输出电压波形
Fig.9WaveformsofinputACvohage,current
andoutputDCvoltage
图10(a)和图10(b)给出输出负载突变时系统
(”满藏刭轻载
(1一沁l2一im3一i∽4--U。)
图10并联交错PFC模块的瞬态特性
Fig.10Dynamicperformance
ofparallelingandinterleavingPFCmodule
的瞬态特性波形。可以看出,输出负载突变时,各个
模块有很好的均流性能,同时,输出电压的降落或过
万方数据
30 电工电能新技术 第23卷
冲的幅度只有输出设定值(380V)的6。7%左右,而
且可以很快地恢复到设定输出,降低了对输出滤波
电容的耐压值要求。
(I—oin2一uo3一f自s)
图11并联交错PFC模块的开关电压应力
Fig.11 Switchvoltage—stress
ofparallelingandinterleavingPFCmodule
图11给出并联交错PFC模块从满载到轻载跃
变时的开关电压应力测试波形,这种状态下开关管
的电压应力最高。图1l可以看出,与单个PFC模块
的工作情况一样,开关管电压u。。的最高值是设定
的输出电压值与过冲值之和,即只有410V左右。本
文所选用开关管的额定电压值为600V,满足电压应
力的要求。
5 结论
本文提出了一种电感电流的交叉控制方案,只
用一个数字控制器实现了三个并联的DC/DCBoost
PFC模块的均流控制,很大程度上简化了控制算法,
均流性能良好,有效地降低了开关管的电流应力;同
时,实现了三个模块高频开关相位120。的交错,取得
了电感电流的均衡交错,减小了输入电流高频纹波,
降低了输入EMI滤波器的差模电感值。本文的并
联交错控制模块,满载时功率因数可达到0.99,直
流输出电压也非常平稳。
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DSP·-basedparallel·-connectedinterleavingDC/DCboostPFCmodule
JIANGZhi.hon91,HUANGLi—peil,SUNXiao—don92,GUOYu.jie2
(1.TsinghuaUniversity,Beijing100084,China;2.Lite-OnBeijingPE—Lab,Beijing100085,China)
Abstract:ThispaperpresentsasimplemethodbasedonDSPtoachievehi}ghpowerfactor,smallcurrent—stressof
switch,smallinput—currentrippleanddifferential—modeinductor.TakethreePFCmodulesinparallelforexampleinthis
paper,theparallel—connectedinterleavingDC/DCboostPFCmoduleswiththeswitchingfrequencyof120kHzarerealized
withonlyadigitalcontroller,andithasagoodcurrent—sharingperformanceandsmallcurrent—stressofswitch.Inaddit.
ion,thehigh—frequencyswitchingphasesaleinterleavedwith120degreesforsmallhigh-frequencyrippleofinputcur—
rent.Theparallelingandinterleavingcontrollerisvalidatedwithexperimentalresults,andadesirabledigitalsolutionis
presentedfortheparallelingPFCmodulesinlargepowerapplication.
Keywords:powerfactorcorrector;parallelingandinterleaving;boost;digitalcontrol
万方数据
基于DSP的DC/DC Boost PFC模块的并联交错控制研究
作者: 蒋志宏, 黄立培, 孙晓东, 郭宇婕
作者单位: 蒋志宏,黄立培(清华大学,北京,100084), 孙晓东,郭宇婕(光宝电子北京电力电子实验室
,北京,100085)
刊名: 电工电能新技术
英文刊名: ADVANCED TECHNOLOGY OF ELECTRICAL ENGINEERING AND ENERGY
年,卷(期): 2004,23(3)
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