HFSS常见问题集锦(增强版)

1、HFSS仿真结果的疑问 我在做一个0.3g--2.7g超宽带天线，用ansoft仿真结果也差不多了，可是同一模型当我把扫频范围设定为0.3g--1g，结果（方向图和 驻波）变化很大，我进一步细化又把频率范围设为0.3--0.6g时，结果再次变化，一次比一次变化大。 我想问各位大虾，同一模型是不是每次频率设定范围不一样，结果就差距很大，那我仿真时该设定多大范围比较好呀？ 欢迎热心同志给予解释 帮助，，，多谢咯！！！ 答：仿真频率范围无谓，关键是在不同的频段仿真的时候你的空气盒子大下得相应的改变，为你仿真中心频段的１／４波长．如果仿 真频段太宽，也可以分段仿真． 2、请教：这个同轴是怎么加的 图片： 请问这个同轴是怎么加的 垫片印刷在介质板上 使用50ohm同轴线馈电 请问同轴的内轴外轴 都是怎么加到天线上的 我只将内探针加到了介质上 结果有一个谐振点总是畸变 肯定是我的同轴馈电出了问题 麻烦大家帮我看看 我想了好久了 答：建模时只要画出同轴与地板交界处端口就行了（内心不变），重新画出地板（画一个面）从这个地板上讲端口和内心减去（克隆），将内心从端口中减去（克隆），再在端口处设置激励就行了。 其实只要把你的模型发上来，一看就明白了，上面的回答应该是用集中端口设同轴线的做法，附一个例子给你看看，模型比较大，把端口放大就可以看到细节部分了 下载 1fed by coax lumpedport.rar(6 K) 下载次数:31 3、提一个关于Radiation Boundary的问题 如题,按照full book上的说法,只要将模型边界条件设置成Radiation Boundary,就相当于不受边界的约束,波可以辐射到无限远空间,换句话说求解的空间大小已经不会对求解结果产生影响.但是我在做微带模型时对空气层的大小设置不同值后发现结果不同.请高人指点迷津! 答： 关于这个，可以参考金建铭的电磁场的有限元方法一书，电磁场的有限元方法中对于计算区域的截断的处理都不是非常的理想，辐射边界也是近似，至于辐射边界与计算目标的距离说法更是不一，论坛之前有帖子进行过大规模的讨论，我记得结果似乎是没有完全的定论，最常见到说法是0.25波长就”差不多“，呵呵具体每种情况到底差多少也不可一概而论。而且这个0.25的系数似乎不被金建铭很认可，书中的相关的有限元计算设置的都是0.3倍波长， 吸收边界对大角度入射的情况，吸收效果不佳。 0.25波长是针对高增益天线 对低增益，由于大角度大电场强度入射的影响比较显著，需要扩大到0.5波长，从而减小入射角。 这些在full book里面是有的，宝典一定要多读几遍啊。 4、Hfss求解和空气盒设置问题 我仿的一个超宽带天线,F为3.1-11,我设置的求解频率为11,用fast扫频,空气盒高度将近1/2波长,不知道这样的设置对不对,是不是空气盒的高度高点更好,还有这求解频率11有没错,希望高手指导下 答：求解频率设置为11没有什么问题,不知道"空气盒高度将近1/2波长"是按那个频率计算的,一般应选取最低频率3.1的四分之一波长 空气盒高度实际上是中心频率的6G的1/4*lamd,如果按照最低频率设置的话,像我今天仿的另外一个例子是1-11G,那空气盒的高度非常大,求解的速度非常的慢,甚至没法仿真,有没有更好的方法来设置呢,能不能用中心频率来设置呢? 频率太宽的话，可以分段仿真，这样比较准确； 天线距离空气边界要求是1/4波长，和相距1/2波长的仿真结果相差不大，我都用的是1/2波长； 求解频率不应该是１１吧，应该是中心频率．其次波长也以中心频率为准的 5、HFSS中的端口问题 在hfss中何时设置waveport 何时设置lumpport ，他们有什么区别？在端口设置时，有时提示画线有时没有，这是怎么回事，和哪里的设置有关？那里新建的线是积分线吗？何时是终端线？还有何时要画积分线，要画终端线？他们各代表什么意思？ 6、HFSS中的求解器问题 在hfss中何时用drivenmodel /driven terminal / eignmode呢？分别有什么区别？ 7、激励阻抗归一化的作用 在设置激励时的默认阻抗是50欧，还有一项是post processing 里有两个选项 do not renormalize 和renormalize这个有什么作用，代表什么意思？ 8、请问：交叉极化度是什么概念？ 请教各位：交叉极化度是什么概念？ 谢谢指点！ 讨论：用于发射或接收给定极化波的天线不能发射或接收其正交极化波，交叉极化隔离度为一个波束在给定极化最大辐射方向上的功率与其接收的正交极化波在此方向上的功率之比。 不是不能接收正交极化波吗 怎么会有功率 那接收的功率是0了 假如线极化纯度很高，确实完全不能接收正交极化波，正交极化方向分量的功率为0。但事实上天线极化都不可能这么纯，所以有些情况就需要讨论交叉极化鉴别率了 交叉极化鉴别率定义：在给定方向上（一般指主极化最大值方向）上，天线辐射的主极化分量与交叉极化分量的功率密度之比。如果主极化是垂直极化，则水平极化分量为交叉极化，如果主极化是右旋圆极化，则左旋圆极化为交叉极化。交叉极化鉴别率越大，极化纯度越高。 事实上没有天线能作到完全接收不到正交极化波，因此引入了交叉极化隔离度的概念，以判断该天线接收交叉极化波的能力大小，当然接收得越少越好。 弱弱的问一下：交叉极化隔离度和交叉极化鉴别率是一个概念吗 说实话，我以前一直以为是同一个概念的，多亏楼上问了，“催”我去看了看，感觉不同的书定义有所不同。 这是摘自沈民谊，蔡镇远编著《卫星通信天线》中的一段话： 交叉极化隔离度XPI： 本信号在本信道内产生的主极化分量E11与在另一信道中产生的交叉极化分量E12之比，由定义可知，由于天线系统本身的反射面所产生的交叉极化分量，会影响到工作在同一频率的另一通道的正常通信，这时的交叉极化可定义为交叉极化隔离度(XPI) ，它是天线自身产生的。 交叉极化鉴别率XPD： 本信道的主极化分量E11与另一信道在本信道内产生的交叉极化分量E21之比，由定义可知，由于天线系统中其他通道所产生的交叉极化分量，会影响到工作在同一频率的本通道的正常通信，这时的交叉极化可定义为交叉极化鉴别率(XPD)，两种定义都是衡量交又极化分量的大小，但两者的出发点不同，XPI在单极化和双极化系统中都存在，而XPD只存在于双极化系统中。 我上面说过的交叉极化鉴别率的定义感觉跟这里的交叉极化隔离度同概念，有时间再研究研究了呵呵，也多谢你提出这个问题，对大家都很有帮助。 任何天线都很难做到完全抑制正交极化波，或多或少会接受一些正交极化波。 极化隔离度越好，交叉极化越小。 形象点说：设计一个圆极化微带天线，看仿真后的方向图，会有一个RLCP，一个LHCP。如果希望收发RHCP，则从方向图上看，LHCP越小，交叉极化越小 我也有個問題,那跟"軸比"有什麼差別??? 轴比是衡量圆极化程度的.把电场矢量的终点轭迹看作一椭圆,其长轴与短轴的比.衡量圆极化的好坏. 交叉极化度是衡量天线对两种极化方式的能力的. 还想请教一下：在建立分析设置时，求解频率是不就是中心频率？ 求解频率应该高于你的扫频的中心频率 是剖分网格的依据 在result中solution data里看的Z：waveport1:1和Port Z0分别是指天线输入阻抗和馈线的特性阻抗。 解答：Zo指的是端口的特性阻抗，Z11应该是从端口向负载端看去的端口阻抗，简单的说对Zo可以说是传输线的特性住抗，z11是输入住抗。Z0可以取50，75.100什么都可以，主要看你的传输线的情况，z11嘛是你要匹配到z0的天线的住抗。没有那么理想的情况 即便是你实测的匹配比较好的天线的输入阻抗也是有一点虚部的 有没有人知道怎么在hfss中加隔离电阻啊 加个面 画条积分线 那那个阻值怎么体现 薄膜电阻呀？ 选则集总参数的端口 我还是不怎么懂啊，你有做过的实例吗，给以发给我看看吗 boundaries--LumpRLC 嘿嘿，我知道了，谢谢 不用 请各位高手指点一下，在HFSS 10.0中怎样通过仿真结果判断微带天线的线性化、圆极化（左旋、右旋）还是椭圆极化？ 怎样得出S21参数的图形？ 谢谢！ 画增益曲线图，那个增益越大，就是那种极化。例如，左旋圆极化增益大于右旋圆极化增益，就是左旋圆极化天线。 我天线结构是采用共面波导馈电，所以，我就选用了Lumped Port ，然后使用Driven Terminal模式，但是出现两个问题，一是Driven Terminal比Driven Modal仿出来的增益高很多，二是我在HFSS11版本中使用Driven Terminal模式加Lumped Port的时候，HFSS程序报错关闭。请问这些是什么问题啊？ 请问怎么在HFSS中看天线的极化特性0 一直没有找到看天线极化特性的地方，请高手指导一下 可由GainPHI GainTHETA GainGHCP GainLHCP來看出極化是水平 垂直 左旋 右旋!! polarization ratio 和 axial ratio到底是什么概念0 有什么区别，分辨一个天线是圆极化还是线极化应该看哪一个参数 polarization ratio 衡量交叉极化的 axial ratio 衡量圆极化的 如果能用waveport就用waveport，lumped是个模拟的端口，在很多情况下结果不是很能保证精确性 gain 与 realized gain0 请问看天线增益时gain 与 realized gain有什么区别啊？谢！ Gain=4piU/Pacc U is the radiation intensity in watts per steradian in the direction specified. Pacc is the accepted power in watts entering the antenna. Realized Gain=4piU/Pincident U is the radiation intensity in watts per steradian in the direction specified. Pincident is the incident power in watts. 这几个值的大小可以在antenna parameters中查看. 对于你说的线馈微带贴片天线而言RealizedGain就是考虑上馈线损耗后的增益，Gain则不考虑。 gain可能是指不考虑馈电电路网络损耗时的天线的增益，而realized gain是指包括馈电电路网络损耗在内的天线的增益。 关于Er的讨论 这个不奇怪！天线剧烈小型化的产物/ er=90甚至er=100+的，都有人在做，而且已经产品化！ 各位，起初我也在考虑这个问题，一般做天线的最多用到er=20的材料，当er继续增大时，天线的效率会降低，为了保证天线的效率，抑制surface waves必须保证，介质厚度h/lambda小于0.3/2*pi*（er）0.5，才可以忽略表面波的影响。但是这个er，100+的天线已经产品化导航。 问题是，高er材料必然导致高Q，和很窄的BW，很高的LOSS，很低的效率。 希望与大家探讨，高er天线应用问题 有介電係數90的材料,但是目前很少人用來生產. 有記得台灣的碩士論文有人寫過介電係數90材料,台灣大學圖書館可以查得到.大都有全文下載. 另外,一般用的介電係數都是30-60. 及10左右的. 如果用介電係數那麼高,可能不是那麼好輻射且size也太敏感. 除非沒有其它材料,建議別用介電係數90,光找材料就有得你找了.別說做出成品. 太高的介电常数带来的主要的问题是Q的急剧升高，带宽的急剧缩小。两方面分析，一假设一点损耗没有，那Q应该非常大，带宽必然非常小。二假设损耗非常大，那Q非常小，带宽非常大，但是并没有达到信号传递的目的。所以我认为应该是取中间某个折衷，这主要根据你的系统设置来考虑了。 应用这种材料会带来的问题我不太清楚，但是就材料来说，这样的材料肯定是存在的啊；开始的几位怎么说世界末日呢 90的话，能量都被吃掉了。不是天线了。是热得快了。一般小于10的。升值还有1的（空气介质） 樓上說的理,做天線不應該用那麼高er的,不太合適. 介电常数90的微波介质陶瓷早已产业化并且广泛应用了呀。真正少见的是介电常数40-60之间的介质陶瓷材料。 我現在在用的就是ER90的陶瓷材料 [color=#ffffff]微波仿真论坛-http://bbs.rfeda.cn[/color] 在做patch antenna 强烈鄙视下1到7楼，高介电常数高Q陶瓷介质早已大量用于微波电路中，比如介质谐振振荡器，一个很大的优点是尺寸小，有利路的小型化。我不想鄙视各位，不过希望各位不要对楼主冷嘲热讽。 另外回复下12、13、17楼，高Q意味着辐射效率低不假，不过这是介质主模的结论，比如TE01、TM01等。而介质中存在混合模HEM模，其Q值较低，可用作天线。HEM模介质天线这方面早有多篇 论文 政研论文下载论文大学下载论文大学下载关于长拳的论文浙大论文封面下载 发表，不过是否投入实际应用我并不清楚。 er=9o,很正常啊，目前80到110间介电常数的GPS天线已有商业化批量的产品在卖啦，大家汽车里用的GPS就是用er=9o的微波陶瓷材料做的，才有那马的小巧！技术天天都在革新 回楼上，汽车里常用的GPS天线用的陶瓷材料没有90那么高的介电常数。印象中不超过40的。GPS常用的L1频率天线也完全没有必要使用那么高的介电常数，用到30～40天线的尺寸就够小了。 天啊，是不是都快变成金属了？这样的材料如果真的存在，那就是用减缩天线尺寸的，或者减缩RCS的，人家不怕耗电多 最近一直在用HFSS做螺旋天线的仿真 对于creat report中的S11的图看不明白，不明白如何去判断一个天线设计的好坏 现在只是对仿真的过程有了大概的了解 我想请教的是 S11这个图有什么意义？ 另外就是同轴线的的画法，大家是如何画的？ 我只是画一个同轴线截面，然后在加激励时用集总端口的仿真，所以仿真总是不准确，3D的同轴线如何该画呢？ 还有就是在那儿实现阻抗匹配呢？ 我的仿真就是仿真天线没有考虑到阻抗匹配的问题 笨方法却比较实用：一个圆柱，就是中心导体；再套一个大一点的圆柱，挖掉中心导体部分，就是绝缘体；再套一个更大点的圆柱，挖掉绝缘体和中心导体部分，就是外导体；对中心导体、绝缘体、外导体三部分分别设置相应的材料即可； 今天刚学了 画一个大圆柱，同时外表面设置perf E 然后掏空小圆柱，然后设置介质，然后再在里面加个小圆柱，设置为铜 但是要注意阻抗的问题，一定要把所画同轴线的阻抗设置成50欧姆；主要靠控制内外导体的尺寸和绝缘体的介电常数来确定（必要的时候可以自定义材料） S11一般指的是天线的输入端的反射特性，也就是所谓的天线的阻抗是否匹配； 同轴线的的画法，2楼已经介绍了，就不多说，至于加激励时用集总端口的仿真，那是不对的，应该用波端口激励； 阻抗匹配直接在设置激励端口时，软件有提示，阻抗默认一般都是50，不需要更改的 至于参数意义问题，S21是传输系数，就是从1端口到2端口的传输能力的表征；S11为反射系数，1端口进1端口出，很显然是看反射回来波的情况；一般来说当然是S11越小，S12越大比较理想（当然希望能量能多传输一些过去），具体的可以参看微波技术 HFSS中怎么看3dB带宽 可以先画出远场增益图,在图上显示在最大增益处分别加减3DB,利用MARK分别读的加3DB和减3DB的角度,其差值即为3DB带宽. 先画出远区场方向增益图，在图上最大增益处分别加减3dB，减3dB的角度，其差值即是。 2、在Output Variable中定义一个变量GainBW＝if(max_swp(dB(GainTotal)) - dB(GainTotal) >3,0, dB(GainTotal))，画GainBW曲线，可以很直观地表示出3dB带宽。 HFSS中如何看天线输入阻抗的Smith原图？ 激励端口就是天线的馈电点吗？ 请教大家，激励端口是一种允许能量进入或导出几何结构的边界条件。HFSS中设置的激励端口是否就是接收天线的馈电点？Wave Ports和Lumped Ports又有什么区别？ 是 顾名思义，我认为波端口是用来加电磁波的， 集总端口是用来加电压或者电流的 楼上正解！ 补充楼上的一点，一般来说waveport的仿真结果要更加可信一些，但是在某些情况，比如端面设置不能满足我们需要（微带口的端面就要有5倍以上的宽度吧，两三个并排就会overlap了嘛），这个时候万不得已也可以拿lambport，因为它的设置没有端面的严格要求。 lumped port与lump rlc 仿真负载电阻是用lump rlc吧，那能不能用lumped port呢？跟lump rlc一样设置。两者区别是什么？谢！ 如果负载是50Ohm，则用RLC和集总端口是一样的。用lump port的时候，这个端口实际上是个负载 ，因此要看激励端口的S11，S11的意义是2端口匹配时1端口的反射系数。 如果负载不是50Ohm，那么lump port的特性阻抗要该成负载的阻抗。 我的理解是：如果把lumped port作为2端口负载，那么计算S11时，因为S11是2端口接匹配负载时1端口的反射系数，所以这时不管你原来把2端口的lumped port阻值设为多少，软件都会把它变为与2端口匹配的阻值，使得这个端口没有反射从而算出S11。而如果把lump rlc作为负载接在2端口，则这时它是一个固定阻值的电阻，当它与2端口不匹配时，计算S11时在2端口就会产生反射。所以在一般情况下两种情况的结果是不一样的，而我实际仿真出来就是不一样的，但因为我实际天线还没加工出来，所以我还不能确定哪个跟实际更接近，但我想应该是用lump rlc更接近实际。不知道我的这个理解正确与否，忘高手指正。谢！ 上面说的不太对，lumped port的阻值是特性阻抗，匹配应该是天线部分与特性阻抗匹配，所以如果从二端口看天线的阻抗和lump port的特性阻抗不相等时，一样是有反射的。 请教hfss的端口阻抗问题 1 设计了一个天线，仿真的时候，怎么求天线的输入阻抗呢，results里的Z sparameter得到的是不是 天线的输入阻抗？比如我要把天线的输入阻抗匹配到50欧姆，是不是先看Z sparameter的阻抗大小，然后把这个阻抗匹配到50欧姆就行了呢？ 2 lump或者wave port里面的阻抗是不是馈线的特性阻抗，在仿真一个天线的时候，将这个值从50欧改到150欧，发现反射系数没有明显的变化，不知道是什么原因。 输入阻抗可以通过反射系数求出来，Z sparameter不是输入阻抗，而是网络的Z参数。result里面有个port Z，这个是端口的特性阻抗。 lump或者wave port设置的阻抗是该端口的端接阻抗，得到的S参数就是在端接该阻抗时候的"S参数"(打引号的原因是，真正的S参数应该是在端接匹配负载时候测试得到的，而这里是在端接特定阻抗时候得到的) 对于天线的单端口网络，可以认为Z sparameter就是其输入阻抗，只有一个z(1,1) 改了端口阻抗S11变化不大，你看一下是不是端口设置的时候post processing选项没有选do not renomalize，可能是这个原因 HFSS里的smith圆图可以看归一化输入阻抗，特性阻抗可以通过port Z0获取。 HFSS仿天线的增益问题 仿真之后的 报告 软件系统测试报告下载sgs报告如何下载关于路面塌陷情况报告535n,sgs报告怎么下载竣工报告下载 里面，天线增益的单位是dB，能不能换成dBi? dBi，dB是相对值，我在仿真的时候拿什么来做参照呢？意思是我如何知道自己仿真的天线增益是好是坏呢？可能这个问题有点小白了，达人赐教 HFSS里面增益的dB指的就是dBi，这个可以肯定，而且我记得在帮助文件里面是可以看到的。平时习惯简化了，所以往往省略掉了后面的i。 樓主你自己就可以做確認了, 先畫一個理想的dipole,Matching不要太差,跑一下不用一分鐘,看Gain是几dB. 拿出以前上過antenna的資料,看dipole的Gain是几dBi.比對一下就知道現在HFSS是dBi,還是dB, 還是dBd. 1 概念辨析：dBm, dBi, dBd, dB, dBc, dBuV 概念辨析：dBm, dBi, dBd, dB, dBc, dBuV 1、 dBm dBm是一个考征功率绝对值的值， 计算公式 六西格玛计算公式下载结构力学静力计算公式下载重复性计算公式下载六西格玛计算公式下载年假计算公式 为：10lgP（功率值/1mw）。 [例1] 如果发射功率P为1mw，折算为dBm后为0dBm。 [例2] 对于40W的功率，按dBm单位进行折算后的值应为： 10lg（40W/1mw)=10lg（40000）=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。 2、dBi 和dBd dBi和dBd是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值， 但参考基准不一样。dBi的参考基准为全方向性天线，dBd的参考基准为偶极子，所以两者略有不同。一般认为，表示同一个增益，用dBi表示出来比用dBd表示出来要大2. 15。 [例3] 对于一面增益为16dBd的天线，其增益折算成单位为dBi时，则为18.15dBi（一般忽略小数位，为18dBi）。 [例4] 0dBd=2.15dBi。 [例5] GSM900天线增益可以为13dBd（15dBi），GSM1800天线增益可以为15dBd（17dBi)。 3、dB dB是一个表征相对值的值，当考虑甲的功率相比于乙功率大或小多少个dB时，按下面计算公式：10lg（甲功率/乙功率） [例6] 甲功率比乙功率大一倍，那么10lg（甲功率/乙功率）=10lg2=3dB。也就是说，甲的功率比乙的功率大3 dB。 [例7] 7/8 英寸GSM900馈线的100米传输损耗约为3.9dB。 [例8] 如果甲的功率为46dBm，乙的功率为40dBm，则可以说，甲比乙大6 dB。 [例9] 如果甲天线为12dBd，乙天线为14dBd，可以说甲比乙小2 dB。 4、dBc 有时也会看到dBc，它也是一个表示功率相对值的单位，与dB的计算方法完全一样。一般来说，dBc 是相对于载波（Carrier）功率而言，在许多情况下，用来度量与载波功率的相对值，如用来度量干扰（同频干扰、互调干扰、交调干扰、带外干扰等）以及耦合、杂散等的相对量值。 在采用dBc的地方，原则上也可以使用dB替代。 5、dBuV 根据功率与电平之间的基本公式V^2=P*R，可知 dBuV=90+dBm+10*log(R),R为电阻值。 载PHS系统中正确应该是dBm=dBuv-107，因为其天馈阻抗为50欧。 6、dBuVemf 和dBuV emf:electromotive force(电动势)  对于一个信号源来讲,dBuVemf是指开路时的端口电压,dBuV是接匹配负载时的端口电压 pva 凯瑟琳的软件 算天线方向图的软件。 我对HFSS内存不足的 总结 初级经济法重点总结下载党员个人总结TXt高中句型全总结.doc高中句型全总结.doc理论力学知识点总结pdf 情况1，物理内存小，同时虚拟内存也开得很小，导致内存不足。   解决办法：把虚拟内存加大或者增加物理内存 情况2，物理内存大，比如4G，或者虚拟内存开得大，比如说也开到4G，这时候已经到达32位xp可以管理的内存上限了，但是在hfss仍然可能出现out of memory，用任务管理器看，发现内存使用量才不到3G,并未到达内存上限。这个问题实际是由于32位XP对应用程序进程的限制，及默认情况下应用程序的每个进程占用内存不能大于2G,，所以到hfss中的hf3d进程（或者是slove进程，具体哪个进程忘了，反正就是hfss中最占内存的那个进程）占用内存达到2G时，就出现out of memory。     解决办法：通过在修改C盘根目录下boot.ini文件，在multi(0)disk(0)rdisk(0)partition(1)\WINDOWS="Microsoft Windows XP Professional"这句话后面加上参数“/3GB”，然后重启电脑，就可以使得单个进程的内存占用上限到达3G。 情况3，HFSS进程要占用超过3G以上内存       解决办法：装54位xp。。。。。。。。HFSS在64位xp下的破解方法貌似论坛里有帖子讨论过。考虑到64位xp对很多32位软件兼容性不好，建议大家装双系统，1个32xp，1个64xp，平时用32xp，算HFSS的时候用64xp 对HFSS停止运算的一些看法：HFSS有时候会停止运算，有些人说是破解的问题，有些人认为是开双核的问题，但我的感觉应该是用了太多虚拟内存的缘故，建议大家有条件都用物理内存，由于数据在硬盘中搬运很慢，所以导致cpu在搬运期间无事可做，才导致看起来似乎停止计算了，我以前用1G内存+3G虚拟内存，开双核选项，老出现这个问题。加到4G内存后，仍然开双核选项，就几乎没出现过了 定义上讲，增益是假设匹配良好的前提的，也就是认为回波损耗很小。 考虑上回波损耗之后，就跟实际测量的情况一样了，回波损耗大，测到的增益肯定偏低。 天线的增益和天线形式有关的，内置天线和环境有关如天线地的大小与地远近 有关还和支架的介电常数有关。回波损耗和匹配程度有关，匹配越好回波损耗 越大，即反射越小。 天线的集合绕射和反射等都会给天线的增益有一定的损失的 S11的对数形式就是回波损耗，国内期刊上很多也叫“反射损耗”，即20＊log｜反射系数｜ S11定义的是其他端口接匹配负载时1端口的反射波与入射波之比。 如果是天线，如果只有单口馈电，那么S11就是反射损耗（回波损耗）了。 一般来说就是这样。 S11和反射損耗是不一样的，S11是从端口角度定义的，它描述的是PORT1這個端口的各种电气特性，如Return Loss,Insertion Loss,Simth Chart ........ 网络参数与一般参数的定义不一样。 回波损耗(RETURN LOSS)，定义为 反射功率/入射功率 反射系数 ro 定义为 反射电压/入射电压 VSWR（电压驻波比）定义为 波腹电压/波节电压 三者关系： VSWR=(1+[ro])/(1-[ro]) S11=20lg[ro]. 以上各参数的定义与测量都有一个前提，就是其它各端口都要匹配。 驻波比（VSWR）是指微波传输过程中，最大电压与最小电压之比，是 一 个比值。 回波损耗（Return Loss）是指反射功率，单位是dB，RL和驻波比可以换 算，RL= -20 lg [( VSWR-1 ) / ( VSWR + 1 )]  以二端口网络为例，如单根传输线，共有四个S参数：S11，S12，S21，S22，对于互易网络有S12＝S21，对于对称网络有S11＝S22，对于无耗网络，有S11*S11+S21*S21＝1，即网络不消耗任何能量，从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。在高速电路设计中用到 　　     以二端口网络为例，如单根传输线，共有四个S参数：S11，S12，S21，S22，对于互易网络有S12＝S21，对于对称网络有S11＝S22，对于无耗网络，有S11*S11+S21*S21＝1，即网络不消耗任何能量，从端口1输入的能量不是被反射回端口1就是传输到端口2上了。在高速电路设计中用到的微带线或带状线，都有参考平面，为不对称结构（但平行双导线就是对称结构），所以S11不等于S22，但满足互易条件，总是有S12＝S21。假设Port1为信号输入端口，Port2为信号输出端口，则我们关心的S参数有两个：S11和S21，S11表示回波损耗，也就是有多少能量被反射回源端（Port1）了，这个值越小越好，一般建议S11<0.1，即－20dB，S21表示插入损耗，也就是有多少能量被传输到目的端（Port2）了，这个值越大越好，理想值是1，即0dB，越大传输的效率越高，一般建议S21>0.7，即－3dB，如果网络是无耗的，那么只要Port1上的反射很小，就可以满足S21>0.7的要求，但通常的传输线是有耗的，尤其在GHz以上，损耗很显著，即使在Port1上没有反射，经过长距离的传输线后，S21的值就会变得很小，表示能量在传输过程中还没到达目的地，就已经消耗在路上了。     对于由2根或以上的传输线组成的网络，还会有传输线间的互参数，可以理解为近端串扰系数、远端串扰系统，注意在奇模激励和偶模激励下的S参数值不同。 需要说明的是，S参数表示的是全频段的信息，由于传输线的带宽限制，一般在高频的衰减比较大，S参数的指标只要在由信号的边缘速率表示的EMI发射带宽范围内满足要求就可以了。 　回波损耗，反射系数，电压驻波比, S11这几个参数在射频微波应用中经常会碰到, 他们各自的含义如下: 回波损耗(Return Loss):  入射功率/反射功率, 为dB数值 反射系数(Г):  反射电压/入射电压, 为标量 电压驻波比(Voltage Standing Wave Ration): 波腹电压/波节电压 S参数: S12为反向传输系数，也就是隔离。S21为正向传输系数，也就是增益。S11为输入反射系数，也就是输入回波损耗，S22为输出反射系数，也就是输出回波损耗。 四者的关系： VSWR=(1+Г)/(1-Г)            (1) S11=20lg(Г)                      (2) RL=-S11                           (3) 以上各参数的定义与测量都有一个前提，就是其它各端口都要匹配。这些参数的共同点：他们都是描述阻抗匹配好坏程度的参数。其中，S11实际上就是反射系数Г，只不过它特指一个网络1号端口的反射系数。反射系数描述的是入射电压和反射电压之间的比值，而回波损耗是从功率的角度来看待问题。而电压驻波的原始定义与传输线有关，将两个网络连接在一起，虽然我们能计算出连接之后的电压驻波比的值，但实际上如果这里没有传输线，根本不会存在驻波。我们实际上可以认为电压驻波比实际上是反射系数的另一种表达方式，至于用哪一个参数来进行描述，取决于怎样方便，以及习惯如何。 回波损耗与VSWR之间的转换关系, 读者可以采用上面的式子1和2来手动计算. 这里只针对modal driven 和 terminal driven做分析，至于eigenmode是解析谐振频率的，如滤波器，这个大家想必都了解。但是模式驱动，终端驱动这两个分析类型该如何区分呢。很简单，hfss fullbook里面讲了这样一段话“The Modal S-matrix solution computed by Ansoft HFSS is expressed in terms of the incident and reflected powers of the waveguide modes.This description does not lend itself to problems where several different quasi-transverse electromagnetic modes can propagate simultaneously. For structures like coupled transmission lines or connectors, which supportt multiple quasi-TEM modes of propagation,if is often desirable to compute the Terminal S-Parameters.”其简约意思是讲：模式驱动对应的它的模式S参数矩阵是入射功率和反射功率的描述，但是这种模式S参数不能用于解决多准TEM模式，在这里大家一定要注意several 和quasi这两个单词，several不是1个，而是指多个，而quasi是准TEM，而不是TEM。因而后面就说了for structure like耦合传输线或连接器是需要terminal drien来分析的，故得出结论：   1.如果是耦合的微带线即差分微带线是必须要用终端驱动的，而单根的微带是则是两者皆可，但并不是他们没区别，区别就是他们原理不同而已，但是我想算出来的结果差异并不大（前提是端口一定要大小合适），不过微带和带状线（即pcb的仿真），建议最好用终端驱动。   2.接下来就是连接器了，连接器的范畴太大了，有的是完全封闭的，有的是半封闭的，又有的是封闭一小部分的，又因HFSS fullbook里仅说了一个词"Connector"，如果深究其原理那得去问Ansoft了，因此我认为如果是连接器大家都用终端驱动就好了，可能有人会问我，全封闭的是TEM，不是quasi的啊，你怎么也用终端呢？其实我也不明白为什么Ansoft没有把这个"connector"说的明白些，哎~。不过本人已做过这两种驱动模式仿真全封闭connector，一点差异都没有，所以建议以后都用Terminal driven就好了。   3.天线呢？用什么模式？这个就要看你具体的激励方式了，如果你用的是TEM或quasi-TEM的激励(可能有些人不知道自己的是啥激励，那就弱弱的告一下学弟学妹，同轴线即全封闭双导体传输线则为TEM激励，而像微带线即不是全封闭的双导体传输线则为quasi-TEM)，就用终端驱动好了。如果你的天线是单导体波导，那么你就用模式驱动吧。   4.至于微波元件，类别也很多，就区分是不是准横电磁波吧。（这里指的微波是频率比较高的，我一般20G以上就说微波了，不说射频了，个人习惯。） 关于driven modal 与driven terminal 的理解 1. driven modal 模式驱动, 所谓模式驱动就是hfss根据用户所定义的模式数目求解端口模式数目及场分布,并为每个模式分配相等的功率,仿真时用端口场分布做为边界条件对内部进行求解,默认端口阻抗为Zpi 无须定义积分线来求解电压, S参量用入射反射功率来表示 2. 对于分析偶合传输线等一个端口上有多个终端,而求解终端之间偶合问题的模型,driven modal 是不适合的.应用driven terminal ,这里以微带偶合传输线为例子说明这个问题 在这个端口上tem波 有两种模式 1.偶模:V1=V2 2.奇模. V1=-V2 (V1为导体1对接地板等效电压, V2为导体2对接地板等效电压) 如果用driven modal求结 则这两种模式分别被赋予相等功率,而求解出的S11则是整个端口上的每一种模式的反射情况,而不能直接求出两线的偶合状况(例如只激励导体1,求导体2上的端口电压)这显然是不合适的. (关于偶合传输线问题详情见microwave engineering edition 3 7.6节) Driven terminal默认的求解终端阻抗为Zvi 故对于每个终端需要定义积分线,例如上图中terminal 的积分线为从接地版到导体1的连线(导体1,接地版都为等势体,路径没有关系),terminal2的积分线为接地版到导体2) 计算机求解时对两个终端分别进行激励,通过电压与电流来计算他们之间的偶合关系. 3总结 1. 如果模型中有类似于偶合传输线求偶合问题的模型一定要用driven terminal求解, 2. driven modal适于其他模型, 但一般tem模式(同轴,微带等)传输的单终端模型一般用driven terminal分析 (tem波电压一般由两导体之间电场积分定义,电流为环线磁场的积分,阻抗Zvi=Zpi=Zpv区别于TE TM) 由于其直接对电流电压求解而避免了对整个面上功率的计算从而比较简便. 常用软件特点： SIwave v5.0：目前SI/PI仿真領域中，推荐的PCB+BGA co-simulation solution Designer/Nexxim v6.1：仿真整合平台，內含circuit simulator (Nexxim)。在v6.0以后拆分成DesignerRF，DesignerSI HFSS v13：Full-wave 3D solver領域最有名的软件，被广泛用來做天线设计、连接器设计、封装设计...等仿真 Q3D v10：Quasi-static 3D Solver，适合用來做尺寸較小，带宽相对较低的应用用，如封裝设计，触控电容...分析。 Maxwell v14：Transient and Quasi-static 3D Solver，可以對磁性材质设定B-H curve，适合做马达、变压器、线圈等仿真。 AnsoftLink v5.0：转换各layout软件文档给Ansoft tool使用。