PWM开关电源

PWM开关电源 第1章 绪 论 随着全球对能源问题的重视，电子产品的耗能问题将愈来愈突出，如何降低其待机功耗，提高供电效率成为一个急待解决的问题。传统的线性稳压电源虽然电路结构简单、工作可靠，但它存在着效率低（只有40%－50%）、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小等缺点。为了提高效率，人们研制出了开关式稳压电源，它的效率可达85%以上，稳压范围宽，除此之外，还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特点，是一种较理想的稳压电源。正因为如此，开关式稳压电源已广泛应用于各种电子设备中。 1.1 课题背景 1.1.1 开关电源的发展历史 开关稳压电源（以下简称开关电源）取代晶体管线性稳压电源（以下简称线性电源）已有30多年历史，最早出现的是串联型开关电源，其主电路拓扑与线性电源相仿，但功率晶体管了作于开关状态后，脉宽调制（PWM）控制技术有了发展，用以控制开关变换器，得到PWM开关电源，它的特点是用20kHz脉冲频率或脉冲宽度调制—PWM开关电源效率可达 65～70％，而线性电源的效率只有30～40％。在发生世界性能源危机的年代，引起了人们的广泛关往。线性电源工作于工频，因此用工作频率为20kHZ的PWM开关电源替代，可大幅度节约能源，在电源技术发展史上誉为20kHZ革命。 随着ULSI芯片尺寸不断减小，电源的尺寸与微处理器相比要大得多；航天，潜艇，军用开关电源以及用电池的便携式电子设备（如手提计算机，移动电话等）更需要小型化，轻量化的电源。因此对开关电源提出了小型轻量要求，包括磁性元件和电容的体积重量要小。此外要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。 1.1.2我国开关电源历程 从我国开关电源的发展过程可以了解国际开关电源发展的一个侧面，虽然一般说来，我国技术发展水平与国际先进水平平均有5～10年差距。 70年代起，我同在黑白电视机，中小型计算机中开始应用5V，20-200A，20kHZ AC－DC开关电源。80年代进入大规模生产和广泛应用阶段，并开发研究0.5～5MHz准谐振型软开关电源。80年代中，我国通信（如程注交换机）电源在AC－DC及DC－DC开关电源应用领域中所占比重还比较低。80年代末我国通信电源大规模更新换代，传统的铁磁稳压-整流电源和晶闸管被相控稳压电源为大功率（48V， 6kw） AC－DC开关电源（通信系统中常称为开关型整流器SMR）所取代；并开始在办公室自动化设备中得到应用。工业应用方面，在锅炉火焰控制，继电保护，激光，彩色TV，离子管灯丝发射电流调节，离子注射机，卤钨灯控制等系统中均有应用。 90年代我国又研制开发了一批新型专用开关电源，典型例子如下： 1.卫星开关电源。东方红三号通信卫星、风云一号、二号气象卫星均应用了开关电源。特点是：多路输出，不可维修性，要求长期不改变性能，设置冗余模块，可靠性高，EMC 满足空间环境条件，高效，轻小。 2.远程火箭控制系统的DC－DC开关电源，要求发射过程中高度可靠。 3. 1000kW牵引变流器4500V／1200A GTO门控250W开关电源。 4. 40kW固体脉冲激光器的软开关电源。用4台10kw全桥多谐振ZVS变换器并联。 5.焊机用双IGBT管正激车电压转换—脉定调制（ZVT－PWM）软开关电源。输出20kW， 500A，开关频率40kHZ，效率92％。特点是负载大范围变化频繁，工作环境恶劣。要求电源冲击电流小，动态特性好，负载不影响软开关性质。 6.变电所在流操作系统开关电源。供继电保护和自动装置及蓄电池充电用。代替晶闸管调压系统，输出10A，180～286V。主开关管用IGBT或功率MOSFET。 7.单相和三相高功率因数整流器（有源功率同数校正器）。 可以看出20～30年中，我国开关电源的应用领域和技术性能有很大进展，这与国家基础工业和国力增强有密切关系，也和国际先进开关电源技术影响有关。充分显示了中国电源技术人员的聪明才智和艰苦奋斗的创业精神。 90年代，中小型（500W以下）AC－DC和DC-DC开关电源的特点是：高频化（开关频率达300－400kHZ）以达到高功率密度，体小量轻；力求高效和高可靠；低成本；低输出电压（≤3V）；AC输入端高功率同数等。在今后5年内仍然将沿这些方向发展。 主要技术标志 从技术上看，几十年来推动开关电源性能和技术水平不断提高的主要标志是： 1.新型高频功率半导体器件的开发使实现开关电源高频化有了可能。 如功率MOSFET和IGBT已完全可代替功率晶体管和晶闸管，从而使中小型开关电源下作频率可达到400kHZ（AC－DC）和1MHZ（DC-DC）的水平。超快恢复功率二极管，MOSFE同步整流技术的开发也为高效低电压输出（例如3V）开关电源的研制有了可能。现正在探索研制耐高温的高性能碳化砖功率来导体器件。 2.软开关技术使高效率高频开关变换器的实现有了可能。 PWM开关电源按硬开关模式工作（开／关过程中电压卜降／上升和电流上升／下降波形有交叠），因而开关损耗大。开关电源高频化可以缩小体积重量，但开关损耗却更大了（功耗与频率成正比）。为此必须研究开关电比／电流波形个交更的技术，即所谓零电压（ZVS）／本电流（ZCS）开关技术，或称软开关技术（相对于PWM硬开关技术而言），小功率软开关电源效率可提高到80～85％。 70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础。以后新的软开关技术不断涌现，如准谐振（80年代中）全桥移相ZVS－PWM，恒频ZVS－PWM／ZCS－PWM（80年代末）ZVS －PWM有源钳位；ZVT－PWM／ZCT-PWM（90年代初）全桥移相 ZV－ZCS－PWM（90年代中）等。我国已将最新软开关技术应用于6KW通信电源中，效率达93%。 3.控制技术研究的进展。如电流型控制及多环控制，电荷控制，一周期控制，功率因数控制，DSP控制；及相应专用集成控制芯片的研制成功等，使开关电源动态性能有很大提高，电路也大幅度简化。 4.有源功率因校正技术（APFC）的开发，提高了AC－DC开关电源功率因数。 由于输入端有整流——电容元件，AC－DC开关电源及一大类整流电源供电的电子设备（如逆变器，UPS）等的电网测功率因数仅为0.65，80年代用APFC技术后可提高到0.95 ～0.99，既治理了电网的谐波“污染”，又提高了开关电源的整体效率。单相APFC是DC －DC开关变换器拓扑和功率因数控制技术的具体应用，而三相APFC则是三相PWM整流开关拓扑和控制技术的结合。 5.磁性元件新型磁材料和新型变压器的开发。 如集成磁路，平面型磁芯，超薄型（Low profile）变压器；以及新型变压器如压电式，无磁芯印制电路（PCB）变压器等，使开关电源的尺寸重量都可减少许多。 6.新型电容器和EMI滤波器技术的进步，使开关电源小型化并提高了EMC性能。 7.微处理器监控和开关电源系统内部通信技术的应用，提高了电源系统的可靠性。 90年代末又提出了新型开关电源的研制开发，这也是新世纪开关电源的发展远景。如：用一级AC－DC开关变换器实现稳压或稳流，并具有功率因数校正功能，称为单管单级或4S高功率因数AC－DC开关变换器；输出1V， 50A的低电压大电流DC－DC变换器，又称电压调节模块VRM，以适应下一代超快速微处理器供电的需求；多通道（Multi－Channel或Multi－Phase）DC－DC开关变换器；网络服务器（Server）的开关电源可携带式电子设备的高频开关电源等。 1.1.3开关电源技术发展动向 1. 小型、薄型、轻量化 由于电源轻、小、薄的关键使高频化，因此，国外目前都在致力于同步开发新型元器件，特别使改善二次整流管的损耗、变压器及电容小型化，并同时采用表面安装（SMT）技术在电路板两面布置元器件以确保开关电源的轻、小、薄。 2. 高效率 开关电源高频化使传统的PWM开关（硬开关）功耗加大，效率降低，噪声也增大了，达不到高频、高效的预期效益，因此，实现零电压导通、零电流关断的软开关技术将成为开关电源未来的主流。采用软开关技术可以使效率达到85％～88％。 3. 高可靠性 可用模块电源使用的元器件比线性工作电源多数十倍，因此，降低了可靠性。追求寿命的延长要从设计方面着手，而不是从使用方面着想。 4. 模块化 可用模块电源组成分布式电源系统；可以设计成N+1余电源系统，从而提高可靠性；可以做成插入式，实现热交换，从而在运行中出现故障时能快速更换模块插件；多台模块并联可实现大功率电源系统。此外，还可以在电源系统建成后，根据发展需要不断扩大容量。 5. 低噪声 开关电源又一缺点时噪声大，单纯追求电源高频化，噪声也随之增大。采用部分谐振变换技术，在原理上说明可以高频化，又可以低噪声。但谐振变换技术也有其难点，如果难准确地控制开关频率、谐振时增大了 元器件负荷、场效应管的寄生电容易引起短路损耗元器件热应力转向开关管等问题难以解决。 6. 抗电磁干扰（EMI） 当开关电源在高频下工作时，其噪声通过电源线产生对其他电子设备干扰，世界各国已有抗EMI的规范或 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 。 7. 电源系统的管理和控制 应用微处理器或微机集中控制和管理，可以及时反映开关电源环境的各种变化。中央处理单元实现智能控制，可自动诊断故障，减少维护工作量，确保正常运行。 8. 计算机辅助设计（CAD） 利用计算机对开关电源进行CAD设计和模拟试验，十分有效，是最为快速经济的设计方法。 9. 产品更新加快 目前开关电源产品要求输入电压通用（使用世界各国电网电压规模），输出电压范围扩大（入计算机和工作站需要增加3.3V这一挡电压，程控需要增加直流150V电压），输入端公里因数进一步提高，具有安全、过压保护等功能。 第2章 PWM开关电源的基本原理 2.1 PWM开关电源的基本原理 开关电源的工作过程相当容易理解。在线性电源中，让功率晶体管工作在线性模式，与线性电源不同的是，PWM开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态。在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏安乘积总是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小）。功率器件上的伏安乘积就是功率半导体器件上所产生的损耗。 与线性电源相比，PWM开关电源更为有效的工作过程是通过“斩波”，即把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。脉冲的占空比是开关电源的控制器来调节。一旦输入电压被斩成交流方波，其幅值就可以通过变压器来生高或降低。通过增加变压器的二次绕组数就可以增加输出的电压组数。最后这些交流波形经过整流滤波后就得到直流输出电压。 控制器的主要目的式保持输出电压稳定，其工作过程与线性形式的控制器很类似。也就是说控制器的功能模块电压参考和误差放大器，可以设计成与线性调节器相同。它们的不同之处在于，误差放大器的输出（误差电压）在驱动功率管之前要经过一个电压脉冲转换单元。 开关电源有两种主要的工作方式：正激式变换和升压式变换。尽管它们各部分的布置差别很少，但是工作过程相差很大，在特定的场合下个有优点。 正激式变换器的优点式：输出电压的纹波峰峰值比升压式变换器低，同时可以输出比较高的功率，正激式变换器可以提供数千瓦的功率。 升压式变换器中峰值电流较高，因此只适合功率不大于150W的应用场合，在所有拓扑中，这类变换器所用的元器件最小，因而在中小功率的应用场合中和流行。 开关电源的工作原理是: 1. 交流电源输入经整流滤波成直流; 2. 通过高频PWM(脉冲宽度调制)信号控制开关管,将那个直流加到开关变压器初级上; 3. 开关变压器次级感应出高频电压,经整流滤波供给负载; 4. 输出部分通过一定的电路反馈给控制电路,控制PWM占空比,以达到稳定输出的目的. 2.2 PWM开关电源的组成模块 第3章 设计思想与 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 论证 3.1 设计思想 PWM开关电源在使用时比线性电源具有更高的效率和灵活性。我们可以在航空和自动化产品、仪器仪表、离线式产品中发现它们的踪影，它们通常应用于要求效率和多组电源电压输出的场合。开关电源的重要要比线性电源轻的多。因为对于相同的输出功率，开关电源的散热器要小的多。但是开关电源的成本较高，而且需要较长的时间开发。 所以PWM开关电源的的成本和效率是本设计的主要问题。基于这些问题，所以在本设计中，我们要注重成本的问题和设计电源的时间。 3.2方案论证 在开始设计开关电源时，主要考虑的是采用何种基本拓扑。开关电源设计中，拓扑类型与电源各个组成部分的布置有关。这种布置与电源可以在何种环境下安全工作以及可以给负载提供的最大功率密切相关。这也是设计中性能价格折中的关键点。 3.2.1方案选择 1. 方案一 正激式电路构成一大开关电源拓扑，其电路结构特点式功率管之后或变压器二次侧输出整流器之后紧跟LC滤波器。图3-1是一种简单正激式变换器电路，即所谓的Buck变换器。包括PWM开关电源的拓扑、主要波形和一些估计的参数。 图3-1 Buck电路 电路的工作可以看作一个机械飞轮和单活塞发动机，电路的LC滤波器就是飞轮，存储从驱动器输出的脉冲功率。LC滤波器（扼流输入滤波器）的输入就是经过斩波以后的电压。LC滤波器平均了占空比调制的脉冲电压。LC滤波器的作用可用下式表示： 式中 D—占空比 通过控制电路改变占空比，即可保持输出电压恒定。Buck变换器之所以被称作降压式变换器，是因为它的输出电压必须低于输入电压。 我们可以把Buck电路的工作过程分成两个阶段。当开关导通时，输入电压加到LC滤波器的输入端，电感上的电流以固定斜率线性上升。 在这个阶段，电感存储能量。 输入的能量就存储在电感铁心材料的磁通中。 当开关断开时，由于电感上的电流不能突变，电感电流就通过二极管D续流，该二极管称为续流二极管，这样就实现了对原先流过开关管电流的续流，同时电感中存储的一部分能量向负载释放。续流电流环包括：二极管电感负载。 在这个阶段，电流波形时一条斜率为负的斜线。当开关再次导通时，二极管迅速关断，电流从输入电源和开关管流过。在开关导通前瞬间，电感上的电流 就是开关管通过的初始电流。 直流输出的负载电流在最大值和最小值之间波动。在典型应用中，电感电流的最大值为负载电流的150％，最小值为负载电流的50％。 2. 方案二 反激式变压器。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能。 其拓扑、主要波形和一些估计参数，如图3-2。 图3-2 反激式电路 3. 方案三 半桥电路。其拓扑、主要波形和一些估计参数，如图3-3。 EMBED Visio.Drawing.11 图3-3 半桥电路 3.1.2方案论证 1. 方案一 在正激式电路拓扑中，即本方案一中的Buck变换器中。输出电压的纹波峰峰值比升压式变换器低，同时可以输出比较高的功率，正激式变换器可以提供数千瓦的功率。另外Buck变换器的输出电压必须低于输如电压。 2 .方案二 反激式电路拓扑，由于具有使用原器件少、本身固有效率比较高的特点，在功率低于100～150W的场合非常受欢迎。但是，反激式电路的电流峰值比正激式电路高很多，因此在相当底的输出电压下，也可能超出开关管的SOA。 3. 方案三 在150～500W范围内，半桥电路比较常用。它使用的元器件比较多，但还是可以接受的。半桥电路输入电压只有一半加在变压器一次恻，这导致电流峰值增加。因此半桥电路只在500W或更低输出功率场合下使用。 每种拓扑都有自己的优缺点，有的拓扑可能成本比较底，但输出的功率受到限制；而有的可以输出足够的功率，但成本比较高等。在一种应用场合下，有好几种拓扑可以工作，但只有一种是在要求的成本范围内性能最好的。表3-1是各种各样拓扑及其相应的优点。 表3-1 PWM开关电源拓扑的比较 拓扑 功率范围/W Vin（de） 范围/V 输入输出隔离 典型效率（%） 相对成本 Buck电路 0～1000 5～40 无 70 1.0 Boost电路 0～150 5～40 无 80 1.0 Buck-Boost电路 0～150 5～40 无 80 1.0 正激式电路 0～150 5～500 有 78 1.4 反激式电路 0～150 5～500 有 80 1.2 推挽式电路 100～1000 50～1000 有 75 2.0 半桥电路 100～500 50～1000 有 75 2.2 全桥电路 400～2000+ 50～1000 有 73 2.5 总结上面各个电路的拓扑的比较，如果设计一个65W的开关电源，选择反激式电路拓扑即方案二是比较好的。 第4章 系统设计 在本文中，是设计一个65W通用交流输入多路输出反激式变压器的PWM开关电源。这种开关电源可用于AV85～240V输入的电子产品中。这种特殊的开关电源可以提供25～150W的输出功率，可以用在办公室小型分组交换机（PBX）等产品中。 4.1技术指标 输入电压范围： AC90～240V，50/60Hz。 输出： DC+5V，额定电流1A，最小电流750mA DC+12V，额定电流1A， 最小电流100mA DC－12V，额定电流1A，最小电流100mA DC+24V，额定电流1A，最小电流0.25A 输出电压纹波： +5V，+12V：最大100mV（峰峰值） +24V：最大250mV（峰峰值） 输出精度： +5V，±12V：最大±5% +24V：最大±10% 低电压输入限制：该电源产品允许最低输入电压为AC85（1±5%）V 微处理器掉电信号：该电源系统在+5V输出端电压低于4.6（1±5%）V时，提供一个集电极输出开路的信号。 4.2输入整流器/滤波器部分的设计 输入整流器/滤波器电路在开关电源中不被人重视。典型的输入整流器/滤波器电流由三到四个部分组成：EMI滤波器、浪涌抑制器、整流级（离线应用场合）和输入滤波电容。许多交流输入离线式电源要求有功率因数校正（PFC）。其电路图如图4－2。 图4－2 输入整流滤波电路 4.2.1 EMI滤波器 随着电子设计、 计算机与家用电器的大量涌现和广泛普及，电网噪声干扰日益严重并形成一种公害。特别是瞬态噪声干扰，其上升速度快、持续时间短、电压振幅度高（几百伏至几千伏）、随机性强，对微机和数字电路易产生严重干扰，常使人防不胜防，这已引起国内外电子界的高度重视。 电磁干扰滤波器（EMI Filter）是近年来被推广应用的一种新型组合器件。它能有效地抑制电网噪声，提高电子设备的抗干扰能力及系统的可靠性，可广泛用于电子测量仪器、计算机机房设备、开关电源、测控系统等领域。 输入滤波的前级是EMI滤波器。这个电感流过的是相对较大的直流电流，并且要防止高频开关噪声进入输入电源端。在交流离线应用场合，经常用共模扼流圈，在本设计中，EMI滤波器选用二阶共模滤波器。EMI滤波器的主要作用是滤除开关噪声和由输入线引起的谐波。 1 基本电路及其典型应用 该五端器件有两个输入端、两个输出端和一个接地端，使用时外壳应接通大地。电路中包括共模扼流圈（亦称共模电感）L、滤波电容C1～C4。L对串模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上，当有电流通过时，两个线圈上的磁场就会互相加强。L的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关。需要指出，当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量， 可改善低频衰减特性。C1和C2采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01μF～0.47μF,主要用来滤除串模干扰。C3和C4跨接在输出端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。C3和C4亦可并联在输入端，仍选用陶瓷电容，容量范围是2200pF～0.1μF。为减小漏电流，电容量不得超过0.1μF，并且电容器中点应与大地接通。C1～C4的耐压值均为630VDC或250VAC。 还有EMI滤波器要尽可能靠近电源里的供电线输入端。如果滤波器前的线太长，从外面引入的传导EMI会干扰开关电源的工作。相反，开关电源里面的长导线也会产生RFI（射频干扰），并向外发射，这样无法通过电源EMI检测。 4.2.2 浪涌抑制部分 浪涌抑制部分要放在EMI滤波电感后，但在整流（离线式）和输入滤波电容（直流输入）前。所有浪涌抑制器都要用EMI滤波电感和串连阻抗来防止超过它们额定的瞬时能量。EMI电感极大地减少了瞬时电压峰值，并在时间上把它延长，这样提高了抑制器的工作寿命。但是，不同的浪涌抑制器技术所串连的内部电阻特性也不一样。 浪涌电压抑制器件基本上可以分为两大类。第一种类为橇棒（Crowbar）器件，另一类为箝位保护器，即保护器件在击穿后，其两端电压维持在击穿电压上不再上升，以箝位的方式起到保护作用。常用的箝位保护器是氧化锌压敏电阻ＭＯＶ，瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）等。在本文中，选择的是金属氧化物变阻器（MOV），发生浪涌时，抑制器的电阻会影响到加在它上面的额外电压。 4.2.3单相桥式整流电路和电容滤波电路 1.单相桥式整流电路 单相桥式式整流电路适用与1KW以下的整流电路中。完成这一电路主要是靠二极管的单向导电作用，因此二极管是构成整流电路的关键元件。 (a) 工作原理 单相桥式整流电路是最基本的将交流转换为直流的电路，因为是由四只整流二极管D1～D4接成电桥的形式，所以称为桥式整流电路。如图1（a）所示。 为了更清楚的解释其工作原理，我将桥式整流电路的输出直接接一个负载。在 分析 定性数据统计分析pdf销售业绩分析模板建筑结构震害分析销售进度分析表京东商城竞争战略分析 整流电路工作原理时，整流电路中的二极管是作为开关运用，具有单向导电性。根据图1（a）的电路图可知： （a）桥式整流电路 （b）波形图 图1 单相桥式整流电路 当正半周时，二极管D1、D3导通，在负载电阻上得到正弦波的正半周。电流由TR次级上端经D1→ RL →D3回到TR 次级下端，在负载RL上得到一半波整流电压。如图4 当负半周时，二极管D2、D4导通，在负载电阻上得到正弦波的负半周。电流由Tr次级的下端经D2→ RL →D4 在负载电阻上正、负半周经过合成，得到的是同一个方向的单向脉动电压。单相桥式整流电路的波形图见图1（b）。 参数计算 根据图1（b）可知，输出电压是单相脉动电压，通常用它的平均值与直流电压等效。输出平均电压为: 流过负载的平均电流为: 流过二极管的平均电流为: 二极管所承受的最大反向电压 二级管的选择应主要考虑以上两个因素。在这次设计中，我选用的是二级管IN4004。 2电容滤波电路 滤波电路利用电抗性元件对交、直流阻抗的不同，实现滤波。电容器C对直流开路，对交流阻抗小，所以C应该并联在负载两端。经过滤波电路后，既可保留直流分量，又可滤掉一部分交流分量，改变了交直流成分的比例，减小了电路的脉动系数，改善了直流电压的质量。 (a) 电容滤波电路结构 现结合单相桥式整流和电容滤波电路为例来说明。电容滤波电路如图2所示，在负载电阻上并联了一个滤波电容C。 图2 电容滤波电路 (b) 滤波原理 若V2处于正半周，二极管D1、D3导通，变压器次端电压V2给电容器C充电。此时C相当于并联在v2上，所以输出波形同v2 ，是正弦波。 当v2到达(t=(/2时，开始下降。先假设二极管关断，电容C就要以指数规律向负载ＲL放电。指数放电起始点的放电速率很大。在刚过(t=(/2时，正弦曲线下降的速率很慢。所以刚过(t=(/2时二极管仍然导通。在超过(t=(/2后的某个点，正弦曲线下降的速率越来越快，当刚超过指数曲线起始放电速率时，二极管关断。所以在t2到t3时刻，二极管导电，Ｃ充电，Vi=Vo按正弦规律变化；t1到t2时刻二极管关断，Vi=Vo按指数曲线下降，放电时间常数为RLC。电容滤波过程见图3。 图3 电容滤波电路波形 (c) 外特性 整流滤波电路中，输出直流电压VO随负载电流IO的变化关系曲线如图4所示。 图4 电容滤波外特性曲线 (d) 电容滤波电路参数的计算 负载平均电压V​L​升高，纹波减少，且RLC越大，电容放电速率越慢，则负载电压中的纹波成分越小，负载平均电压越高。为了得到平滑的负载电压，一般取： 在本设计中，我采用AD250V的100µF电容。 电容滤波电路的计算比较麻烦，因为决定输出电压的因素较多。一般常采用以下近似估算法： RLC =（3(5） 的条件下，近似认为VO=1.2V2。 4.3变压器 变压器不论工作频率高低，都是通过电磁感应来传输能量的。传输能量的大小，与变压器所用的材料、结构、尺寸和工作频率有关。如果传输的能量为定值，工作频率高，在一定时间内传输能量的次数多，每一次传输的能量可以少，则变压器用的材料少，结构尺寸小。用脉宽调制（PWM）方式改变变压器传输能量和电压大小，是一种外加控制方法。 使用条件包括两方面 内容 财务内部控制制度的内容财务内部控制制度的内容人员招聘与配置的内容项目成本控制的内容消防安全演练内容 ：可靠性和电磁兼容性。 可靠性是指在具体的使用条件下，高频电源变压器能正常工作到使用寿命为止。一般使用条件对高频电源变压器影响最大的是环境温度。其磁通密度，磁导率和损耗都随温度发生变化，故除正常温度25℃外，还要给出60℃，80℃，100℃时的各种参考数据。 电磁兼容性是指高频电源变压器既不产生对外界的电磁干扰，又能承受外界的电磁干扰。电磁干扰包括可闻的音频噪声和不可闻的高频噪声。高频电源变压器产生电磁干扰的主要原因之一是磁芯的磁致伸缩。磁致伸缩大的软磁材料，产生的电磁干扰大。屏蔽是防止电磁干扰，增加高频电源变压器电磁兼容性的好办法。但是为了阻止高频电源变压器的电磁干扰传播，在磁芯结构和绕组结构设计也采取了相应的措施。 高频电源变压器完成功能有3个：功率传送，电压变换和绝缘隔离。功率传送有两种方式。第一种是变压器功率的传送方式，加在原绕组上的电压，在磁芯中产生磁通变化，使副绕组感应电压，从而使电功率从原边传送到副边。在功率传送过程中，磁芯又分为磁通单方向变化和双方向变化两种工作模式。单方向变化工作模式，磁通密度从最大值Bm变化到剩余磁通密度Br，或者从Br变化到Bm。磁通密度变化值ΔB=Bm－Br。为了提高ΔB，希望Bm大，Br小。双方向变化工作模式磁通度从＋Bm变化到－Bm，或者从－Bm变化到＋Bm。磁通密度变化值ΔB=2Bm，为了提高ΔB，希望Bm大，但不要求Br小，不论是单方向变化工作模式还是双方向变化工作模式，变压器功率传送方式都不直接与磁芯磁导率有关。第二种是电感器功率传送方式，原绕组输入的电能，使磁芯激磁，变为磁能储存起来，然后通过去磁使副绕组感应电压，变成电能释放给负载。传送功率决定于电感磁芯储能，而储能又决定于原绕组的电感。电感与磁芯磁导率有关，磁导率高，电感量大，储能多，而不直接与磁通密度有关。虽然功率传送方式不同，要求的磁芯参数不一样，但是在高频电源变压器设计中，磁芯的材料和参数的选择仍然是设计的一个主要内容。 电压变换通过原边和副边绕组匝数比来完成。不管功率传送是哪一种方式，原边和副边的电压变换比等于原绕组和副绕组匝数比，只要不改变匝数比，就不影响电压变换。但是，绕组匝数与高频电源变压器的漏感有关。 　　绝缘隔离通过原边和副边绕组的绝缘结构来完成。为了保证绕组之间的绝缘，必须增加两个绕组之间的距离，从而降低绕组间的耦合程度，使漏感增大。还有，原绕组一般为高压绕组，匝数不能太少，否则，匝间或者层间电压相差大，会引起局部短路。这样，匝数有下限，使漏感也有下限。 高频电源变压器，遵守变压器基本原理： 1）  遵守变压器的同名端原理。 2）  理想变压器原副边理论上功率相等。 3）  原副边电压比正比于线圈轧数比，电流比则反比于线圈轧数比。 4）  电感线圈的交流电特性是，电流不能突变，相位上电压超前电流90度。 反激式变压器的工与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁芯材料中，一次侧关断后在把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。图4－3是反激式变压器二次绕组的安排。 图4－3 反激式变压器二次绕组的安排 4.4控制器 控制的主要目的就是要保持输出电压一定，而负载电流可以有很大的变化范围，这就是要通过负反馈来达到这个目的。所有的电源控制器，无论线性电源还是开关电源，都要检测输出电压。选择控制IC极其重要，如果选择不正确，会使电源工作不稳定而浪费宝贵的时间。总体上说，正激式拓扑用电压型控制器，升压式拓扑通常用电流型控制。但这也不是一成不变的 规则 编码规则下载淘宝规则下载天猫规则下载麻将竞赛规则pdf麻将竞赛规则pdf ，因为每一种控制方法都可以用到各种拓扑中去，只是得到的结果不一样而已。各种控制方法见表4－1。 表4－1 PWM控制器控制方法 控制方法 最适宜的拓扑 说明 具有输出平均电流反馈的电压型控制 正激式电路 输出电流反馈太慢，会使功率开关失效 具有输出电流逐周限制的电压型控制 正激式电路 具有很好的输出电流保护功能，通常检测高压侧电流 电流滞环控制 正激式和升压式电路 有很多专利限制，控制IC少 电流型控制，由时钟脉冲导通 Boot电路和反激式电路 具有很好的输出电流保护功能，控制IC很多，通常采用GND驱动开关 4.4.1选择开关电源控制器IC 在这个电路中，影响电源控制器IC选择的主要因素是：需要有MOSFET驱动（图腾柱驱动），单极性输出，能把占空比限制50%内，电流型控制，器件数目少，欠电压封锁，低成本。所以选择UC3845系列。 1.UC3845基本特性 UC3845是高性能固定频率电流模式控制器。专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。该集成电路的特点是，具有振荡器、温度补偿的参考、高增益误差放大器、电流取样比较器和大电流图腾柱输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。 其它的保护特性包括带滞后的输入和带滞后的参考欠压锁定、逐周电流限制、单个脉冲测量锁存，以及每隔一个振荡周期将输出消隐的触发器，允许将输出静区定为50%至70%。 这些器件可提供8管脚双列直插塑料封装和14管脚塑料表面贴装（SO-14）封装。SO-14封装的图腾柱式输出级有分离的电源和接地管脚。 UC3845专为低压应用设计的，欠压锁定门限为8.5伏（通）和7.6伏（断）。 · 电流模式工作达500KHz输出开关频率 · 输出静区时间从50%至70%可调 · 自动前馈补偿 · 锁蹲脉宽调制，用于逐周期限流 · 内部微调的参考源，带欠压锁定 · 大电流图腾柱输出 · 输入欠压锁定，带滞后 · 低启动和工作电流 · 直接与安森美半导体的SENSEFET产品接口 最大额定值 额定值 符号 值 单位 总电源和齐纳电源 （Icc+Iz） 30 mA 输出电流拉或灌（注1） Io 1.0 A 输出能量（每周容性负载） W 5.0 μJ 电源取样和电压反馈输入 Vin -0.3～+0.5 V 误差放大输出灌电流 Io 10 mA 功耗和热特性 D后缀，塑料封装，外壳751A，最大功耗T=25℃ 结至空气热阻 N后缀，塑料封装，外壳626A，最大功耗T=25℃ 结至空气热阻 Pd R Pd 862 145 1.25 100 mW ℃/W W ℃/W 工作结温 Tj +150 ℃ 工作环境温度 Ta 0～+70 ℃ 保存温度范围 Tstg -65～+150 ℃ 电气特性（Vcc=15V。[注2]，RT=10K，CT=3.3nF，TA=TLOW～Thigh[注3]，除非另有规定。） 特性 符号 UC384X 单位 最小值 典型值 最大值 参考部分 参考输出电压（Io=1.0mA，Tj=25） Vref 4.9 5.0 5.1 V 电源调整率（Vcc=12V～25V） Reg － 2.0 20 mV 负载调整率（Io=1.0mA～20mA） Reg － 3.0 25 mV 温度稳定性 Ts － 0.2 － mV/℃ 交流线路，负载和温度引起的总的输出变化 Vref 4.28 － 5.18 V 输出噪声电压（f=10Hz～10KHz，Tj=25） Vn － 50 － μV 长期稳定性（在T=125条件下工作1000小时） S － 5.0 － mV 输出短路电流 Isc -30 -85 -180 mA 振荡部分 频率 Tj=25℃ Ta=Tlow至Thigh Fosc 47 46 52 － 57 60 KHz 频率随电压变化率（Vcc=12V至25V） · Fosc/△ V － 0.2 1.0 % 频率随温度变化率Ta=Tlow至Thigh · Fosc/△ T － 5.0 － % 振荡器电压摆幅（峰－峰） Vosc － 1.6 － V 放电电流（Vosc=2.0V，Tj=25℃） Idischg 10.8 mA 误差放大器部分 电压反馈输入（Vo=2.5V） VFB 2.45 2.5 2.58 V 输入偏置电流（VFB =2.7V） IIB - -0.1 -2.0 μA 开环电压增益（Vo=2.0V～4.0V） AVCL 65 90 - dB 增益等于1之宽带（Tj=25℃） BW 0.7 1.0 - MHz 电源抑制比（Vcc=12V～25V） PSRR 60 70 - dB 输出电源 灌（VO=1.1V，VFB=2.7V） 拉（VO=5.0V，VFB=2.3V） ISink ISource 2.0 -0.5 12 -1.0 - - mA 输出电压摆幅 高态（RL=15K至地，VFB =2.3V） 低态（RL=15K至Vref，VFB=2.7V） VOH VOL 5.0 - 6.2 0.8 - 1.1 V 电流取样部分 电流取样输入电压增益（注4，5） AV 2.58 3.0 3.15 V/V 最大电流取样输入门限（注4） Vth 0.9 1.0 1.1 V 电源抑制比 VCC=12V至25V（注4） PSRR - 70 - dB 输入偏置电流 IIB - -2.0 -10 μA 传输时延（电流取样输入至输出） tPLH（IN/OUT） - 150 300 ns 输出部分 输出电压 低态（ISink=20mA） （ISink=200mA） 高态（ISink=20mA） （ISink=200mA） VCL VCH - - 13 12 0.1 1.6 13.5 13.4 0.4 2.2 - - V 欠压锁定激活输出电压 VOL（UVLO） - 0.1 1.1 V 输出电压上升时间（CL=1.0nF，Tj=25℃） tf - 50 150 ns 输出电压下降时间（CL =1.0nF，Tj=25℃） tf - 50 150 ns 欠压锁定部分 启动门限 Vth 14.5 7.8 16 8.4 17.5 9.0 V 接通后最小工作电压 VCC（min） 8.5 7.0 10 7.6 11.5 8.2 V 脉宽调制部分 占空比 最大 最小 DCmax DCmin 47 - 48 - 50 0 % 整个器件 电源电流（注2） 启动： （VCC=6.5V对于UCX845）工作 ICC - - 0.5 12 1.0 1.7 mA 电源齐纳电压（=25mA） VZ 30 36 - V 注：1.必须遵守最大封装功耗限制。 2.设定为15V之前，调节VCC高于启动门限。 3.测试过程应用低占空比脉冲技术，使结温尽可能地接近环境温度。 Tlow=0℃ Thigh=+70℃ 4.此参数当时，在锁存释放点测得。 5.比较器增益定义为： 管脚功能说明 管脚 功能 说明 8-管脚 14-管脚 1 1 补偿 该管脚为误差放大输出，并可用于环路补偿。 2 3 电压反馈 该管脚是误差放大器的反相输入，通常通过一个电阻分压器连接至开关电源输出 3 5 电流取样 一个正比于电感器电流的电压接到这个输入，脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通 4 7 RT/CT 通过将电阻RT连至并将电容CT连至地，使得振荡器频率和最大输出占空比可调。工作频率可达1.0MHz。 5 - 地 该管脚是控制电路和电源的公共地（仅对8脚封装而言） 6 10 输出 该输出直接驱动功率MOSFET的栅极，高达1.0A的峰值电流，此管脚拉和灌，输出开关频率为震荡器频率的一半。 7 12 VCC 该管脚是控制集成电路的正电源。 8 14 Vref 该管脚为参考输出，它经电阻RT向电容CT提供充电电流。 - 8 电源地 该管脚是一个接回到电源的分离电源地返回端（仅对14管脚封装而言），用于减少控制电路中开关瞬态噪声的影响。 - 11 VC 输出高态（VCH）由加到此管脚的电压设定（仅对14管脚封装而言）。通过分离的电源连接，可以减少控制电路中开关瞬态噪声的影响。 - 9 地 该管脚是控制电路地返回端（仅对14管脚封装而言），并被接回电源地。 - 2，4，6，13 空脚 无连接（仅对14管脚封装而言）。这些管脚没有内部连接。 2.UC3845工作描述 UC3845系列是专门设计用于离线和直流到直流变换器应用的高性能，固定频率，电流模式控制器，为设计者提供使用最小外部元件的高性能价格比的解决方案。代表性方框图如图4- 所示。 a.振荡器 振荡器频率由定时元件RT和CT选择值决定。电容CT由5.0V的参考电压通过电阻RT充电，充至约2.8V，再由一个内部的电流宿放电至1.2V。在CT放电期间，振荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电平，这导致输出为低状态，从而产生了一个数量可控的输出静区时间。 UC3845有一个内部触发器，它通过保持“或非”门的一个输入为高电压，每隔一个时钟周期关闭一次输出。这与CT的放电周期相结合，是输出静区时间可以从50%调节到70%。 b.误差放大器 提供一个有可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器。此放大器具有90dB的典型直流增益和具有57°相位余量的1.0MHz的增益等于1带宽。同相输入在内部偏置于2.5V而不经管脚引出。典型情况下变换器输出电压通过一个电阻分压器分压，并由反向输入监视。最大输入偏置电流为-2.0μA，它将导致输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积。 误差放大器输出（管脚1）用于外部回路补偿。输出电压因两个二极管压降而失调（≈1.4V），保证在输出（管脚6）不出现驱动脉冲。这发生在电源正在工作并且负载不取消时，或者在软启动过程的开始。 c.电流取样比较器和脉宽调制锁存器 UC3845作为电流模式控制器工作，输出开关的导通由振荡器起始，当峰值电感电流到达误差放大器输出/补偿（管脚1）建立的门限电平时中止。这样在逐周基础上误差信号控制峰值电感电流。所用的电流取样比较器脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期内，仅有一个单脉冲出现在输出端。电感电流通过插入一个与输出开关Q1的源极串联的以地为参考取样电阻RS转换成电压。此电压由电流取样输入（管脚3）监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚1上的电压控制，其中： 当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部箝位至1.0V。因此最大峰值开关电流为： 通常在电流波形的前沿可以观察到一个窄尖脉冲，当输出负载较轻时，它可能会引起电源不稳定。这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流恢复时间造成的。 在电流取样输入端增加一个RC滤波器，使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间，通常将消除不稳定性（参见图23）。 d.欠压锁定 采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。正电源端（VCC）和参考输出（Vref）个由分离的比较器监视。每个都具有内部的滞后，以防止通过他们各自的门限时产生错误输出动作。V比较器上下门限分别为： UC3845 8.4V/7.6V，Vref比较器高低门限为3.6V/3.4V。大滞后和小启动电流使得，UC3845准备应用于更低电压直流到直流变换器中的。一个36V的齐纳二极管作为并联稳压管，从VCC连接至地。它的作用是保护集成电路免受系统启动期间产生的过高电压破坏。最小工作电压（VCC）： UC3845为8.2V。 e.输出 UC3845有一个单图腾柱输出级，是专门设计用来直接驱动功率MOSFET的，在1.0nF负载时，它能提供达±1.0A的峰值驱动电流和典型值为50ns的上升、下降时间。还附加了一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效，输出就进入灌模式，这个特性使外部的下拉电阻不在需要。 f.参考电压 5.0V带隙参考电压在TJ=25℃时调整误差至±2.0%（对UC3845），它首要的目的是为振荡骑定时电容提供充电电流。参考部分具有保护功能并能向附加控制电路提供超过20mA的电流。 4.5输出整流和滤波电路 经过高频开关变压器降压后的脉动电压同样要使用二极管和电容进行整流和滤波，只是此时整流时的工作频率很高，必须使用具有快速恢复功能的肖特基整流二极管，普通的整流二极管难当此任，而整流部分使用的电容也不能有太大的交流阻抗，否则就无法滤除其中的高频交流成分，因此选择的电容不但容量要大，还要有较低的交流电阻才行。 4.5.1半波整流电路 半波整流电路如图Z0702所示。它由电源变压器Tr整流二极管D和负载电阻RL组成，变压器的初级接交流电源，次级所感应的交流电压为其中U2m为次级电压的峰值，U2为有效值。 电路的工作过程是：在u2 的正半周（ωt = 0～π），二极管因加正向偏压而导通，有电流IL流过负载电阻RL。由于将二极管看作理想器件，故RL上的电压 UL与U2的正半周电压基本相同。 在U2的负半周（ωt =π～2π），二极管D因加反向电压而截止，RL上无电流流过，RL 上的电压UL = 0。可画出整流波形如图I0702所示。 可见，由于二极管的单向导电作用，使流过负载电阻的电流为脉动电流，电压也为一单向脉动电压，其电压的平均值（输出直流分量）为                　　　　　　　 流过负载的平均电流为           　　　　　 流过二极管D的平均电流（即正向电流）为           　　　 加在二极管两端的最高反向电压为       　　 选择整流二极管时，应以这两个参数为极限参数。 半波整流电路简单，元件少，但输出电压直流成分小（只有半个波），脉动程度大，整流效率低，仅适用于输出电流小、允许脉动程度大、要求较低的场合。 4.5.2  电容滤波 半波整流电容滤波电路如图Z0710所示。其滤波原理如下： 电容C并联于负载 RL的两端，UL＝UC。在没有并入电容C之前，整流二极管在U2的正半周导通，负半周截止，输出电压UL的波形如图中所示。并入电容之后，设在 ωt=0时接通电源，则当U2由零逐渐增大时，二极管D导通，除有一电流IL流向负载以外还有一电流iC向电容C充电，充电电压UC的极性为上正下负。如忽略二极管的内阻，则UC 可充到接近U2的峰值U2m。在U2达到最大值以后开始下降，此时电容器上的电压UC也将由于放电而逐渐下降。当U2＜UC时，D因反偏而截止，于是C以一定的时间常数通过RL 按指数规律放电，UC下降。直到下一个正半周，当 U2 ＞UC时，D又导通。如此下去，使输出电压的波形如图中线所示。显然比未并电容C前平滑多了。 4.6反馈网络 电压反馈环的唯一功能就是使输出电压保持在一个固定值。即通过控制器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。但考虑负载瞬态响应输出精度多路输出隔离输出等方面，电压反馈的设计就变得很复杂了。 电压反馈环的核心部分是一个称为误差放大器的高增益运算放大器，这部分仅仅是个高增益的放大器而已，它把两个的误差放大，并产生电压误差信号。在电压系统中，这两个电压一个是参考电压，而另一个则是输出电压。输出电压在输入到误差放大器之前先进行分压，分压的比例为电压参考值与额定输出电压的比值。这样，在额定输出电压时，误差放大器产生一个“零误差”点。如果输出偏离额定值，放大器的输出误差电压就会明显地改变，电源系统用改该误差电压来校正脉宽，从而使输出电压回到额定值。 电压反馈环要与输入电压和控制器IC隔离，可以用光隔离器进行隔离。光藕合器在开关电源的主振回路使输入回路与输出回路进行电气隔离，并为电源的稳压控制电路提供信号通路。它主要有光源（即发光二极管）和光敏器件组成。最通用的光电耦合器是把一个发光二极管LED合一个光敏三极管VT封装在一个完全与外界隔离的外壳中。工作过程简述如下：当有电流流过LED时，便产生一个光源，光的强度取决于激励电流的大小，此光照射到封装在一起的光敏三极管VT上后，控制VT产生一个与LED正向电流成比例的集电极电流。为了减少光隔离器漂移的影响，二次恻要用到一个误差放大器，这个误差放大器可以用TL431CP。TL431是2.50～3.6V精密电压调节器。其性能优良，价格低廉，可广泛用于开关电源或线性稳压电源中。此外，TL431还能构成电压比较器、电源电压监视器、延时电路精密恒流源等。目前在开关电源中普遍用它来构成外部误差放大器，在与线性光电偶合器组成隔离式光偶反馈电路。TL431有多种型号，它属于三端可调式器件，利用两只外部电阻可设定2.50～36V范围内的任何基准电压值。TL431的电压温度系数30×10-6/℃。其动态阻抗低，典型值为0.2Ω。阴极工作电压的允许范围是2.5～36V，阴极工作电流为1～100mA。TL431内部主要是由误差放大器、内部基准电压、NPN晶体管和保护二极管组成 。 图4－给出了反馈电路的拓扑。 图4－ 电压反馈电路 为了改善输出交叉调整性能，可以对每个正极性输出端都进行检测，这样可以有效地提高每个输出端在负载变化时的响应特性。 这部分的设计从控制IC开