论文提纲
题目：单片反激式开关电源的分析与设计
第一章绪论
1.1 引言
1.2 开关电源的历史和发展现状
1.3 本文主要的任务和工作
第二章反激式开关电源的拓扑结构及工
作原理分析
2.1 反激式开关电源的拓扑结构及基本原理分析
2.2 单端反激式开关电源的工作方式
2.3 目前应用到反激式开关电源的新技术
2.3.1 无源、有源钳位技术
2.3.2EMI 滤波技术
2.3.3 软开关技术
2.3.4 同步整流技术
2.4 本章小结
第三章单片反激式电源设计方法和步骤
3.1 电源技术指标的收集
3.2 输入端保护电路的设计
3.3EMI 滤波器的设计
3.4 桥式整流电路的设计
3.5 高频变压器的设计
3.6 无源钳位 RCD 电路的设计
3.7TOPSwitchGX 芯片的原理分析和外围电路的设计
3.7 输出滤波电路的设计
3.8 反馈环路的设计
2
3.9 本设计整体架构和原理图
第四章反激式电源的 PSPICE 仿真和
PCB 版图设计
4.1. PSPICE 软件的介绍
4.2 本设计仿真建模和结果分析
4.3 PCB 设计过程和注意事项
第五章反激式电源的整体调试和结论分
析
5.1 反激式电源的效率测量和计算分析
5.2 反激式电源的纹波测量和分析
5.3 其他辅助指标的测量和分析
结论和展望
参考文献
附录
致谢
第一章 绪论
1.1 引言
1.2 开关电源的历史和发展现状
1.3 本文主要的任务和工作
第二章 反激式开关电源的拓扑结构及工作原理分析
2.1 反激式开关电源的拓扑结构及基本原理分析
反激变换器的工作原理 反激式开关电源的分析与研究 韩新华 (忻州师范学院，山西忻州 034000)
直流开关电源的软开关技术 阮新波 严仰光 科学出版社 2003.6
反激变换器的拓扑结构如图 2-1 所示，主要由功率 MOSFET 管、高频变压器、
RCD 钳位电路及输出整流电路组成。反激变换器由于电路简单，所用元件少，适
3
用于多输出场合。工作原理是当开关管 Q被 PWM 脉冲激励而导通时，输入电压便
施加到高频变压器的初级绕组 PN 上，由于变压器次级整流二极管 D1 反接，次级
绕组 SN 没有电流流过；当开关管 Q关断时，次级绕组 SN 上电压极性是上正下负，
整流二极管 D1 正偏导通，开关管 Q 导通期间储存在变压器中的能量便通过整流
二极管 D向输出负载释放。反激变换器在开关管导通期间只存储能量，在截止期
间才向负载传递能量，因为能量是单方向传递的，所以称为单端变换器。高频变
压器在工作过程中既是变压器又相当于一个储能用电感。加在输出端的电感器
0L 和电容 0C 组成一个低通滤波器，变压器初级的 RCD 无源钳位电路是防止变压
器漏感尖峰的出 [ ]2现 ，确保开关管 Q不被烧坏。
如图 2-1 反激变换器的拓扑结构如图 1-1
2.2 单端反激式开关电源的工作方式
单片开关电源工作模式的投定众性憾侧试(单片开关电源系列盆五)河北科技大学(050054)沙占友王晓张英
单端反激电源主要有两种基本工作模式:(1)连续传输模式，简称 CCM；(2)
断续传输模式，简称 DCM。
CCM 的工作原理：PWM 脉冲激励开关管导通，这时 inV 加在原边绕组上，原边
电感储存能量，在下一次脉冲到来之前，变压器储存的能量没有释放完全，这使
得次级的电流没有降到零就开始了下一个过程。DCM 的工作原理与 CCM 相比的不
同点是在下一次脉冲到来之前，变压器储存的能量已经释放完全，次级电流已经
降到零，下一个过程初级的电流又开始从零增加。所以 CCM 的特点是高频变压器
4
在每个开关周期，都是从非零的能量储存状态开始的。DCM 是储存在高频变压器
中的能量在每个开关周期内都要完全释放掉。从图 2-2 可以得出两种模式下它的
纹波电流与峰值电流的不同关系。DCM 的开关电流从一定幅度开始，沿斜坡上升
到峰值，然后又迅速回零，初级脉动电流 RI 与峰值电流 PKI 的比例系数 0.1
要求
对教师党员的评价套管和固井爆破片与爆破装置仓库管理基本要求三甲医院都需要复审吗
。设计者要了解什么是这款电源的合理需要，什
么是理想化的需要。为了设计预期的电源，良好的指标是关键，下面列举一些电
源领域在常规测试条件下的电源参数，供设计者参考。
（1）输入电压
)(nomVin 预期电源在不受干扰的情况下所输入的电压
(max)inV 预期电源运行时的最高电压
(min)inV 预期电源运行时的最小电压
RV 输入电压超出预期最高电压电源能承受的电压
TV 输入电压所具有的正的和负的电压尖峰
（2）输入电流
(max)AVGI 最大平均输入电流
（3）输出电压
oV 额定输出电压
(max)oV 输出最大电压
(min)oV 输出最小电压
PPV − 输出纹波电压，是指峰峰值电压，频率和大小应能被负载多
接受
（4）输出电流
oI 额定输出电流
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6
SCI 负载短路时的最大极限电流
（5）动态负载响应时间
xt 当加上阶跃负载时，电源系统响应需要的总时间
（6）电压调整率
输出电压受输入电压波动的影响。希望在电网电压波动较大时，电源的输出
电压波动很小。
%100
V
(min)(max)V
0
00 ×−= 额定输出电压
最低输出电压最高输出电压电压调整率 V
（7）负载调整率
负载电流从半载到额定负载时，输出电压的变化率。
额定负载时输出电压
半载时输出电压满载时输出电压负载调整率 −=
（8）电源工作效率
in
o
P
P
输入功率
输出功率=η
（9）纹波
输出端呈现的与输入频率及开关变换频率同步的分量称为纹波。其他频率的
分量称为噪声。
（10）保护电路
输入端可加熔断器保护电路，低压封锁电路，输出可使用过电流监视、过电
压保护电 [ ]3路 。
（11）产品工作环境
产品的工作环境是指电源在正常工作时的环境温度范围。
（12）EMI 电磁干扰标准
设计要符合国际或国内的 EMI 电磁标准。
（13）电流调整率
在输入电压不变的情况下，当输入电流从零变到该电源所能输出的最大额定电流
的时候，输出电压的相对变化量。又叫电压稳定性。说明只要输出电流变化最大
时，电压的变化量等于或小于额定值，就是合格的。
根据本设计的要求，收集到以下电源参数指标：
输入电压范围： %20220 ±
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输出电压和对应的电流值： AVAVAV 1/12,1/12,1/5 −
工作频率： KHz66
电源估计效率： %75≥η
输出纹波： %1≤−PPV
温度系数： C°± /%01.0
工作温度： CC °°− 85~40
电压调整率：±0.1%
负载调整率： %5±≤
损耗因数 Z：Z代表二次绕组损耗与功率总损耗的比值，典型值为：0.5
3.2 输入端保护电路的设计
开关电源输入端保护元件及电路设计 沙占友
开关电源输入端的保护电路主要有以下几种结构，如图 3-1 所示。
图 3-1 保护电路的结构
图（a）直接由熔断丝构成，图（b）是由熔断电阻器（RF）和压敏电阻（RV）
构成，图（c）是由由熔丝管（FU）和压敏电阻（RV）构成，图（d）是由熔丝管
（FU）和负温度系数热敏电阻（RT）构成，图（e）是由压敏电阻（RV）和负温
度系数热敏电阻（RT）构成，图（f）由熔丝管（FU）和压敏电阻（RV）及负温
度系数热敏电阻（RT）构成。常用输入保护电路的主要性能比较如图表 3-2 所示。
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图 3-2 输入保护电路的性能比较
3.3EMI 滤波器的设计
降低电磁干扰（EMI）的方法：文献来源：单片开关电源计算机辅助设计软件及应用 沙占友 机械工业出
版社 2007.1 月 P114 页
3.3.1EMI 概述
电磁干扰简称 EMI，是指设备或系统在其电磁环境中能正常工作且不对该环
境中的任何事物构成不能承受的电磁骚扰的能力，是来自电磁辐射的噪声干扰。
因为开关电源本身就是一个噪声干扰源，所以不仅要抑制从电源线引入的噪声，
还要防范自身的噪声对电气设备的影响。电源噪声属于电磁干扰 EMI 的一种，它
属于电磁干扰（RFI），其传导频谱的频率大致为 KHzKHz 30~10 ，最高可达
MHz150 。根据传播方向的不同，电源噪声可分为两大类：一类是从电源进线引
入的外界干扰；另一类是电子设备产生并经电源线传导出去的噪声。这表明电源
噪声属于双干扰信号电子设备既是干扰的对象，又是噪声源。若从形成的特点来
看，噪声干扰分差模干扰和共模干扰两种。差摸干扰是两条电源线之间的噪声，
存在于电源相线与中线之间，对于三相电路来说，差模干扰还存在于相线与相线
之间，是往返于相线和中线之间且相位相反的电流。差模干扰如图 3-3 所示。
图 3-3 差摸干扰
共模干扰是指电源线对大地或中线对大地之间的电位差，对于三相电路来
说，共模干扰存在于任何一相与大地之间。共模电流是在相线(或中线)和地线之
间流动的相位相同的电流，共模电流一般利用外部接地系统、电缆、金属制品等
做为电流的返回路径。共模干扰如图 3-4 所示。
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9
图 3-4 共模干扰
通常情况下，共模电流和电压振幅非常小，但是由于在电路中它们的回路
面积很大，因此由共模干扰所引起的电磁兼容问题比等价的差模干扰更严重。在
大多数场合 EMI 电源滤波器主要抑制共模干扰信号。
为了符合电磁兼容性，EMI 滤波器也必须为双向射频滤波器，一方面要滤除
从交流到电源线上引入的外部电磁干扰，另一方面还要避免本身设备向外部发出
的噪声干扰。所以必须使电磁干扰滤波器对共模和差摸都起到抑制作用。具体要
满足两方面要求：
文献：EMI 电源滤波器的设计和研究 作者姓名王丽 学科专业电力电子与电力传动 培养院系北京交通大
学电气
工程
路基工程安全技术交底工程项目施工成本控制工程量增项单年度零星工程技术标正投影法基本原理
学院 2007.3
(l)电子设备或系统内部(包括部件和子系统)在本身所产生的电磁环境及在
所处的外界电磁环境中，能按原设计要求正常运行。
(2)设备或系统本身产生的电磁噪声必须限制在一定的电平，使电磁干扰不
对周围的电磁环境造成严重的污染和影响其它设备或系统的正常运行。
电磁干扰构成有三个要素:干扰源、噪声的耦合路径及被干扰设备。因此，
电磁兼容要解决的主要问题是:削弱干扰源的能量，隔离或减弱噪声耦合途径及
提高设备对电磁干扰的抵抗能力。
电磁干扰能量主要通过辐射性耦合和传导性耦合进行传输。屏蔽、滤波和
接地是最常用的电磁兼容控制技术。屏蔽用于切断空间的辐射发射途径，滤波用
于切断通过导线的传导发射途径，而接地的好坏则直接影响到设备内部和外部的
电磁兼容性。
根据 IEC950:1995 电磁兼容国际标准的规定，能滤除由一次绕组、二次绕
组耦合产生的共模干扰电容，称之为“Y 电容”；能滤除电网线之间差摸干扰的
电容，称作为“X电容”。Y电容和 X电容统称为安全电容。
对于采用 PI 器件的开关电源，降低 EMI 的
方案
气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载
有两种：一种是采用简单的
π 型滤波器和一个 Y电容；另外一种是由共模电感、X电容和 Y电容构成的滤波
器。
下面是涉及到的几个重要的概念的解释：
10
（1） Y 电容
Y 电容主要有四种类型：Y1、Y2、Y3、Y4。在开关电源中常用的是 Y1 和 Y2
电容。Y1 电容的额定电压为交流 250V，它接在一次侧和二次侧之间，即跨接在
安全绝缘区的的两端。Y1 电容可为从一次侧耦合到二次侧的干扰电流提供回流
路径，防止该电流通过二次侧耦合到大地。为避免将 Y1 电容耦合到 PI 器件的 S
源级引脚，应将 Y1 电容的一端接一次侧直流高压，另一端接二次侧的返回端
RTN，。为使 Y1 电容能有效的工作，它与高频变压器引脚之间的印刷版走线应尽
量端接并走直线。Y1 电容的常用容量范围是 1-2.2nF，适当增加 Y1 电容的容量
可降低共模 EMI 噪声，但同时会增加对地的漏电流。
（2） X 电容
X 电容主要分为三类：X1、X2、X3 电容。在 EMI 中常用的是 X2 电容，其容
量范围是 1nF-1uF。在使用开关电源的 PI 电路中，其最佳电容量是 0.1-0.33uF
（3） EMI 滤波电感
EMI 滤波设计中的电感有三个重要参数：目标频率下的等效阻抗、稳态电流
额定值和承受浪涌电流的能力。
（4） 共模电感
共模电感亦称共模扼流圈，它包含一对配对的耦合电感。共模电感具有两个
独立的绕组，它们绕制在相同的磁芯上，以确保耦合良好。由于两个绕组沿相同
的方向绕制，因此从电网引入的差摸信号的磁通量在磁芯中互相抵消，而共模信
号的磁通量磁通量互相加强，起一个很大的电感作用。共模电感通常取 5-33mH,
典型值为 10-33mH。
（5） 差摸电感
差摸电感亦称差摸扼流圈，它通常绕制在螺线管的形或环形铁氧体磁芯上。
采用单层绕组的差摸电感的匝间电容最低，其谐振频率也最高。在 PI 器件的应
用电路中，串联电感量一般为 1mH。
（6） EMI 滤波器
a、简易π 型滤波器：简易π 型滤波器通常将大容量的输入电容分为两个电容，
中间用差摸电感分开。差摸电感一般位于直流高压侧。根据实际情况也可以
接到输入整流电路的返回端，或将串联电感放在直流高压侧。在返回端串联
一只铁氧体磁珠。在一次侧与二次侧的返回端之间接 Y1 电容。
b、典型的 EMI 滤波器：EMI 滤波器采用了共模电感、X电容和 Y电容。Y1 电容
仍然接在一次侧高压输入端与二次侧返回端之间。在相线（L）与中性线之间
还可以增加多个 Y2 电容，可将共模噪声分流到大地。共模电感与交流输入端
串联，且放在输入整流管之前。X2 跨接在相线和中线输入端之间，也接到共
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11
模电感和输入整流管的前面。主要作用是将差摸噪声信号短路掉。在交流电
源线输入端与第一组 Y2 电容之间还可以接一个辅助共模电感，其电感量为
50-500uH,可抑制辐射噪声。单片开关电源交流输入常用的四种 EMI 滤波器如
下图 3-5 所示。
图 3-5 四种 EMI 滤波器结构
图 a和图 b均属于简易型 EMI 滤波器，其中 L为共模电感，图 a、图 b中的
明显区别就是滤除差摸干扰电容的位置不同。图 c中 C3、C4 和 L 是用来滤除共
模干扰的，而 C1 和 C2 是用来滤除差摸干扰的。当出现共模干扰时，共模电感中
的两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈
现很大的感抗，从而抑制了共模信号的干扰。其中 R为泄放电阻，可将 C3 上累
积的电荷释放掉，避免因电荷累积进而影响滤波特性，另外断电后还能使电源的
进线端（输入端之间）不带电，保证操作者安全。图 d与图 c的区别是把抑制共
模干扰的电容接到了输出端之间。
设计共模滤波器的困难在于高频时滤波元件的特性受其寄生参数的影响。主
要的寄生参数是变压器的匝间电容，这些电容通常比较小，是由于不同绕组间电
压差异引起的。在高频时，匝间电容对绕组具有旁路作用，造成流入绕组的高频
交流电流增加。绕组电感与分布在匝间的电容形成谐振回路。在绕组自激振荡点
上，电容作用大于电感，这样减弱了 EMI 滤波器的高频衰减特性，所以设计时应
注意。
3.3.2EMI 滤波器参数设置
12
（1）输入滤波电容器 inC 的参数选择：
输人滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。为降低整流滤波器的输出
纹波，输入滤波电容器的容量 inC 必须选的合适。因为 inC 值选得过低，会使
(min)inV 值大大降低，而输人脉动电压 RV 却升高。但 inC 值取得过高，会增加电
容器成本，而且对于降低脉动电压不利。
下面介绍计算 inC 的具体方法：设交流电压 u 的最小值为 minu ，u 经过桥式整
流和 inC 滤波，在 minuu = 的情况下的输入电压波形如图 3-6 所示。该图是
MPP 00= , Hzf 50= ，整流桥的导通响应时间设定为 mstC 5.2= ，电源效率 %75=η 。
由图示可知，在直流高压的最小值 (min)inV 上还叠加有一个幅度为 RV 的一次侧脉
动电压，这是输入电容 inC 在放电过程中形成的。 inC 的值可通过下式进行计算：
(min))2(
)
2
1(2
22
min
0
in
C
in
Uu
t
f
P
C −
−
= η
代入已知参数可得：
FCin
5
22
3
1016.3
)86.2081762(75.0
)105.2
502
1(292
−
−
×≈−××
×−×××=
留有一定余量，本设计取 inC 为 33uF。
图 3-6
3.4 单片反激式开关电源高频变压器的设计
13
高频变压器是开关电源中进行能量存储与传输的重要部件，单片开关电源中
高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率影响较大，而且还直接关系到电源的其
他技术指标及电磁兼容性。因此，一个高效的高频变压器应具备直流损耗和交流
损耗低、漏感小、绕组的分布电容和各绕组间的耦合电容小等特点。本文所设计
的反激式开关电源的变压器相当于一个耦合电感，起能量传输的作用。
3.4.1 估算总的输出功率：
WIVIVIVP ooooooo 29112215332211 =××+×=++=
3.4.2 估算输入功率：
WPP oin 67.38%75
29 ≈== η
3.4.3 计算最小输入和最大输入直流电压
VACVin 86.208402176402(min)(min) ≈−×=−×=
VACVin 30.37322642(max)(max) ≈×=×=
其中减去的 40V 为直流纹波及整流桥压降之和，在计算最小值时使用。
3.4.4 计算最小输入和最大输入电流
A
V
PI
in
in
in 10.030.373
67.38
(max)
(min) ≈==
A
V
PI
in
in
in 18.086.208
67.38
(min)
(max) ≈==
3.4.5 计算脉冲信号最大占空比 MAXD ：
当电网电压在 %20220 ± 范围内变化时,经全波整流后的直流输入电压最小
为 (min)inV 为 V86.208 ,最大为 (max)inV 为 V30.373 。根据公式可得最大占空比为：
)(min)( DSinOR
OR
MAX VVV
VD −+=
其中 ORV 为反射电压,是指当功率开关管关断且次级电路处于导通状态时，次级电
压感应到初级端的电压值。对于本设计所用的TOP2XX系列器件来说， VVOR 135≤ ,
根据本设计要求计算时取 VVOR 110= ， DSV 为主开关导通时 D、S间压降，典型值
为 V10 。
通过计算得到：
14
36.0
)1086.208(110
110 ≈−+=MAXD
基于 TOPSwitch 的多路输出电源的设计陕西普声电气有限公司 刘永红(上)
基于 TOPSwitch-Ⅱ的单端反激式开关电源的研究（下）姓名：吴胜益
3.4.6 估算峰值电流：
A
V
PI
in
AVG 19.086.20875.0
29
(min)
0 ≈×== η
A
DK
II
MAX
RP
AVG
PK 81.0
36.0)
2
7.01(
19.0
)
2
1(
≈
×−
=
−
=
对于 100/115VAC 连续输入， RPK 一般取 0.4；对于 230VAC 输入， RPK 一
般取 0.6。一般来讲，单片反激开关电源工作于连续工作模式，此时 14.0 << RPK 。
本设计取 RPK 为 0.7。
3.4.7 估算纹波电流：
)(2
MAX
AVG
PKR D
III −×=
计算可得到：
AIR 56.0)36.0
19.081.0(2 ≈−×=
3.4.8 初级感应电压：
当功率开关管关断且次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级端。
初级感应电压是开关管断开期间初级感应到的电压值。其计算公式如式所示：
MAX
MAX
inOR D
DVV −= 1(min)
根据上式可计算：
VVOR 48.11736.01
36.086.208 ≈−×=
3.4.8 确定磁芯尺寸的方法
确定磁芯尺寸有两种形式：
第一种按制造厂商提供的图表，按各种磁芯可传递的能量来选择磁芯，具体
选择如图 3-7 所示：
15
图 3-7 输出功率与磁芯尺寸之间的大约关系
这种方式的优点是能快速确定磁芯使用的范围，对所进行的设计节省时间。
缺点是选择较模糊，不能准确确定需要磁芯结构类型，不利于某些参数推算。
第二种是计算方式：目前主要的方法主要有两种方法：第一种是先求出磁芯
窗口面积 WA 与磁芯有效截面积 eA 的乘积 AP，根据 AP值，查表找出所需磁性材
料的编号，又称为 AP磁芯面积乘积法。第二种方法是先求出几何参数，查表找
出磁芯编号，在进行设计，又称为 GK 法。
下面介绍两种设计方法的原理和过程：
(1) AP磁芯面积乘积法
根据法拉第电磁感应定律，在开关工作时，原边电压 pV 为：
eWPsfP ABNfKV =
其中：
PV 是变压器原边电压,单位 V；
fK 是波形系数，正弦波时为 4.44,方波时为 4；
sf 是开关工作频率，单位Hz；
PN 是变压器原边匝数；
sN 是变压器主副边的匝数；
WB 是工作磁通密度，单位 T；
16
eA 是磁芯有效面积，单位 2m 。
磁芯的窗口面积 WA 乘以使用系数 0K 为有效面积，该面积为原边绕组 PN 占
据的窗口面积 'PPAN 与副边绕组 SN 占据的窗口面积 'ss AN 之和：
''
0 SSPPW ANANAK +=
其中：
0K 是使用系数（ 0K <1），一般与线径、绕组数有关，典型值为 0.4；
'
PA 是原边绕组每匝所占的面积；
WA 是磁芯窗口面积；
'
SA 是副边绕组每匝所占的面积。
每匝所用面积与流过该匝的电流 I 和电流密度 J 的关系为：
J
IAP 1
' =
J
IAS 2
' =
整理以上各式的得到：
JBfKK
IVIVAA
Wsf
ew
0
2211 +=
其中 ewAA 是变压器窗口面积和磁芯截面积的乘积； 2211 IVIV + 为原边和副边
的功率之和。上式表明 ewAA 受窗口面积使用系数 0K 、波形系数 fK 、开关工作频
率 sf 、工作磁通密度 WB 、电流密度 J 的影响。又因为电流密度 J 直接影响温度
变化，进而影响 ewAA ，可表示为：
x
eWj AAKJ )(=
其中：
jK 是电流密度比例系数；
X 是常数，通常由磁芯决定，如下图表 3-8 所示。
17
o25
fecu PP =
fecu PP ≥
fecu PP =
fecu PP =
fecu PP =
图 3-8 各种磁芯结构常数
P112 页
根据以上各式可得
x
jwsf
T
KBfKK
PAP +×= 1
1
0
4
)10(
其中： TP 是 2211 IVIV + 之和，称为变压器的视在功率，单位为 W，对于不带中间
抽头的变压器中间抽头的视在功率：
)11(0 η+=
ppt
关于艾滋病ppt课件精益管理ppt下载地图下载ppt可编辑假如ppt教学课件下载triz基础知识ppt
我们通过计算得到 AP，进而通过查表选择的合适的铁氧体的 ewAA 的乘积，
一般尽量选择窗口长宽比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时
可尽量减小漏感。
(2)几何参数法又称为 GK 法，它是以满足电压调整率进而计算的。变压器满载时
与空载时输出电压是有差异的，其大小反应电路内阻 iR 的影响，它的大小我们可
以用电压调整率α 来表示：
%100%100
11
10 ×=×−=
V
IR
V
VV iα
其中：
0V 是空载时变压器输出电压，单位 V；
1V 是满载时变压器输出电压，单位 V；
iR 是电路内阻， ...2,1,0=i 。
为了便于计算，我们假定变压器原边和副边匝数相等，则
123
Pencil
18
%100200
1
11 ×=
V
IRα
变压器原边绕组电阻 1R 可表示为：
01
2
1
)(
KA
NMLTR
w
Pρ=
其中：
ρ 是电阻率，铜质的电阻率一般为 cm.10724.1 6Ω× − ；
MLT 是每匝导线平均长度，单位 cm；
01K 是原边绕组窗口有效使用系数（ 2
1
01 时，建议应采用多股导线并绕 SN 匝，由 AWG 的导线规格表可
得选用 25AWG。与单股粗导线绕制方法相比，多股并绕能增大次级绕组的等效截
面积，改善磁场耦合程度，减小磁场的泄漏及漏感。
参考：基于电流型脉宽调制器的单端反激式稳压电源设计 基于 TOPswitch 的反激式开关电源设计河南理工大学电气工程与自
动化学院马慧娟
次级绕组采用堆叠绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法。该绕法技
术先进，不仅可以节省导线，减少线圈体积。还可以增加绕组之间的互感量，加
强磁场耦合程度。
24
（13）高频变压器的电特性图和机构绕制图：
高频变压器的结构如图所示。
设计变压器时应注意以下几个方面：
1、变压器的初级绕组必须绕在最里层。这样不但能缩短每匝导线的长度，减
小初级绕组的分布电容，而且初级绕组能被其他绕组所屏蔽，降低初级绕组对相
邻元件的电噪声，以至于减小 EMI 污染。
初级绕组的起始端应接到 TOPSwitch 芯片的漏极端，利用初级绕组的其余部
分和其它绕组将它屏蔽，减小从初级耦合到其它地方的 EMI 干扰。在初级各层之
间加一绝缘层，能将分布电容减小到原来的 1/4 左右。
2、偏置绕组的最佳位置取决于开关电源采用初级调整方案还是次级调整方
案。初级调整方案应将偏置绕组置于初、次级绕组之间，这样能对初级回路元件
上的 EMI 干扰起到屏蔽作用。次级调整方案需把偏置绕组绕在最外层，此时它与
次级绕组的耦合最强，对输出电压的变化反应得更灵敏，能提高调整度，另外还
能减小偏置绕组与初级绕组的耦合程度以及反馈输出的峰值充电效应，也有助于
提高电源的稳压性能。
3、绕制多路输出的次级绕组时，输出功率最大的次级绕组应靠近初级，以
25
减小漏感。如次级匝数较少，每匝之间可使适当留出间隙，或采用多股并绕的方
式使绕组能充满整个骨架。
4、初、次级之间增加屏蔽层，可减小初、次级之间共模干扰的容性耦合。
在初次级之间绕一层漆包线。
3.5 桥式整流电路的设计
一种有效地反激钳位电路设计方法 浙江大学电器工程学院 姜德来（下）基于 LT3573 隔离型反激式开
关稳压电源的设计 王艳荣，吴兰君电力电子变换器机内辅助开关电源设计与实验 输入整流滤波器及钳位
电路保护电路的设计 沙占友 2009.12
3.5.1 整流桥概述
隔离式开关电源一般采用由整流管构成的整流桥，亦可直接选用成品整流
桥，完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥，它是将四只硅整流管接成桥
路形式，再用塑料封装而成的半导体器件。它具有体积小、使用方便、各整流管
的参数一致性好等优点，可广泛用于开关电源的整流电路。硅整流桥有 4个引出
端，其中交流输入端两个，直流输出端两个，如下图 3-7 所示。
图 3-7 整流桥
3.5.2 整流桥的参数选择：
整流桥的主要参数有反向击穿电压 BRV (V)，正向压降 FV (V)，平均整流电流
dI (A)，额定有效值电流 BRI ，初级纹波电流 RI (wA)。
根据文献，整流桥的反向击穿电压 BRV 应满足下式要求:
(max)225.1 ACVBR ≥
本设计最大交流电压是 264V，则根据上式计算可得：
VVBR 62.466264225.1 ≈××≥
所以应选用耐压值大于 466.62V 的硅整流桥（为了减小 PCB 板的尺寸，本设
计采用硅整流桥，它是采用集成封装）。常用的有 )1000/3(854001 VAN − 型塑封
26
整流管及 )1000/1(740011 VAN − 型塑封整流管。此类管子的价格低廉，且根据耐
压值“宁高勿低”的原则，尽量选择耐压值比预期的值大的管子，以增加安全性
与可靠性。
平均整流电流 dI (A)的计算：设整流桥的额定有效值电流为 BRI ， BRI 应满足：
RMSBR II 2≥ 。其中 RMSI 为输入有效值电流，可由下式确定：
)1
3
(
2
+−= RPRPMAXPKRMS KKDII
对于 100/115VAC 连续输入， RPK 一般取 0.4；对于 230VAC 输入， RPK 一
般取 0.6。一般来讲，单片反激开关电源工作于连续工作模式，此时 14.0 << RPK 。
本设计取 RPK 为 0.7。
计算可得到：
AIRMS 33.0)17.03
7.0
(36.081.0
2
≈+−××=
由于整流桥实际通过的不是正弦波电流，而是窄脉冲电流，因此整流桥的平
均整流电流 RMSd II < ，一般可按 RMSd II )7.0~6.0(= 来计算。
代入可计算本设计的 dI 值为：
AId 20.033.06.0 ≈×=
所以本设计的整流桥可选择 )1000/1(40011 VAN ，此管可对电流电压留有一
定的余量。
3.6 无源钳位 RCD 电路的设计
对反激式开关电源而言，每当功率开关管由导通变成截止时，在开关电源的
一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中尖峰电压是由于高频变压器存在
漏感(即漏磁产生的自感)而形成的，它与直流高压和感应电压叠加在 MOSFET 管
的漏极上，很容易损坏 MOSFET 管。因此，必须在 MOSFET 管漏极增加钳位保护电
路，对尖峰电压进行钳位或者吸收。
3.6.1 漏感抑制
27
变压器漏感 SL 如图 3-8 所示，会在初级引起一个电压尖峰。当 MOSFET 开关
管关断后，这个尖峰随着更高的负载电流越来越尖，这就需要选择能量吸收网络
消耗掉漏感中储存的能量。变压器的漏感是不可消除的，在大多数情况下，只能
通过合理的电路设计和绕组使之减小，我们可以利用缓冲电路来避免过压击穿输
出开关节点。设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。如果方法合理，
我们可以把漏感控制在初级电感的 2%左右。
图 3-8 实际变压器模型
实际变压器的等效电路如图 3-8 所示。它是由励磁电感同理想变压器并联
再与漏感串联。励磁电感能量通过变压器耦合到次级，而漏感因为不耦合，能量
不传递到次级。所以如果不采取措施，漏感将会通过寄生电容释放能量，引起电
路电压过冲和振荡，这不但会影响电路工作性能，而且还会引起 EMI 问题，严重
时会烧毁器件。
3.6.2 无源 RCD 钳位主电路原理分析
图 3-9 无源 RCD 钳位电路
无源 RCD 钳位电路如图 3-9 所示，当功率开关管 S开通时，由于这时变压器
起到储能的作用，故漏感可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D两端所
加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。当功率开关管 S关断时，变
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压器的漏感能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率开关管 S
的关断电压尖峰得到了有效的抑制。
我们引入钳位电路，目的是消耗漏感对主电路的影响，但如果选择不合适，
则有可能适得其反，有可能消耗主励磁（初级）电感能量。所以钳位电路参数 R、
C 的取值对反激变换器的性能好坏有重要的影响。钳位电容电压波形如图 3-10
所示。
图 3-10 钳位电容电压波形
在钳位电路连接到电路中时，即当开关管 S关断时，这时漏感下正上负，二
极管 D导通，C被充电，电压上升。对 R、C取值的考虑分为以下几种情况：
（1）当 C 取值较大时，C 上的电压缓慢上升，次级反激过冲小，变压器初级能
量不能迅速传递到次级。
（2）当 C 值特别大时，电压峰值小于次级反射电压，这时钳位电容 C 上的电压
值将一直保持在次级反射电压值的左右，即钳位电阻变为死负载，在整个过程中
将一直消耗磁芯的能量。
（3）当 R、C 值过小时，因为 R、C 时间常数小，在开关管 S 下一次开通时，C
上的电压很快会降到次级反射电压，钳位电阻都将成为死负载，消耗变压器的能
量，降低变压器效率。
29
（4）当 R、C取值合适时，C上电压在开关管截止瞬间迅速上升，二极管 D截止，
电容 C通过电阻 R放。在下一次开关管 S开通瞬间，C上电压放到接近次级反射
电压，这使得到下一次导通时，C上的能量恰好可以完全释放完。这样的取值钳
位效果好，但电容峰值电压大，器件应力大，对选择开关管应特别注意，注意留
好余量。
3.6.3 无源 RCD 钳位电路参数的设计
（1）确定钳位电阻
设定钳位电容的峰值最大电压为 (max)CU ，其中系数 0.9 是降额使用系数，
计算公式为：
(max)(max)9.0(max) inDSC UUU −=
其中计算漏源间电压的经验公式为：
20)5.14.1((max)(max) +××+= ORinDS UUU
通过计算可以得到：
VUDS 3.62420)1105.14.1(3.373(max) ≈+××+=
代入式可得：
VUC 57.1883.3733.6249.0(max) =−×=
钳位电路的电容损耗为：
sPKC fILP in
2
2
1=
CR 上消耗的功率为：
C
C
R R
UP
C
2(max)=
根据前面分析的钳位电路的原理，电容储存的能量最后全部消耗在电阻上，故
Cin RC
PP = ，从而可得钳位电阻的计算公式为：
30
sPKK
C
C fIL
UR 2
2(max)2×=
根据上式计算得到：
Ω×≈××××
×= − 3326
2
1032.26
106681.0104.62
57.1882
CR
其中漏感取为 62.4uH，经计算后取 ΩK27 。
（2）确定钳位电容 CC
钳位电容 CC ,的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电
压足够小，通常取这个脉动电压 (max)CUΔ 为钳位电压的 %10~%5 ，，本设计取
最大值为 10%，这样，我们就可通过下式来确定 CC 的最小值:
sCC
C
C fRU
UC
(max)
(max)
Δ≥
把 CR 值代入可得：
nFCC
9
33 106.510661027%1057.188
57.188 −×≈×××××≥
为了增加电路的稳定性，在设计中增加一个钳位电路的阻尼电阻，本设计中取
Ω≈ 9DBR ,至此 RCD 钳位电路设计结束。
产品 FR106 最大反向封值电压:800,
最大平均正向输出电流(AAV):1.0,(℃):75,
最大正向峰值浪涌电流:30,
最大反向漏电流:5.0,
最大正向电压:(IFM):1.0,(VFM)1.3,
最大反向恢复时间:500.
3.7TOPSwitchGX 芯片的原理分析和外围电路的设计
3.7.1TOPSwitchGX 芯片介绍
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TOPSwitch—GX 系列单片开关电源的应用 张 勇(解放军电子工程学院 307 教研室
TOPSwitch 系列器件是三端离线式 PWM 开关器件(Three terminal off line
PWM Switch)的英文缩写。TOPSwitch GX 系列器件主要包括下列型号：TOP242P～
TOP244P 、 TOP242G ～ TOP244G 、 TOP242R ～ TOP250R 、 TOP242Y ～ TOP250Y 、
TOP242F~TOP250F，共 33 种型号。
和 TOPSwitch 系列器件一样，第四代单片开关电源 TOPSwitch-GX 是一个集
成的开关模式电源芯片。通过高电压电源 MOSFET 管的漏极 D 输入量来改变输入
占空比的大
浙公网安备 33021202002483