运算放大器交流参数和应用

简介 本应用笔记定义了电压反馈型运算放大器（运放）的交 流参数。紧随着这些参数的定义，给出了相应的运放电 路，其中也讨论了某些特定的参数对优化电路性能的负 面影响。随后给出了相应的电路解决MATCH_ word word文档格式规范word作业纸小票打印word模板word简历模板免费word简历 _1713972698722_0。与此类似， 针对运放直流参数和各种应用电路的应用笔记的标题为 《运算放大器的结构和直流参数》，AN-722，此应用笔 记可从 Microchip 网站下载。 本应用笔记讨论的性能参数可以分成两类，如下所列： 频域参数 - 增益带宽积 （GBWP） - 开环增益 / 相位 （AOL 和 PH） - 负载电容（CL） - 输出阻抗（ZO） - 满功率带宽（FPBW） 时域参数 - 压摆率 （SR） - 稳定时间（tS） - 超调 有关波德图的产生、波德图的转换、稳定性分析和反馈 理论的讨论将贯穿于全文。 另外，运放的很多交流参数既可以在频域中进行描述， 也可以在时域中进行描述。例如，运放的稳定性在频域 中描述为闭环相位裕量及其与运放开环增益的关系。在 时域中，以度表示的相位裕量可以直接映射成稳定时间 和超调。本应用笔记中的相应讨论将在这两个不同域之 间建立关联。 本讨论所参考的交流运放开环模型如图 1 所示。 图 1： 电压反馈型运放的频率模型 图中显示的运放具有 5 个接线端。 两个输入端具有失调 电压误差（VOS）、噪声源（eN）和差分电容（CDIFF）。 输出端的有限阻抗用 RO 来表示。运放的开环增益随频 率的变化用函数 AOL(jω) 来表示。这个增益函数也可以 采用二阶传递函数来进行简化： 其中： a = 主极点的位置 b = 第二个极点的位置 频域参数 波德图分析 方法 快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载 波德图是用来近似表示传递函数的幅度和相位的工具。 运放增益和相位的波德图示例如图 2 所示。 作者： Bonnie C. Baker Microchip Technology Inc. IIN- IIN+ VOUT VOSAOL(s) RO VDD VSS eN CCM CCM CDIFF VOS AOL jω( ) AOL DC( ) as 1+( ) bs 1+( )-------------------------------------------= 运算放大器交流参数和应用 AN723  2008 Microchip Technology Inc. 初稿 DS00723A_CN 第 1 页 AN723 应用挑战 —— 图 3 所示的运放配置成缓冲器。在这个 DS00723A_CN 第 2 页 初稿  2008 Microchip Technology Inc. 图 2： 模拟系统的频率响应的特征可以采 用波德图来表示。波德图以图形化的方式来表示 系统的增益和相位 这两个图显示了一个典型运放的增益（上图）和相位 （下图）响应。增益曲线的 y 轴单位为分贝（dB）。 分 贝可以采用下面的 公式 小学单位换算公式大全免费下载公式下载行测公式大全下载excel公式下载逻辑回归公式下载 转换成电压（伏特）： 相位曲线的 y 轴单位为度。 度可以采用下面的公式转换成弧度： 相位（弧度） = 相位（度） / 2π 以度表示的相位可以采用下面的公式转换成相位延时或 群延时 ( 秒）： 相位延时 = ( 以度表示的 δphase/ δf)/360 两个图形的 x 轴对应于相同的频率比例。 增益带宽积 （GBWP） 参数讨论 —— 放大器的增益带宽积（GBWP）为运放 的响应开始以 -20dB / 十倍频开始衰减的频点处运放的 开环增益与频率的乘积。 根据定义，如果运放具有单位增益稳定性，则当同相输 入端作为信号输入，反相输入直接连接到输出时，运放 不会产生振荡。 此时运放的单位增益带宽等同于运放的 GBWP。运放具有单位增益稳定性，也意味着 0 dB 直线 经过开环增益曲线时，其同相输入与输出之间的相移位 于 0 度和 -180 度之间。 有些运放不具有单位增益稳定 性，此时，开环增益经过 0 dB 点的频率低于 GBWP。 电路中，缓冲器用来对不同的阻抗进行电隔离，或对重 负载进行热隔离。在这种应用中，需要选择具有单位增 益稳定性的运放。 测试缓冲器是否具有稳定性的最佳方法之一是在运放的 输入端施加一个方波信号。运放输出端的超调和振铃直 接反映出增益下降 3dB 频率点处的相移。 例如，图 4 显示了不具有单位增益稳定性的运放的波德 图。当这个运放配置成缓冲器时，阶跃响应显示出运放 趋向于振荡（图 5）。 针对此应用问题的补救措施只能 是选择具有单位增益稳定性的运放。采用后一种运放时 的响应图就说明了这一点。图 6 显示了这种运放的波德 图响应， 图 7 显示了其阶跃响应。 图 3： 运放的典型应用为电压缓冲器或跟 随器 图 4： 不具有单位增益稳定性的运放的波 德图。此时，在增益经过 0 dB 的频点处的相移接 近 -180 度 AOL jω( ) dB =20 log VOUT jω( ) VIN jω( ) -------------------------    （dB） * * R1 R2 VIN VOUT VDD VS 缓冲器 精密放大器 *1µF 的旁路电容 –– + MPC601 AN723 开环增益 / 相位 （AOL 和 PH）  2008 Microchip Technology Inc. 初稿 DS00723A_CN 第 3 页 图 5： 图 4 波德图所示运放的单位增益阶 跃响应显示出运放的非稳定性 图 6： MCP601 单位增益放大器的波德图 图 7： MCP601 单位增益稳定运放的阶跃 响应 参数讨论 —— 理想情况下，运放的开环增益等于运放 输出端的电压与施加到运放两个输入端的电压差值的比 值的绝对值。 理想情况下，开环增益比应该为无穷大，但实际上，开 环增益 AOL(jω) 的完整频率响应要低于直流增益，并且 在传递函数的第一个极点频点处开始以 20dB/ 十倍频进 行衰减。如图 2 中波德图所示。 通常，运放开环增益响应的第一个极点发生在 1Hz 至 10 kHz 频率之间。第二个极点发生在稍高的频率，接 近开环增益曲线穿过 0dB 的频点。在第二个极点处， 运放的增益响应开始以 40dB/ 十倍频衰减。 开环配置下运放的相位响应也能够被很好地预测。在直 流条件下，运放同相输入与输出间的相移为 0 度。 相 反，在直流时，反相输入端与输出间的相移为 -180 度。 在第一个极点 f1 前的 1/10 f1 处， 同相输入与输出间的 相位关系已经开始下降（约 -5.7 度）。 在开环增益曲线 的第一个极点（f1）出现的地方，相位已经下降了 -45 度。 相位继续下降，到 10f1 频率处时，相位只比最终值 -90度高5.7度。这里讨论的相位响应与第二个极点 f2处 相同 。 需要重点了解的是，运放输入到输出间相位关系变化的 后果。在第二个极点后的十倍频处，同相输入端的相移 为 -180 度。在同样的频点，反相输入到输出间的相移 为 0 度或 -360 度。在此类相移下， VIN+ 实际上反转信 号到输出。换句话说，两个输入端的极性互换了。 闭环运放系统的稳定性 典型应用中，运放外围都有反馈网络，这可以减小不同 运放开环增益变化而导致的影响。这种反馈网络的框图 如图 8 所示。 Time (10usec/div 1V /d iv -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120 0 10 1000 100000 10000000 Frequency (Hz) O pe n Lo op G ai n (d B) -250 -200 -150 -100 -50 0 50 100 150 200 CL = 50pF, RL = 100kΩ VDD = 5V Gain Phase Ph as e M ar gi n (d eg re es ) 0.1 10 1K 100K 10M 1礢 / div 50 m V /d iv VDD = 5V RL = 100kΩ CL=50 pF G = +1V/V µS AOL(dB) 20 log VOUT V IN+ VIN-– -----------------------------     = AN723 这是一个很重要的结果。如果运放的开环增益 DS00723A_CN 第 4 页 初稿  2008 Microchip Technology Inc. 图 8： 运放电路的框图，包括运放增益单 元 AOL 和反馈网络 β 在图 8 中， β 表示反馈因子。由于运放的开环增益 （AOL）相对比较大，一部分输出电压反馈到运放的反相 输入端。如果 β 反馈到同相端，则这小部分输出电压与 输入电压相加，而不是相减。这种配置被称为正反馈， 其输出将最终达到饱和。 该网络中反馈因子的作用就是减小系统中不同器件差异 导致的影响。然而， 若不进行仔细的设计考虑，反馈网 络可能导致不需要的频率振荡。若反馈因子作为正信号 馈送到系统的输入端时，就会出现这种情况。 闭环传递函数 —— 通过假设输出电压存在使得“A”点 的电压等于 VOUT(jω)，就可以分析图 8 中的回路。信号通 过反馈系统β(jω)，因此“B”点的电压等于 β(jω)VOUT(jω)。 此电压从输入电压（等于“C”点电压）中减去后使“C” 点电压等于 (VIN(jω) - β(jω)VOUT(jω))。信号通过增益单元 AOL(jω) 后使“D”点的电压等于 AOL(jω)(VIN(jω) - β(jω)VOUT(jω))。需留意这个电压即等于原始节点“A”的 电压（或 VOUT）。 整个闭环系统可用以下等式来描述： “A” = “D” 或 移项后，传递函数为： 这个公式实际上等于系统的闭环增益 ACL(jω)。 （AOL(jω)）接近为无穷大，则 反馈因子的响应可很容易 地用下式来评估： 这个公式可以很容易地用来确定运放闭环系统的频率稳 定性。 计算1 / β —— 计算 1/β 最简单的方法就是在运放的同相 输入端施加信号源。也许有人会说，这种计算方法并不 能给出实际信号在相应电路中的闭环增益公式，实际情 况确实如此。但这种计算方法可用于确定电路的稳定性 水平。 图 9 中的电路可用来演示如何计算 1/β。 图 9： 电路 9a 中输入信号的直流增益为 (R2 / (R1+R2)(1+RF / RIN)。 电路9b中输入信号的直 流增益为 -RF / RIN。这两个增益公式都不能用于计 算反馈因子 1 / β 的直流增益。 在图 9a 中，假想的电压源 VSTABILITY 用于 1/β 稳定性 分析。需要留意的是，这个电压源并不是实际应用电路 的输入信号源。 假设运放的开环增益为无穷大，则电路的传递函数等 于： VIN VOUT AOL(jω) B A +C - D β(jω) VOUT jω( ) AOL jω( ) VIN jω( )-β jω( )VOUT jω( )( )= VOUT jω( ) VIN jω( ) ------------------------- AOL jω( ) 1 AOL jω( )β jω( )+( ) --------------------------------------------------= ACL jω( ) 1β jω( )--------------= VIN - + RF CF VOUT RIN CIN + R2 VSTABILITY VIN - + CF VOUT CIN + VSTABILITY a. b. RF RIN R1 VOUT VSTABILITY ---------------------------- 1β---= 1 β--- 1 RF CF|| RIN CIN||-----------------------+= AN723 可以发现， 图9a和 图9b中，1/β的传递函数是相同的。  2008 Microchip Technology Inc. 初稿 DS00723A_CN 第 5 页 或 在上述公式中，若 ω 等于 0，则： 若 ω 趋于无穷大，则： 传递函数具有一个零点和一个极点。其零点位置为： 图 9a 电路中 1/β(jω) 传递函数的波德图如图 10 所示。 图 10： 图 9a 电路使用 VSTABILITY 作为输 入源时反馈因子 （1/β） 倒数的波德图 同样，在图 9b 中， 用于分析的输入信号源也不是实际 应用电路的输入信号源。 但是，运放的稳定性可以通过 同样的方法来确定。使用 VSTABILITY 时电路的闭环传递 函数等于： 或 确定系统的稳定性 —— 在闭环运放系统中，如果系统 的相位裕量已知，就可以确定系统的稳定性。在这种分 析中，最普遍使用的方法就是波德图稳定性分析。采用 这种方法，在波德图中可以同时包含运放开环的幅度响 应（以 dB 表示）和相位响应，以及电路的反馈因子。 系统的闭环增益等于两个增益中幅度较小的那个。系统 的相位响应等于开环增益相位变化加上反馈因子相位变 化。 系统的稳定性定义为运放开环增益曲线与闭环增益曲线 相交频率点的稳定性。 在这点，理论上系统的相位变化 应该大于 -180 度。实际应用中，系统的相位变化应大于 -135 度。 图 11 至图 14展示了这种分析技巧。 图11 和 图 12 显示的系统是稳定的，相反， 图 13 和图 14 显示 的系统就不稳定。 图 11： 这个闭环系统稳定， AOL 和 1 / β 曲 线相交点的相位变化为 -90 度。 在图 11 中，运放的开环增益 AOL(jω) 从 0 dB 开始变 化，很快以 –20dB/ 十倍频斜率减小。在第一个极点处， 相位变化为 –45 度。在第一个极点 10 倍频率处，相位 变化约为 –90 度。由于增益随着频率改变，引入了第二 个极点，使开环增益响应的变化变成 –40dB/ 十倍频， 同时相位也发生变化。 响应曲线中第三个变化点是引入 零点且开环增益响应曲线再次回到 –20dB/ 十倍频斜率 的时刻。 1 β jω( )-------------- 1 RF RIN ---------+= 1 β jω( )-------------- 1 CIN CF ---------+= fz 1 2πRIN RF CIN CF+( )||( )--------------------------------------------------------------= fp 1 2πRFCF----------------------= VOUT VSTABILITY ---------------------------- 1β---= 1 β--- 1 RF CF|| RIN CIN||-----------------------+= 1 β jω( )-------------- RIN jω( )RFCF 1+( ) RF jω( )RINCIN 1+( )+( ) RIN jω( )RFCF 1+( ) -----------------------------------------------------------------------------------------------------------------= 1 β jω( )-------------- RIN jω( )RFCF 1+( ) RF jω( )RINCIN 1+( )+( ) RIN jω( )RFCF 1+( ) -----------------------------------------------------------------------------------------------------------------= AN723 在同一个图形中， 1/β 曲线也是从 0 dB 开始随频率变 在图 13 中， AOL(jω) 曲线以 –20dB/ 十倍频变化， DS00723A_CN 第 6 页 初稿  2008 Microchip Technology Inc. 化的。频率增加时， 1/β 曲线保持平坦，一直到接近曲 线终点处，由于极点的引入， 1/β 曲线开始以 –20dB/ 十倍频衰减。 这幅图中需要关注的地方是 AOL(jω) 曲线与 1/β 曲线相 交点。两个曲线以 20dB/ 十倍频的速率相互靠拢能够说 明系统的相位裕量，相应地预测了系统的稳定性。 在这 种条件下，运放产生 -90 度的相移，反馈因子产生 0 度 的相移。相位变化以及系统的稳定性由这个交叉点决 定。系统的相位变化通过从 AOL(jω) 相移中减去 1/β(jω) 相移而得到。在这个例子中，系统的相移为 -90 度。理 论上来说，系统相移在 0 度和 -180 度之间时，系统就 处于稳定状态。 图 12： 这个系统处于稳定的边缘，两个增 益曲线相交点的相移为 -135 度 图 12 所示的例子中， AOL(jω) 曲线和 1/β(jω) 曲线相交 点显示系统处于稳定边缘。在此交叉点， AOL(jω) 曲线 以 –20dB/ 十倍频变化。 1/β(jω) 曲线从 +20dB/ 十倍频 变化为 0 dB/ 十倍频斜率。 AOL(jω) 曲线的相移为 -90 度， 1/β(jω) 曲线的相移为 +45 度。这个系统的相移等于 -135 度。 尽管这个系统看上去是稳定的，因为相移处于 0 度和-180 度之间。但是，设计出的电路并没有计算或仿真出来的结 果那么清楚明了。电路板上的寄生电容和寄生电感会引 入额外的相位误差。因此，具有 -135 度相移的这个系统 只能认为处于稳定边缘。在讨论时域响应时将显示出此 闭环电路具有明显的超调和振铃。 1/β(jω) 曲线以 +20dB/ 十倍频变化。两条曲线相互靠拢 的变化速率为 40dB/ 十倍频，系统的相移等于 -168 度。 系统的稳定性就成为一个问题。 在图14中， AOL(jω) 曲线以 –40dB/十倍频变化， 1/β(jω) 曲线以 0 dB/ 十倍频变化。两条曲线相互靠拢的变化速 率为 40dB/ 十倍频，相移等于 -170 度。系统的稳定性 也成为一个问题。 图 13： 对于实际应用电路，如考虑电路板 布线的寄生参数，则这个系统不稳定 图 14： 对于实际应用电路，如考虑电路板 布线的寄生参数，则这个系统也不稳定 负载电容 （CL） - 输出阻抗 （ZO） 运放的主要应用是将信号源与负载分隔或隔离。 有时需 要隔离的负载为纯阻性负载。其他时候，也可能是纯容 性负载。第三种情况是运放用来驱动 R/C 负载。 具有阻 性和容性负载的运放电路示例如图 15 所示。影响系统 稳定性的主要参数为运放的开环输出阻抗 RO 和开环相 位响应。 AN723 . 修正后的开环增益 （AOL’）和相位的波德图如图 17 所  2008 Microchip Technology Inc. 初稿 DS00723A_CN 第 7 页 图 15： 运放输出端的任何负载都可能影响 整个闭环电路的性能。容性负载会使频率稳定性 变差 若考虑闭环系统中运放的输出阻抗，则运放的有效开环 增益变为： 其中： RP = RF || RL 和 RX = RO || RF || RL 应用挑战 —— 尽管运放具有单位增益稳定性，但容性 负载也可能使系统变得不稳定。 图 16： 由于低的闭环增益和高容性负载， 此运放配置可能不稳定。 单位增益稳定运放可能变成不稳定的例子如图 16 所 示。 开环输出阻抗为 400Ω 。使用上述的 RP 和 RX 公式： RP = 10kΩ || 10kΩ =2.5kΩ RX = 400Ω || 10kΩ || 5kΩ = 357Ω 示，同时也显示了运放的实际 AOL 曲线。 反馈传递函数为： 1/ β = 1 + 10kΩ / 10kΩ 1/β 的波德图也显示在图 17 中。 图 17： 运放的容性负载降低了系统的稳定 性。该波德图显示了 图 16 所示电路中负载的影 响。 通过这种简单的计算，可以看出电路出现不稳定的可能 性很大。 任何电路板上的寄生电容都将加剧出现不稳定 情况的可能性。 通过采用图18所示的电路对容性负载的影响进行校正。 图 18： 大多数情况下，在运放输出和容性 负载间增加的电阻 RISC 可以消除任何不必要的振 荡 VIN VOUTAOL(S) RO RF RL RIN CL - + AOL′ jω( ) AOL jω( ) RP RP RO+ ---------------------     1 1 RXCL jω( )+ -----------------------------------  = VIN VOUT MCP602 RO 5kΩ 10kΩ 10nF - + 400Ω 10kΩ 1pF 至 2pF 电路板 寄生电容 模拟 多路开关 VIN VDD RISO VOUT CL MCP60X AN723 满功率带宽 V = V = 5V DS00723A_CN 第 8 页 初稿  2008 Microchip Technology Inc. 参数讨论——运放的满功率带宽（FPBW）为运放的输 出摆幅在未发生明显失真的情况下能够达到满量程动态 范围时的最大频率。在频率较低时， FPBW 由运放的 输出摆幅限制。在频率较高时，运放的响应受其压摆率 限制。压摆率的定义将在本应用笔记的时域参数部分讨 论。由于运放压摆率限制导致的失真开始出现在正弦波 具有最大 dV/dt 时或波形峰 - 峰值的中间点。使正弦波 的最大斜率等于运放在较高频率下的压摆率，则满功率 响应等于： MCP601 CMOS 运放的 FPBW 如图 20 所示。 图 19： MCP601 满功率带宽 应用挑战 —— 在 A/D 转换器应用中， A/D 转换器的输 入通常由运放来驱动。很可能根据单位增益带宽来选择 运放，但是，若应用中需要使用到 A/D 转换器的整个动 态范围，此时，所需要的放大器带宽将大大小于单位增 益带宽。这种电路如图 20 所示，其中使用单电源运放 MCP601 来驱动 12 位 A/D 转换器 MCP3201。 如图 19 所示，MCP601 的 FPBW 为 80 kHz，而其单位增益带 宽（针对小信号参数）为 2.8 MHz （典型值）。 图 20： MCP601 用于驱动 MCP3201, 12 位 A/D 转换器 若 MCP3201 的采样频率为 50kHz，则该电路中的运放 必须能够在 图 21 所示的 VA/D 节点以 1/2 奈奎斯特频率 或 25kHz驱动满量程信号。 MCP601的 FPBW 超过 25 kHz 三倍多，因而完全能够满足性能要求。 时域参数 运放电路的时域响应反映了前面关于频率的讨论在真实 世界的结果。 图 21 以图形化的方式定义了运放在时域 中的各项参数。图中的波形是电路在输入阶跃信号时运 放输出端的波形。以下讨论均将基于这幅图展开。 图 21： 也可以使用图中定义的参数描述闭 环系统中运放的时域阶跃响应 压摆率 （SR） 参数讨论 —— 运放的压摆率（SR）参数表示放大器输 入端驱动输出端达到满幅电压变化的速度。运放内部电 路控制着压摆率，取决于对内部电容充 / 放电的涓流的 量。此参数的单位为伏 / 秒。压摆率是在输入电压满量 程变化时运放输出电压从满幅的 10% 变化至 90% 的过 程中测得的。 在缓冲器或跟随器电路中，对运放的这项 参数提出了最大的挑战，其电路配置如图 22 所示。在 这种配置下，运放的反相输入端直接连接到缓慢变化的 输出端，从而使输入端电路工作到其线性区。 fFP SR πVp p–--------------------= 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 1000 10000 100000 1000000 10000000 Frequency (Hz) Fu ll- S ca le O ut pu t V ol ta ge S w in g (V ) VDD = 5V 1K 10K 100K 1M 10M VIN RIN - + RF MCP3201 DD REF VA/D 采样速率 = 50KHZ MCP601 AN723 VDD = VREF = 5V  2008 Microchip Technology Inc. 初稿 DS00723A_CN 第 9 页 图 22： 压摆率最困难的测试条件是缓冲器 配置，如图所示。 稳定时间 （ts）和超调 在满量程摆幅顶端或低部的瞬变区域，会发生一定程度 的振铃。这种振铃直接与闭环系统的相移有关，使用超 调和信号在规定的误差带宽内达到稳定的时间来描述。 超调的百分比（ %）由系统开始振铃时出现的波形的最 高峰值定义。系统超调的幅度及其稳定所需的时间直接 跟系统在频域的相移有关。 放大器电路的稳定时间（ts）定义为运放输出开始变化 并在规定的误差带宽内稳定所需的时间。这个时间从输 出端响应输入激励开始，至输出信号超过误差带宽截 止，如 图 21 所示。 应用挑战 —— ts 引起的误差在运放的共模输入为满量 程阶跃信号时最明显。 此时，运放输出会以满压摆率 （SR）上升，然后稳定为其最终值（ts）。例如， 图 16 所示的电路被集成进图 23 所示的电路中。尽管系统的 信号是缓慢变化的，但多路开关也能为放大器提供阶跃 信号。 此运放系统的阶跃响应如图 24 所示。 图 23： 图 16 所示的驱动器配置被用于此 多路开关电路中。驱动电路并不会使系统不稳 定，但是在运放电路稳定到最终值期间， A/D 转 换器的转换会被延迟。 图 24： 闭环系统中运放的相移在阶跃响应 中反映为超调 （15%）和振铃 参考资料 Wait, Huelsman, Korn, “Introduction to Operational Amplifier Theory and Applications”, McGraw Hill, 1975. Baker, Bonnie C, 《运算放大器的结构和直流参数》 , AN-722, Microchip Technology, Inc. Ott, Henry W., “Noise Reduction Techniques in Elec- tronic Systems”, John Wiley & Sons, 1988. Frederiksen, Thomas M., “Intuitive Operational Amplifi- ers”, McGraw Hill, 1988. VIN VOUT MCP601 - + VIN MCP601 5kΩ 10kΩ 10nF - + 10kΩ 1pF 至 2pF 模拟 多路开关 MCP3201 请注意以下有关 Microchip 器件代码保护功能的要点： • Microchip 的产品均达到 Microchip 数据手册中所述的技术指标。 • Microchip 确信：在正常使用的情况下， Microchip 系列产品是当今市场上同类产品中最安全的产品之一。 • 目前，仍存在着恶意、甚至是非法破坏代码保护功能的行为。就我们所知，所有这些行为都不是以 Microchip 数据手册中规定的操 作 规范 编程规范下载gsp规范下载钢格栅规范下载警徽规范下载建设厅规范下载 来使用 Microchip 产品的。这样做的人极可能侵犯了知识产权。 • Microchip 愿与那些注重代码完整性的客户合作。 。代码 代码保 Act） 止这 提供本文档的中文版本仅为了便于理解。请勿忽视文档中包含 的英文部分，因为其中提供了有关 Microchip 产品性能和使用 情况的有用信息。Microchip Technology Inc. 及其分公司和相 关公司、各级主管与员工及事务代理机构对译文中可能存在的 任何差错不承担任何责任。建议参考 Microchip Technology Inc. 的英文原版文档。 本出版物中所述的器件应用信息及其他类似内容仅为您提供便 利，它们可能由更新之信息所替代。确保应用符合技术规范， 是您自身应负的责任。Microchip 对这些信息不作任何明示或 暗示、书面或口头、法定或其他形式的声明或担保，包括但不 限于针对其使用情况、质量、性能、适销性或特定用途的适用 性的声明或担保。 Microchip 对因这些信息及使用这些信息而 引起的后果不承担任何责任。如果将 Microchip 器件用于生命 维持和 / 或生命安全应用，一切风险由买方自负。买方同意在 由此引发任何一切伤害、索赔、诉讼或费用时，会维护和保障 • Microchip 或任何其他半导体厂商均无法保证其代码的安全性 代码保护功能处于持续发展中。 Microchip 承诺将不断改进产品的 为违反了《数字器件千年版权法案（Digital Millennium Copyright 件或其他受版权保护的成果，您有权依据该法案提起诉讼，从而制 DS00723A_CN 第 10 页 Microchip 免于承担法律责任，并加以赔偿。在 Microchip 知识 产权保护下，不得暗中或以其他方式转让任何许可证。 商标 Microchip 的名称和徽标组合、 Microchip 徽标、 Accuron、 dsPIC、 KEELOQ、 KEELOQ 徽标、 MPLAB、 PIC、 PICmicro、 PICSTART、 PRO MATE、 rfPIC 和 SmartShunt 均为 Microchip Technology Inc. 在美国和其他国家或地区的 注册商标。 FilterLab、 Linear Active Thermistor、 MXDEV、 MXLAB、 SEEVAL、SmartSensor 和 The Embedded Control Solutions Company 均为 Microchip Technology Inc. 在美国的注册商 标。 Analog-for-the-Digital Age、 Application Maestro、 CodeGuard、 dsPICDEM、 dsPICDEM.net、 dsPICworks、 dsSPEAK、 ECAN、 ECONOMONITOR、 FanSense、 In-Circuit Serial Programming、 ICSP、 ICEPIC、 Mindi、 MiWi、MPASM、MPLAB Certified 徽标、MPLIB、MPLINK、 32 保护并不意味着我们保证产品是 “牢不可破”的。 护功能。任何试图破坏 Microchip 代码保护功能的行为均可视 》。如果这种行为导致他人在未经授权的情况下，能访问您的软 种行为。  2008 Microchip Technology Inc. mTouch、PICkit、PICDEM、PICDEM.net、PICtail、PIC 徽标、 PowerCal、 PowerInfo、 PowerMate、 PowerTool、 REAL ICE、 rfLAB、 Select Mode、 Total Endurance、 UNI/O、WiperLock和ZENA均为Microchip Technology Inc.在 美国和其他国家或地区的商标。 SQTP 是 Microchip Technology Inc. 在美国的服务标记。 在此提及的所有其他商标均为各持有公司所有。 © 2008, Microchip Technology Inc. 版权所有。 Microchip 位于美国亚利桑那州 Chandler 和 Tempe 与位于俄勒冈州 Gresham 的全球总部、设计和晶圆生产厂及位于美国加利福尼亚州和 印度的设计中心均通过了 ISO/TS-16949:2002 认证。公司在 PIC® MCU 与 dsPIC® DSC、KEELOQ® 跳码器件、串行 EEPROM、单片机外 设、非易失性存储器和模拟产品方面的质量体系流程均符合 ISO/TS- 16949:2002。此外， Microchip 在开发系统的设计和生产方面的质量体 系也已通过了 ISO 9001:2000 认证。  2008 Microchip Technology Inc. DS00723A_CN 第 11 页 美洲 公司总部 Corporate Office 2355 West Chandler Blvd. Chandler, AZ 85224-6199 Tel: 1-480-792-7200 Fax: 1-480-792-7277 技术支持： http://support.microchip.com 网址：www.microchip.com 亚特兰大 Atlanta Duluth, GA Tel: 678-957-9614 Fax: 678-957-1455 波士顿 Boston Westborough, MA Tel: 1-774-760-0087 Fax: 1-774-760-0088 芝加哥 Chicago Itasca, IL Tel: 1-630-285-0071 Fax: 1-630-285-0075 达拉斯 Dallas Addison, TX Tel: 1-972-818-7423 Fax: 1-972-818-2924 底特律 Detroit Farmington Hills, MI Tel: 1-248-538-2250 Fax: 1-248-538-2260 科科莫 Kokomo Kokomo, IN Tel: 1-765-864-8360 Fax: 1-765-864-8387 洛杉矶 Los Angeles Mission Viejo, CA Tel: 1-949-462-9523 Fax: 1-949-462-9608 圣克拉拉 Santa Clara Santa Clara, CA Tel: 408-961-6444 Fax: 408-961-6445 加拿大多伦多 Toronto Mississauga, Ontario, Canada Tel: 1-905-673-0699 Fax: 1-905-673-6509 亚太地区 亚太总部 Asia Pacific Office Suites 3707-14, 37th Floor Tower 6, The Gateway Harbour City, Kowloon Hong Kong Tel: 852-2401-1200 Fax: 852-2401-3431 中国 - 北京 Tel: 86-10-8528-2100 Fax: 86-10-8528-2104 中国 - 成都 Tel: 86-28-8665-5511 Fax: 86-28-8665-7889 中国 - 香港特别行政区 Tel: 852-2401-1200 Fax: 852-2401-3431 中国 - 南京 Tel: 86-25-8473-2460 Fax: 86-25-8473-2470 中国 - 青岛 Tel: 86-532-8502-7355 Fax: 86-532-8502-7205 中国 - 上海 Tel: 86-21-5407-5533 Fax: 86-21-5407-5066 中国 - 沈阳 Tel: 86-24-2334-2829 Fax: 86-24-2334-2393 中国 - 深圳 Tel: 86-755-8203-2660 Fax: 86-755-8203-1760 中国 - 武汉 Tel: 86-27-5980-5300 Fax: 86-27-5980-5118 中国 - 厦门 Tel: 86-592-238-8138 Fax: 86-592-238-8130 中国 - 西安 Tel: 86-29-8833-7252 Fax: 86-29-8833-7256 中国 - 珠海 Tel: 86-756-321-0040 Fax: 86-756-321-0049 台湾地区 - 高雄 Tel: 886-7-536-4818 Fax: 886-7-536-4803 台湾地区 - 台北 Tel: 886-2-2500-6610 Fax: 886-2-2508-0102 台湾地区 - 新竹 Tel: 886-3-572-9526 Fax: 886-3-572-6459 亚太地区 澳大利亚 Australia - Sydney Tel: 61-2-9868-6733 Fax: 61-2-9868-6755 印度 India - Bangalore Tel: 91-80-4182-8400 Fax: 91-80-4182-8422 印度 India - New Delhi Tel: 91-11-4160-8631 Fax: 91-11-4160-8632 印度 India - Pune Tel: 91-20-2566-1512 Fax: 91-20-2566-1513 日本 Japan - Yokohama Tel: 81-45-471- 6166 Fax: 81-45-471-6122 韩国 Korea - Daegu Tel: 82-53-744-4301 Fax: 82-53-744-4302 韩国 Korea - Seoul Tel: 82-2-554-7200 Fax: 82-2-558-5932 或 82-2-558-5934 马来西亚 Malaysia - Kuala Lumpur Tel: 60-3-6201-9857 Fax: 60-3-6201-9859 马来西亚 Malaysia - Penang Tel: 60-4-227-8870 Fax: 60-4-227-4068 菲律宾 Philippines - Manila Tel: 63-2-634-9065 Fax: 63-2-634-9069 新加坡 Singapore Tel: 65-6334-8870 Fax: 65-6334-8850 泰国 Thailand - Bangkok Tel: 66-2-694-1351 Fax: 66-2-694-1350 欧洲 奥地利 Austria - Wels Tel: 43-7242-2244-39 Fax: 43-7242-2244-393 丹麦 Denmark-Copenhagen Tel: 45-4450-2828 Fax: 45-4485-2829 法国 France - Paris Tel: 33-1-69-53-63-20 Fax: 33-1-69-30-90-79 德国 Germany - Munich Tel: 49-89-627-144-0 Fax: 49-89-627-144-44 意大利 Italy - Milan Tel: 39-0331-742611 Fax: 39-0331-466781 荷兰 Netherlands - Drunen Tel: 31-416-690399 Fax: 31-416-690340 西班牙 Spain - Madrid Tel: 34-91-708-08-90 Fax: 34-91-708-08-91 英国 UK - Wokingham Tel: 44-118-921-5869 Fax: 44-118-921-5820 全球销售及服务网点 01/02/08 简介 频域参数 时域参数 图 1： 电压反馈型运放的频率模型 频域参数 波德图分析方法 图 2： 模拟系统的频率响应的特征可以采用波德图来表示。波德图…… 增益带宽积 （GBWP） 图 3：运放的典型应用为电压缓冲器或跟随器 图 4：不具有单位增益稳定性的运放的波德图。此时，在增益经过0 dB的频点处的相移接近-180度 图 5：图4波德图所示运放的单位增益阶跃响应显示出运放的非稳定性 图 6：MCP601单位增益放大器的波德图 图 7：MCP601单位增益稳定运放的阶跃响应 开环增益/相位 （AOL和PH） 闭环运放系统的稳定性 图 8： 运放电路的框图，包括运放增益单元 AOL和反馈网络 b。 图 9： 电路 9a中输入信号的直流增益为 (R2 / (R1+R2)(1+Rf / Rin)…… 图 10： 图 9a电路使用 VSTABILITY 作为输入源时反馈因子（1/b）倒数的波德图。 图 11： 这个闭环系统稳定， AOL 和1 / b 曲线相交点的相位变化为-90度。 图 12： 这个系统处于稳定的边缘，两个增益曲线相交点的相移为-135度。 图 13： 对于实际应用电路，如考虑电路板布线的寄生参数，则这个系统不稳定。 图 14： 对于实际应用电路，如考虑电路板布线的寄生参数，则这个系统也不稳定。 负载电容 （CL） - 输出阻抗 （ZO） 图 15： 运放输出端的任何负载都可能影响整个闭环电路的性能。容性负载会使频率稳定性变差。 图 16： 由于低的闭环增益和高容性负载， 此运放配置可能不稳定。 图 17： 运放的容性负载降低了系统的稳定性。该波德图显示了图16所示电路中负载的影响。 图 18： 大多数情况下，在运放输出和容性负载间增加的电阻Risc可以消除任何不必要的振荡。 满功率带宽 图 19： MCP601 满功率带宽 图 20： MCP601 用于驱动 MCP3201, 12 位 A/D 转换器 时域参数 图 21： 也可以使用图中定义的参数描述闭环系统中运放的时域阶跃响应 压摆率 （SR） 图 22： 压摆率最困难的测试条件是缓冲器配置，如图所示。 稳定时间 （ts）和超调 图 23： 图16 所示的驱动器配置被用于此多路开关电路中。驱…… 图 24： 闭环系统中运放的相移在阶跃响应中反映为超调（15%）和振铃 参考资料 商标 全球销售及服务网点