LM5116中文手册(DOC)

LM5116宽范围同步降压控制器 概述 该LM5116是一个同步降压控制器，适用于高输入电压或宽输入电压的环境中。其控制方式是电流模式控制，该控制方式是利用一个模拟出来的电流斜坡。电流模式控制提供了固有的线路前馈，以周期电流限制和易于循环的环路补偿。电流模式控制提供固有的线性前馈，周期性循环的电流限制以及环路补偿。仿真控制斜坡的使用可以减少脉宽调制电路的噪声灵敏度，是高输入电压应用中实现小占空比的可靠控制所必需的。其工作频率可编程，从50kHz至1MHz。LM5116是驱动外部高边和低边的NMOS电源开关，这两个MOS管有自适应的死区时间控制。可由用户选择二极管仿真的模式使芯片在轻负载时能够提高不连续工作模式的效率。低静态关断电流就能使芯片不工作，并消耗总输入电流中的10μA。其它特点包括一个高压偏置调节器、能自动切换到外部偏置以提高效率、热关断、频率同步、周期性限流、以及自适应线性欠压锁定。该芯片选用TSSOP-20的封装，具有一个额外的焊盘以增加散热，这种封装方式在大功率模式下是十分有效的。 特色 仿峰值电流模式 输入电压范围可达100V 低关断电流 能驱动 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 或逻辑级的MOS管 栅极驱动电流可高达3.5A 自由运行或同步操作到1MHz 可选择的二极管仿真模式 输出电压范围1.215V——80V 电压基准精度为1.5% 可编程限流 可编程软启动 可编程的线性欠压锁定 自动切换到外部偏置电压 TSSOP-20EP裸露焊盘 热关断 典型电路 引脚描述 引脚 名称 描述 1 VIN 芯片电源电压，输入电压 2 UVLO 如果UVLO引脚的电压低于1.215V，调节器会进入待机模式（VCC调节器工作，开关驱动电路不工作）。如果UVLO引脚电压高于1.215V，这个调节器正常工作。可以通过外部分压器来设置欠压关断的阈值。当EN引脚为高时，这个引脚存在一个固定的5μA上拉电流。在工作在电流限制模式时，UVLO会每隔256个时钟周期被拉到地。 3 RT/SYNC 内部晶振可以通过一个该引脚和地之间的电阻来设置。推荐的频率范围为50kHz至1MHz。内部振荡器可通过耦合一个交流上升沿到这个节点来同步至外部时钟。 4 EN 如果EN引脚低于0.5V，调节器会进入低功耗模式，并从VIN获取少于10μA的电流。在正常工作状态，EN电压必须拉到3.3V。 5 RAMP 斜坡控制信号。在该引脚和地之间的外部电容可以设置用于电流模式控制的斜坡坡度。 6 AGND 模拟地 7 SS 一个外部电容和内部10μA的电流源可以设置误差放大器参考电压上升沿的软启动时间常数。在VCC<4.5V或UVLO<1.215V或EN低电平或热关断时SS引脚保持在低电平。 8 FB 稳压输出端的反馈信号。这个引脚和内部误差放大器的反相输入端相连。调节阀值是1.215V。 9 COMP 内部误差放大器的输出端。这个环路补偿网络必须连接在该引脚和FB引脚之间。 10 VOUT 输出检测器。直接和输出电平相连。 11 DEMB 二极管仿真模式下低边MOS管源极电平的监控器。在启动进入预偏置负载时，将该引脚连接在CGS和地的连接点。在完全同步工作时，用一个外部串联电阻将DEMB和地相连，使二极管仿真阈值提高到低边开关管开启电压以上。 12 CS 电流检测放大器的输入。连接到电流检测电阻器的顶部，如果用低边MOS管的RDS(ON)作为电流检测电阻，则连接到MOS管的漏极。 13 CSG 电流检测放大器的输入。连接到检测电阻的底部，如果用低边MOS管的RDS(ON)作为电流检测电阻，则连接到MOS管的源极。 14 PGND 电源地。 15 LO 通过一条短且低感的路径连接到低边同步管的栅极。 16 VCC 通过一个尽量靠近控制器的低ESR/ESL的电容实现局部解耦。 17 VCCX 可选择的外部VCC电压输入引脚。如果VCCX>4.5V，VCCX在内部连接到VCC，此时内部VCC调节器不起作用。若VCCX不使用，要接地。 18 HB 为自举高边栅极驱动器提供驱动电压。和自举二极管的阴极以及自举电容的正端相连。自举电容提供改变高边MOS管栅极的电流，因此必须放置在尽量靠近控制器的位置。 19 HO 通过一条短且低感的路径连接到高边同步管的栅极。 20 SW 开关节点，连接到自举电容的负端以及高边MOS管的源极。 EP EP 裸焊盘。焊锡到地平面。       绝对最大额定值 VIN to GND -0.3V to 100V VCC, VCCX, UVLO to GND（不能超过VIN电平） -0.3 to 16V SW, CS to GND -3.0 to 100V HB to SW -0.3 to 16V HO to SW -0.3 to HB+0.3V VOUT to GND -0.3 to 100V CSG to GND -1V to 1V LO to GND -0.3 to VCC+0.3V SS to GND -0.3 to 7V FB to GND -0.3 to 7V DEMB to GND -0.3 to VCC RT to GND -0.3 to 7V EN to GND -0.3 to 100V ESD Rating HBM（LO、HO、HB的等级在1kV，VIN的等级在1.5kV，其他都在2kV) 2 kV Storage Temperature Range -55°C to +150°C Junction Temperature +150°C     工作范围(RAMP和COMP是输出引脚，因此它们没有被指定外部电压应用指标) VIN 6V to 100V VCC, VCCX 4.75V to 15V HB to SW 4.75V to 15V DEMB to GND -0.3V to 2V Junction Temperature -40°C to +125°C     电气特性 典型性能参数（略，见手册） 框图和典型应用电路 详细工作说明 LM5116高压开关调节器能实现高效率的高压降压调节器的所有功能，并使用最少的外围器件。该稳压器集成了能提供2A峰值电流的高边和低边MOS管的驱动器电容。这个调节器控制方法是利用仿电流斜坡的电流模式控制。仿峰值电流模式控制提供固定的线性前馈、周期性的电流限制、简单的环路补偿。仿真控制斜坡的使用减少了脉宽调制电路的噪声灵敏度，是高输入电压应用中实现小占空比的可靠控制所必需的。其工作频率可编程，从50kHz至1MHz。振荡器/同步引脚，可将工作频率由一个电阻或外部同步时钟来设置。故障保护功能包括电流限流、热关断、远程关断能力。当输入电压小于用户设定的阈值时，欠压锁定会使调节器关断，同时使能输入端的使能功能使调节器工作在极低的关断电流。TSSOP-20封装模式有一个额外的裸露焊盘以增加散热功能。 高压启动调节器 LM5116含有一个双模式的内部高压启动调节器，既为PWM控制器提供VCC偏置电源，也为高边降压MOS管提供自举栅极驱动。输入引脚（VIN）能直接连到高达100V的输入电压源。当输入电压低于10.6V时，低压差开关直接将VCC连到VIN。在这个电压范围内，VCC接近于VIN。当VIN电压高于10.6V时，低压差开关失效，VCC调节器将VCC电压维持在7.4V。芯片能够工作在6V到100V就是通过该双模式稳压器实现的。该VCC调节器的输出电流被限制在26mA。上电初始，调节器将电流灌入和VCC引脚相连的电容。当VCC引脚上的电压超过4.5V，切UVLO引脚上的电压大于1.215V。输出开关工作，软启动开始。输出开关持续工作直到VCC电压跌落到4.5V以下、EN引脚被拉低、UVLO引脚低于1.215V或管芯温度超过热门限。 有额外绕组电感的VCCX偏置电源 输出电压驱动的偏置电源可以应用在VCCX引脚，以较少IC的功耗。如果偏置电源电压大于4.5V，内部调节器会关闭以减少IC的功耗。在正常工作时，VCC调节器通过VCC和VIN之间的反向偏置二极管串联。当输出电压在5V到15V之间时，可以将VOUT和VCCX直接相连。当VOUT<5V时，输出端电感可以加到VOUT端。如果偏置绕组可以提供比输入电压VIN更大VCCX，从输入电源到VIN引脚间要加一个外部阻塞二极管，防止VCC向输入电源放电。 在高电压应用中要特别注意采取措施，确保在VIN引脚不超过绝对最大额定电压为100V。在线路或负载瞬态，VIN上的电压振铃超过绝对最大额定值可能会损坏IC。仔细的PCB布局和高品质的靠近VIN和GND引脚的旁路电容是必不可少的。 使能 LM5116有一个使能脚，允许非常低的输入关断电流。如果使能引脚拉到0.5V以下时，稳压器??进入关闭状态，从VIN引脚拉少于10μA的电流。EN高于3.3V时，调节器回复正常工作。如果不需要此功能，EN引脚可以直接连接到VIN。该引脚不能悬空，1MΩ的上拉电阻可以用于集电极开路的控制信号接口上。 使能电路                              使能偏置电流和电压 UVLO 欠压锁定引脚使调节器无需进入关断状态就失效。如果UVLO引脚被拉低于1.215V，调节器进入软启动电容放电和输出禁止的待机操作模式，但VCC调节器仍然工作。当UVLO电压拉到1.215V以上，控制器恢复到正常工作。输入端到地之间的分压器可以用来设置VIN欠压输入状态和输入故障的阈值。在UVLO引脚内部的5μA的上拉电流允许该引脚在欠压锁定功能不用时保持空置。 UVLO引脚也可以用来实现暂时的电流限制。如果电流限制故障存在超过256个连续的时钟周期，UVLO引脚将在内部下拉至200mV，然后被释放。UVLO引脚和地之间的电容可以用来设置暂时电流限制模式的时间。当此功能和分压器一起使用时，在输入欠压条件下。在电阻顶部的二极管可以用于电容放电。 振荡器和同步功能 LM5116的振荡频率是由一个连接在RT/SYNC和AGND之间的外部电阻设置的。这个电阻必须非常靠近驱动器，且直接连接到IC的引脚上。为了得到一个期望的振荡频率（fsw）,这个电阻的值可以通过以下的等式计算： RT=(T-450ns)/284pF 其中T=1/ fsw , RT 的单位是欧姆，450ns 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 示固定的关闭时间。 RT/SYNC引脚可以将内部振荡器和外部时钟相连。这个外部时钟必须比由外部电阻设置的固定频率要高。内部振荡器可通过耦合一个交流上升沿到这个节点来同步至外部时钟。RT/SYNC引脚的正常电压是1.215V，当高于4V时，关断内部同步脉冲的检测。推荐5V的幅值信号和100pF的耦合电容。固定频率的理论设定值要比外部时钟低15%。如果同步频率比固有频率高出两倍，可能导致脉宽调制器工作异常。 误差信号放大器和PWM比较器 这个内部高增益误差放大器可以使调节器的输出电压和内部的高精度基准电压的差分误差信号成比例放大。误差放大器的输出和COMP引脚相连，使用户设置环路补偿网络，该补偿网络属于第二类。这个补偿网络可以产生频率极低的极点，一个中等带宽的零点，一个噪声消减的高频极点。这个PWM比较器将斜坡发生器的电流检测信号和COMP引脚上的误差放大器的输出电压想比较。 斜坡发生器 电流模式控制中脉宽调制器上的斜坡信号直接来自降压开关电流。这个开关电流感应出电感电流的上升沿。为PWM斜坡提供这个信号可以简化控制回路响应信号极点和提供固定输入电压前馈补偿的传输功能，PWM控制使用降压开关电流信号的缺点是由于电路中存在原本应该滤除的寄生效应，会产生一个非常大的上升沿过冲。同时，电流测量也可能引入明显的传输延时。滤波器、占空时间、传输延时都会限制能到达的最小脉冲宽度。在实际应用中，当输入电压远大于输出电压时，小脉宽和小占空比的控制就非常需要调节了。LM5116利用一个独立的、不用测量降压开关电流就能重建信号的斜坡发生器。描绘或仿真电感电流可以给PWM比较器提供一个没有上升沿过冲和测量或滤波延时的斜坡信号。这个重建的电流信号包括两个元素，一个是采样保持的直流分量，一个是仿真的电流斜坡。 电流感应信号的组成 这个直流分量是从测量低边MOS管或电流感应电阻得来的。MOS管或感应电阻上电压仅仅在降压开关下一个传导间隙开始之前采样并保持。电流感应和采样保持是直流信号重建。电流斜坡的上升坡度是通过RAMP和AGND间的一个外部电容和一个内部电压控制电流源来产生的。产生电感电流的斜坡电流源是通过以下关于VIN和VOUT的电压得出的： IR=5μA/V*（VIN-VOUT）+25μA 斜坡电容（CRAMP）的正确选择要依靠输出电感值（L）和电流感应电阻（RS）得出。为了产生正确的电流，直流采样保持值和斜坡幅值必须同样从负载电流得出。 公式 小学单位换算公式大全免费下载公式下载行测公式大全下载excel公式下载逻辑回归公式下载 为： 其中gm是斜坡发生器的跨导（5μA/V），A是电流感应放大器的增益（10V/V）。这个斜坡电容应该非常靠近驱动器且直接连在IC的两个引脚上（RAMP和AGND）。 感应电流的平均值和采样感应电流的直流分量的不同是在稳定工作条件下的不稳定性。这个不稳定性指次谐波振荡，在下一个开关周期的开始时，如果感应冲击电流不能回到它的初始值，就会出现次谐波振荡。次谐波振荡有明显的交流宽度和开关节点出现窄脉冲等特点。增加固定坡度的电压斜坡（坡度补偿）在电流感应信号上可以防止这个振荡。来自仿真电流源的25μA的偏置电流可以给5V输出提供最佳的斜坡信号补偿。在更高的输出电平的条件下，可能需要额外的坡度补偿。斜坡电容可以降低它的标定值，以增加斜坡补偿坡度。 直流采样电流通过CS和CSG引脚和电路感应电阻（RS）或者低边MOS管的RDS(ON)相连获得。当使用RDS(ON)感应时，RS = RDS(ON)。在这种情况下，为了得到期望的电流限制，将电流感应放大器的增益适应一个较低的值是很有用的。将一个外部电阻RG和CS和CSG串联，电流感应放大器增益A为： A≈10k/(1k+RG) 电流限制 LM5116有一个电流监控模式以防止电路进入过流状态。只要设置正确，仿真电流感应信号可以和降压开关电流通过由电流限制感应电阻决定的比例系数成比例增加。这个仿真斜坡信号用于电流限制比较器。如果仿真斜坡信号超过1.6V，电流循环停止（周期性电流限制）。这个斜坡放大器和VIN-VOUT成比例。如果VOUT短路，空闲周期将会直接减少。为了在较长的电流限制条件下，更好地保护外部开关，一个内部计数器在限流条件下计算时钟脉冲。当计数器检测到256个连续的时钟周期，这个调节器进入一个低功耗的电流限制打嗝模式。这个调节器通过暂时拉低UVLO和释放软启动电容来实现关断。当UVLO变回1.215V时，调节器重启一个完全的软启动循环。这个过程一直持续到故障被消除。这个打嗝间歇周期可以通过UVLO和地之间的电容来控制。低输出电感和高输入电压的情况下，开关电流可能会由于电流限制比较器的延时传输而出现过冲。如果过冲存在，采样保持电路检测到这个过度的循环电流。如果采样保持电路直流分量超过内部直流限制阈值，这个降压开关会不工作，并持续跳脉冲直到电流衰减到电流限制阈值以下。出现过冲电流后感应电流会进入衰减，这个方式可以通过传输延时和感应饱和的方式避免电流衰减的情况出现。 限流和斜坡电路 在低边MOS管的源极用电流感应电阻比RDS(ON)感应的方式能提供更好的电流限制精度。RDS(ON)感应的方式由于MOS管RDS(ON)会随着温度变动，以及不同器件间的变动而导致精度较低。CS和CSG引脚会和电流感应电阻或MOS管的开集合源极相连。 触发电流限制比较器的冲击电流是： IPEAK=(1.1V-25μA*tON/CRAMP)/(A*RS)≈1.1V/(A*RS) tON是高边MOS管的打开时间。1.1V的阈值是电流限制比较器的1.6V参考电平和电流检测放大器的0.5V偏置的压差。电流检测放大器上的偏置使感应电流的纹波在完全同步工作时达到-0.5V/（A*RS） 电流限制迟滞是为了防止当VOUT给VCCX供电时在阈值附近的振荡。当4.5V 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 可以防止偶发性的器件过热导致灾难性的故障。 应用信息 外部器件 计算外部器件的过程在下面的设计实例中举例说明。设计器件的清单在TABLE1中。Figure 15中的电路按如下规格配置: ● 输出电压=5V； ● 输入电压=7~60V； ● 最大负载电流=7A； ● 开关频率=250kHz 简化公式作为设计方法的通用方针。详细公式在小节的最后提供。 定时电阻 RT用于设置振荡器的开关频率。一般，高频应用时阻抗较小，但会有较高的损失。250kHz的工作频率是高频和小尺寸的统一。250kHz开关频率下的RT阻抗可以通过以下的公式计算： RT选择最接近标准值的12.4kΩ。 输出电感 电感值根据工作频率、负载电流、纹波电流和输入输出电压确定。 已知开关频率（fSW），最大纹波电流（IPP），最大输入电压（VIN(MAX)）和标称输出电压（VOUT），电感值可按如下计算： 最大纹波电流在输入电压最大时出现。典型地，IPP 等于20%到40%的满负载电流。当工作在二极管仿真模式时，最大纹波电流应该小于两倍的最小负载电路。在完全同步工作时，高纹波电流可以被接受。如果允许高纹波电流，可以使用更小的电感，但也会使输出端电容在平整纹波电流得到低输出纹波电压方面，承受更多的压力。在这个例子中，为了更小的电感，选择40%的纹波电流： 使用近似的6μH标准值。这个电感必须以冲击电流来计算，以防止饱和。在正常工作期间，冲击电流为最大负载电流加最大纹波。在正确调整器件值并过负载条件下，冲击电流被限制在VCS(TH)/RS(见下一节)。在输出短路时的最大输入电压，电流谷值必须在高边MOS管允许打开前降到VCS(TH)/RS以下。这个冲击电流进入稳定状态可以增加到VIN(MAX)×TON(MIN)或更高。选择的电感都必须按照这个条件来选值，特别是在抬升额定饱和电流的温度时，可能出现显著的下降。 电流感应电阻 电流限制通过电流感应电阻值(RS)来设定。 为了得到5V的输出，最大电流感应信号出现在最下输入电压时，因此RS如下计算： 在这个例子中，VCCX=0V，因此VCS(TH)=0.11V。这个电流感应电阻如下计算： 最接近标准值的较低RS为10mΩ。 斜坡电容 当电感和感应电阻值选好后，斜坡电容的值（CRAMP）在仿真斜坡电路时是必须的： 其中，输出电感L的值单位是H，gm是斜坡发生器的跨导（5μA/V），A是电流感应运放的增益（10V/V）。在5C输出设计实例中，斜坡电容计算如下： CRAMP选择近似标注值270pF。推荐选用一个5%COG类型的电容或者更小公差的电容。 输出电容 输出电容可以平整电感纹波电流，提供一个给暂态负载充电的源。在此设计实例中，选择5个100μF的陶瓷电容。陶瓷电容提供非常低的等效串联阻抗（ESR），但是由于直流偏置，电容容值会出现显著的衰减。从厂商数据手册中可知，在250kHz下的ESR是2mΩ/5=0.4 2mΩ，在5V时电容容值下降36%。这个已经通过测试电路的输出纹波电压和频率响应证实。主要器件的输出纹波电压按如下计算： 代入5V设计实例的典型值，则： 输入电容 调节器提供的电压在开关频率下具有较大的电源阻抗。高质量的输入电容在抑制VIN在打开期间提供开关电流时的电压纹波方面是必须的。当降压开关打开时，开关电流进入电感电流波形的谷值。这个输入电容应该选择RMS电流等级以及最小的纹波电压。一个好的符合纹波电流等级要求的近似值是IRMS>IOUT/2。 低ESR的高质量陶瓷电容被选择用于输入滤波器。考虑到电容公差和电压等级，使用4个2.2μF的100V的陶瓷电容在典型应用电路中。用陶瓷电容，输入纹波电压会是三角形，峰值在50%的占空比。考虑到直流偏置电容的变化，输入纹波电压近似为： 当变换器连接到输入电源，会产生一个由线路阻抗和输入电容组成的谐振电路。如果期望在LM5116的最大额定值附近出现阶跃输入电压骤变，应该对器件VIN引脚上的振荡和可能的过冲做一个仔细的评估。为了尽量减小过冲，使CIN>10×LIN。典型电流阻抗和谐振频率为： 变换器会出现一个负向输入阻抗，在最小输入电压下最小： 输入滤波器的阻尼因子是： 当δ=1时，输入滤波器在临界阻尼。这可能很难达到实际器件的值。在δ<0.2时，输入滤波器将出现显著的振铃。如果δ=0，或者负值，电路中可能没有足够的电阻，输入滤波器会维持振荡。当工作接近最小输入电压，CIN端需要一个铝电解电容，用于缓冲输入，为了典型工作台测试的建立。目前电流基于开关频率下的相对阻抗，划分为陶瓷电容和铝电解电容。 VCC电容 VCC电容(CVCC)的主要目的是为了给LO驱动器和自举二极管（D1）提供瞬间电流峰值，也给VCC调节器提供稳定工作。这些电流峰值可达几个安培。CVCC的推荐值应该不小于0.47μF，同时又有高品质、低ESR，陶瓷电容要靠近IC引脚以尽量减少引线电感造成的潜在的破坏性电压瞬变。在本设计中选择1μF。 自举电容 自举电容（CHB）在HB和SW引脚之间，在每个循环打开期间提供门级电流给高边MOS管栅极充电，也给自举二极管（D1）提供恢复电荷。这些电流峰值可达到几个安培。推荐自举电容值至少达到0.1μF，同时有好的品质、低ESR，陶瓷电容要靠近IC引脚以尽量减少引线电感造成的潜在的破坏性电压瞬变。自举电容的绝对最小值可按如下方法计算： 其中Qg是高边MOS管的栅极电荷，ΔVHB是加在CHB上的可承受的电压。 软启动电容 SS引脚上的电容（CSS）决定软启动的时间。这个时间是参考电平和输出电平达到最终调节值的时间。CSS的值由以下公式决定： 在这个应用中，0.01μF的电容值可设置软启动时间1.2ms。 输出电压分压器 RFB1和RFB2设置输出电压等级，这些电阻的比值可以按如下方式计算： RFB1是1.21kΩ时分压器电流为1mA。分压器电流可以减少到100μA当RFB1=12.1kΩ。在本例中设计为5V输出，RFB1=1.21kΩ，RFB2=3.74kΩ。 UVLO分压器 一个电压分压器和滤波器应该和UVLO引脚相连为了给调节器设置最小工作电压VIN(MIN)。如果这个功能需要，为了确定适当的RUV2、RUV1的电阻值和CFT，接下来的过程就需要使用。 1. RUV2必须足够大，以至于如果发生电流限制，内部的UVLO开关就会将UVLO拉到200mV以下。如果 ，这个就可以保证。其中VIN(MAX)是最大输入电压，RUV2单位是Ω。 2. 为了得到适当的RUV2值，RUV1可以通过以下公式选择： 其中VIN(MIN)就是想要得到的关断电压。 3. 电容值CFT可以为分压器提供滤波器，决定电流限制时“打嗝”模式关闭时间的占空比。当CFT被用在分压器的连接点时，顶部电阻旁的二极管可以用于CFT的放电，如果输入电压不足的时候。 如果欠压关断不需要，RUV1和RUV2可以除去，同时关闭时间变为： 当使用外部分压器的调节值时，UVLO引脚上的电压应该不能超过16V。有必要将UVLO引脚的电压箝位在高输入电压。在本设计实例中，RUV2=102kΩ和RUV1=21kΩ设定关断电压在6.6V。如果需要持续短路保护，CFT≥1μF可以限制短路功耗。当使用CFT、RUV1、RUV2时，也可以使用D2。 MOS管 功率MOS管的选择也是由开关频率来考虑的。高边和低边MOS管的关闭损耗是决定不同器件的相对效率一个方式。当使用分离的SO-8封装的MOS管，LM5116最有效地输出2A到10A的电流。功率MOS管的损耗包括传导损耗、栅极充电损耗、开关损耗。传导或者I2R损耗PDC，由下式近似得出： 其中D是占空比，1.3因子认为是由于加热导致MOS管导通阻抗增加的系数。也可以两者选一，1.3因子可以不要，但是MOS管的导通阻抗要根据数据手册中RDS(ON)VS温度的曲线来计算。栅极充电损耗，PGC，根据电流驱动功率MOS管的栅极电容，近似为： Qg指一个MOS管总的栅极电荷，‘n’指的是MOS管的个数。如果使用了不同种类的MOS管。‘n’可以被忽略，他们的栅极电荷累积成一个总的Qg。栅极充电损耗跟存在于LM5116的传导损耗和开关损耗不同，也不在MOS管的本身。LM5116更多的损耗也存在，如由内部线性调节器提供的栅极驱动电流。在短暂的转换周期如MOS管的开和关，开关损耗就会存在。在这个转换周期，电流和电压多出现在MOS管的通道上。这个开关损耗可以近似的： 其中tR和tF是MOS管的上升和下降时间。开关损耗只能通过高边MOS管来计算。低边MOS管的开关损耗可以忽略，因为低边MOS管的寄生二极管在MOS管本身之前打开。使漏极到源极的电压在开关导通时降到最小。在这个例子中，最大的漏源极电压应用在任意一个MOS管上都是60V。VCC在MOS管的栅极提供驱动电压。选用的MOS管要能承受60V加漏源极间的任何振铃，还可以运用至少VCC加栅极和源极间的振铃。在本例中，MOS管的好选择是Si7850DP。它的RDS(ON)是20mΩ，总的栅极电荷是14nC，上升和下降时间分别是10ns和12ns。在正常工作时需要维持降压比率较高的应用中，效率可以通过选择低Qg的高边MOS管和低的RDS(ON)低边MOS管来优化。 对于逻辑电平不是真的高压MOS管，使用UVLO功能非常重要。选择一个对完全增强MOS管栅极足够高的VCC和自举（HB）供电的最小工作电压。这可以防止在会导致MOS失效的接通或关闭电源时工作在线性区域。当输出电压供应给VCCX时，也需要作出类似的考虑。 MOS缓冲器 低边MOS管的电阻电容组成的缓冲网络可以减少开关节点上的振铃和尖峰。过度的振铃和尖峰会引起不稳定工作，并在输出端耦合尖峰和噪声。缓冲网络的值最好通过经验模型获得。首先，要使缓冲节点的引线长度最短。电阻值在5Ω和50Ω之间。增加缓冲电容的值可以增加阻尼，但会引入更高的损耗。选择一个在最大负载下能够给开关波形尖峰提供适当阻尼的最小缓冲电容。 误差放大器补偿 RCOMP、CCOMP、CHF可以配置误差放大器的增益特性以获得一个稳定的电压环路增益。电流模式控制的一个优点是能只通过两个反馈器件RCOMP、CCOMP来关闭环路。电压环路增益是调节器增益和误差放大器增益的结果。在5V的输出设计实例中，调节器被认为是理想的电压电流转换器。LM5116DC调节器的增益可以如下模拟： 调节器占优势的低频极点是由负载电阻（RLOAD）和输出电容（COUT）决定的。这个极点的转折频率是： 其中RLOAD =5V/7A=0.714Ω，COUT =320Μf(有效的)，因此fP(MOD)=700Hz 在5V设计实例中，调节器增益VS频率特性的测试结果如下图所示。 调节器增益和相位 RCOMP和CCOMP配置误差放大器工作在类型Ⅱ配置。误差放大器具有低频的极点和一个零点在fZEA=1/(2π×RCOMP×CCOMP)的DC增益为80dB。误差放大器的零点抵消了调节器的极点，得到电压环路交叉频率点的单极点响应。交叉频率点的单极点响应会产生一个90°相位的稳定环路。在本设计中，选择十分之一开关频率或25kHz目标环路带宽（交叉频率）。补偿网络的零点应该选择小于目标交叉频率的制定等级。这会使RCOMP的CCOMP乘积得到一个期望的补偿网络零点1/(2π×RCOMP×CCOMP)达到2.5kHz。增加RCOMP或成比例地减少CCOMP，可以增加误差放大器的增益。相反地，减少RCOMP或成比例地增加CCOMP，可以增加误差放大器的增益。在这个设计实例中，CCOMP选择3300pF，而RCOMP选择18kΩ。这些值可以配置补偿网络的零点在2.7kHz。这个误差放大器在这个频率点的增益远比fZEA大：RCOMP/RFB2，这个值接近于4.8（13.6dB）。 误差放大器增益和相位 总的电压回路增益可以通过调节器增益和误差放大器增益来预计。 总的电压回路增益和相位 如果网络 分析 定性数据统计分析pdf销售业绩分析模板建筑结构震害分析销售进度分析表京东商城竞争战略分析 仪有用，调节器的增益就可以测试，误差放大器可以配置成期望的环路转移函数。如果网络分析仪，误差放大器补偿器件可以根据提供的准则设计。阶段负载瞬态测试可以用来验证性能是否可接受。阶段负载的目标在有衰减响应的最小过冲。CHF增加到补偿网络里可以减少误差放大器的噪声磁化率。CHF的值必须十分小，因为这个额外电容会增加误差放大器瞬态功能的一个极点。这个极点必须大于环路交叉频率点。产生的极点近似点是：fP2=fZEA×CCOMP/CHF。在本设计中，这个值可以选择100pF。 PCB布局和热设计 在降压调节器中，有两个回路的电流开关很快速。第一个回路由输入电容开始，流经高边MOS管，到电感，然后输出到负载。第二个回路由输出电容的地开始，流经调节器的PGND，到电流感应电阻，流经低边MOS管，到电感，然后输出到负载。减小这个回路的面积可以降低杂散电感，减小噪声和可能的不稳定工作状态。推荐PCB的地平面将输入滤波电容和输出滤波电容以及调节器的PGND连接起来。将所有低功耗的地（CSS、RT、CRAMP）直接和调节器的AGND相连。将AGND和PGND在调节器底部的铜平面的顶部连接在一起。在这个调节器下面的地平面放置几个过孔，使其和大的地平面相连。输入电容的地连接点应该尽可能靠近低边MOS管的源极或者电流传感器的地连接点。 最大的功耗元件是两个MOS管。确定MOS管功率消耗的最简单方法是测试转换功耗（PIN-POUT），接着减去输出电感和所有缓冲电阻的功耗。 如果使用了一个缓冲器，功耗可以通过示波器观测电阻电压在开关转换期间的掉落情况计算得出。假设RC时间常数<<1/fSW P=C×V2×fSW 调节器有一个裸露的热焊盘以增加功率耗散。选择带裸露焊盘的MOS管可以增加这些器件功率耗散。导致的功率损耗首先在开关MOS管上。要仔细观察在高温下的RDS(ON)。同时在250kHz时，有一个低栅极电容的MOS管可以产生较低的开关损耗。