微弱信号检测的噪声和处理方法

微弱信号检测的噪声和处理 方法 快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载 黄佳亮 (揭阳市计量检定测试所 5 2 2 0 0 0 1 ) 前 言 随着 电子技术的应用深入到各个科学和专业领域 , 很多电信号需要检测 , 各种物理量也需 要转换为电信号来检测 。 由于自动化程度的提高 , 各个生产环节大都采取集中控制或检测 , 测 量仪器与被测对象之间的距离较远 , 环境条件较为复杂 。特别是被测信号是微弱的而且是深埋 在噪声中的 , 怎样对微弱信号进行检测越来越受到人们的重视 。特别是测量仪器仪 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 的 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 人 员和检测人员更不能忽视 。 我 已从事测量仪器仪表的设计 、修理 、调试 、检定有十八年 , 通过实践和参阅一些资料 , 对 从噪声中检测微弱信号的方法有了较为深刻的体会 。 现经 总结 初级经济法重点总结下载党员个人总结TXt高中句型全总结.doc高中句型全总结.doc理论力学知识点总结pdf 做一介绍 。 1 概述 微弱信号检测的方法是利用 电子学 、 物 理学和信息论方法 , 分析噪声产生规律 , 研究 信号的特征与相关性 , 来处理和恢复被噪声 复盖的微弱信号 。 微弱信号检测 中的噪声可 以来自测量系统的外部 , 也可以来 自测量系 统的内部 。 来自测量系统外部的如交流声和其它环 境干扰 。 可以通过妥善的屏蔽和 良好的接地 加以消除 。 频 率 高于 I OOOH z 或阻抗 大 于 I OO0 n 时 , 一般采用导体屏蔽 (铝或铜 ) 。对于 频率低或小阻抗 , 可以用磁屏蔽 (铁镍导磁合 金 、锰游金属 )和双绞线。 还可以将前放用单 独电池供电。 来自测量系统内部的有电路元件的固有 噪声 , 是不能消除的 , 仅能通过适当的处理方 法 , 电路设计和元器件选择使之尽可能减小。 这种固有噪声是无规则的 , 也即随机的 , 这是 微弱信号检测的基本噪声 , 是微弱信号检测 中必须认真研究的题 目。 一 3 8 一 微弱信号检测的测量精度决定于检测元 件(变换器 ) 、测量仪器 、测量方法以及测量环 境。 检测元件和测量环境对测量精度的影响 往往都是特定的 , 受到现实的限制 。 所以 , 要 想得到理想的测 量精度 , 测量仪器和测量方 法是关键 。 性能差的仪器和测量方法的不合 理都会造成测量精度不高 , 如某些部件的考 虑不周或藕合线路的忽视而使各种各样的噪 声信号很容易和被测的有用信号混到一起 , 如不周密的予以消除 , 势必引起测 量精度 的 下降 , 达不到测量的目的。为了达到测量的 目 的 , 必须降低信号所伴随的噪声以增 强有用 信号 。 主要的手段是压缩系统噪声带宽来降 低噪声 ;采用平均技术来抑制噪声 。 2 微弱信号检测中的噪声分析 在最广泛的意义上 , 可以认为 噪声就是 扰乱或干扰有用信号的某种不期望的扰动。 传感器分辨力的限制是噪声 。 系统的动态范 围决定于噪声 。 可处理 的最高信号电平受电 路特性的限制 , 但最小可检测电平取决于噪 声 。 所以 , 噪声是一个极重要的工程问题 。 2 . 1 噪声的性质 2 . 1 . 1 噪声的特性 来自测量系统 内部的噪、声称为基本噪 声 , 总的来说就是一个随机信号 。它 由振幅随 机和相位随机的频率分量组成 。 虽然可以测 定长周期的均方值 , 但在某一时刻的确切幅 度是不能预见的 。 如果可以预见噪声的瞬时 幅度 , 那么 , 噪声问题就不复存在 。 虽然这种基本的即真正的噪声既不能精 确地预见 , 也不能完全消除 , 但是可以控制 。 预见噪声的随机程度是有可能的 , 很多噪声 的瞬间幅值随时间按高斯即正态分布 。 图 1 是由示波器上获得的 电噪声的波形及其通用 高斯曲线 。 高斯曲线下面的面积代表各事件 .U压瞬时 故 超过。 :的概率 时间 图 1 噪声波形及其振幅的高斯分布 发生的概率 。 因为概率可取值 O一 1 , 所以总 面积代表 l 。 波形集中在零电平附近 , 相当于 高于或低于这个电平的噪声波形瞬时值的概 率等于 0 . 5 。 如果我们考虑 e , 这样一个值 , 在 ‘ 某一时刻超过该电平的概率即如影区面积所 示 。作为一种好的工程 , 一般的电噪声都位于 负三倍的噪声均方根值之内。 峰一峰电压在 99 . 7 % 的时间内小于六倍的均方根值 。 前面提到了噪声波形的均方根值 。均方根 值是根据热效应等效来定义的。最普通的电子 电压表是将被测波进行整流 , 测量整流波的均 值 , 然后用 1 . n 乘以这个均值来模拟均方根 值, 再在用这值校准过的刻度盘上标上均方 根。这种电压表能正确地指示正弦波的均方根 值 , 但是噪声不是正弦波 , 噪声波形的读数要 低 11 . 5 % , 可将读数乘以 1 . 13 进行修正 。 2 . 1 . 2 噪声带宽 噪声带宽△ f 是这样一个矩形功率增益 曲线的频率间隔 , 该矩形功率增益曲线的面 积等于实际功率增益对频率的曲线的面积 。 噪声带宽是功率曲线下的面积即功率增益对 频率的积分除以曲线的最大幅度 。 用方程式 表述即为 : △ f 一汽: : G (‘) d“‘,其中△ f— 噪声带宽 , H z ; G ( f) 一 功率增益 , 频率的函数 ; G 。一 最大功率增益 。因为功率增益正 比于网络电压增益的平 方 , 所以等效噪声带宽也可写成 : △ f 一众{了〔A弓“ ,〕d‘ (2 ) 其中 A v ( f) 一 电压增益 , 频率的函数 ; A vo一 中带电压增益 。 第二种形式的方程 比较有用 。 门.1,1I.J “‘阵 吞厂 找性翻卒 图 2 噪声带宽的定义 图 2 所示是典型的宽带放大器的曲线 。 频率曲线是线性 的 , 虚线方框的 面积等于 A子( f) 曲线 下的面积 。 因而 O 到△ f 的带宽就 是噪声带宽 。 在没有增益 曲线的方 程可用时 , 可 以用 图解法确定噪声带宽 。 把网络电压增益的平 方对频率的曲线绘 在线性图上 , 数一下 曲线 下的方格数 , 然后作一个长方形 , 使纵座标等 于中带电压增益的平方值 , 总格数同前面一 样 , 则该矩形的水平座标就是△ fo 2 . 1 . 3 噪声电压的相加 频率相同幅度相等的正弦信号电压源串 联联结时 , 如果它们的相位相同 , 合成电压振 幅将为各自的两倍 , 可以给 出 4 倍于单个源 的功率。 否则 , 假如它们的相位相差 18 0℃ , 合成的净电压和功率就等于零 。 对于其它相 位情况 , 可以用熟悉的矢量代数法则推算 。 等效噪声发生器代表非常大量的振幅和 相位随机分布的频率分量 。 独立的噪声发生 器相串联时 , 各源既不能互相帮助 , 也不会互 相妨碍。 输出功率等于各输出功率之和 。 因 此可以这样来进行噪声源相加 , 使总均方 电 压等于各发生器的均方电压之和 。 这一论述 可以推广到噪声 电流源的并联 。 图 3 中的发生器 E , 和 E : 代表不相关的 噪声源 。 我们把均方值相加形成这些电压的 和 。 因此和的均方值 E “ = E苦+ E呈, 若取 E Z 这 类量的平方根作为均方根 值 , 而把串联噪声 源的均方根电压相加则是不对的 。然而 , 当两 个噪声信号其均方根值之比为 10 : 1 时 , 我们 一 4 0 一 往往可以忽略其中小的一个 。 这个较小的信 号只能使总电压增大 1 % 。 比值为 3 , 1 时 , 只 对总值影响 10 % 。 E , ( . , _ _ , r 2 J r ’2 」甩 舀石 、口 』性 、 , 口二 ~一 , 一 . 孟 ,:’2 图 3 不相关噪声电压的相加 如果两个电阻并联 , 则总热噪声电压等 于其等效 电阻的热噪声电压。 同样 , 两个电阻 串联时 , 其总噪声电压由电阻的算术和确定 。 2. 1 . 4 相关 在噪声电压独立 产生 , 电压的瞬时值之 间没有关系时 , 它们就是不相关的 。不相关的 电压按前节的论述处理 。 两个尽管其幅值不同但其形状相同的波 形 , 叫做 10 0 % 相关。 两个频率相同 、相位一 致的正弦波 , 就是相关信号的例子 。完全相关 的波形 , 其瞬时值和均方值均可算术相加 。 当噪声电压之 间部分相关时 , 问题就 出 现了 。 这会发生在各噪声源都包含一部分由 共同的现象产生的噪声 、同时包含一部分独 立产生的噪声的情况下 。 求部分相关的波形 之和的表达式是 : E Z = E荃+ E墓+ Z C E , E : (3 ) C 叫做相关系数 , 可取包括 0 在 内的 一 1 一 + 1 间的任何值 。 当 C = O 时 , 二电压是不相关的 , 上式即如图 3 给出的一样 。 C = 1 时 , 二信号完 全相关 , 于是均方根值 瓦 和 瓦 可 以线性相 加。 C 二 一 1 时 , 表示相关信号相减 , 因为二波 形相关 180 ℃ 。 经常可以假定相关为零 , 而误 差很小 。 如果两个电压相等并完全相关 , 相加 后的均方根值为原来的两倍。而不相关的相加 为 1 . 4 倍 。 因此 , 如果认为它们是完全独立的 , 这样带来的最大误差为 30 % 。 若是信号部分 相关 , 或一个远大于另一个 , 则误差更小。 2 . 2 微弱信号检测中的噪声分析 微弱信号检测中的噪声 , 在大多数系统 中表现为下列几种 :热噪声 、散粒噪声 、 低频 噪声和放大器噪声等 。 2 . 2 . 1 热噪声 热噪声是导体中的电荷载流子 的随机热 激振动引起的 。 这种载流子的运动类似于微 粒的布朗运动 。根据对布朗运动的研究 , 热噪 声是可以预见的。 在任何一个处于绝 对零度以上的导体 中 , 电子都在随机运动 , 这种运动与温度有 关 。 因为每个电子都携带着 1 . 59 x 1 0 一 ‘, C (库仑 )的电荷 , 所以 , 由于 材料 关于××同志的政审材料调查表环保先进个人材料国家普通话测试材料农民专业合作社注销四查四问剖析材料 中电子的随机 运动 , 将有很多小的电流脉冲 。虽然导体中由 于这种运动产生的平均 电流为零 , 但是瞬时 电流扰动还是存在的 , 就是这种振动在导体 的两端产生 了电压 。 导体中的有效 噪声功率 ( N t) 与绝对 温 度以及测量系统的带宽成正比 。 用方程式表 示为 N t = k T△ f ( 4 ) 其中k一 波尔兹曼常数 = 1 . 38 火 1 0 一 23 w . S / K T一 导体的绝对温度(K)△ f一 测量系统的噪声带宽 , H : 。 在温室 (2 9 OK )下 , I H : 带宽时 , 由式 (4 ) 算得 的 N t = 4 ‘ 10 一 “‘W , 相 对于 i w 为 - 2 0 4 dB 。 式 4 的噪声功率是载流子的热扰动产生 的 , 导体中还有别的噪声源 , 但不作讨论。 因 此 , 热噪声就代表着一个电阻性元件的最小 噪声电平 。 式 (4) 中的噪声功率与带宽成正比 。 每 H z 带宽内的噪声功率 是一个常数 , 从 1 到 ZH z 的带宽内的功率等于 1 0 0 0 至 1 0 0 1H z 的 噪声功率 。 这样的热噪声 叫做 “白噪声 ” 。 白 , 意味着噪声由许多频率分量组成 , 就象 白光 由许多颜色组成一样 。傅里叶分析表明 , 噪声 对频率的曲线是平坦的 。 任何一个测量系统 , 其分辨力的最终限 制将是热噪声 。 即使放大器能够做得完全没 有噪声 , 信号源的电阻仍将贡献噪声 。 式 (4) 能够变成 比较更为有用的形式 。有 效功率就是信号源带动等于其内阻的电阻负 载时能够提供的功率 。 因为有效功率可以表 示成 E / 4 R , 所以式 (4) 可以改写成 : N t 一 k T △ f 一聂 ( 5 ) 因此 电阻 R 的均方根电压 (E t) 为 E t = 丫4 kT R△ f ( 6 a ) 其中 R一 电阻或导体的阻抗实部 ; 4 k T = 1 . 6 1 X 1 0 一 2。, 在室温 ( 2 9 0 K )下 。 在研究噪声电压时 , 往往必须用量的均 方值 。 热噪声的均方值常用符号是 e子一横表 示平均或均值 。均方根就是均方值的平方根 , 因此 E , = 丫舀万因为二者是等效的 , 所以孑与 E 都可用来表示均方值 。 热噪声电压的另一种 表示方法是 E节或嘴 = 4 k T R △ f ( 6 b ) 式 ( 6) 是非常重要的 , 它给出了我们必须 牢记的极限 。我们将看到 , 放大器的特性的量 度 , 即噪声系数 , 只是放大器加到源电阻热噪 声上的噪声量度 。 由式 (6) 可以看到这么几个重要点 :不管 频段的中心在何处 , 噪声电压都正 比于带宽 一 4 1 一 的平方根 ; 电抗分量不产生热噪声 ;式中用的 电阻不单单是器件或元件的直流电阻 , 比较 确切地说 , 应是复阻 抗的实部 ; 在电感器时 , 可包括涡流损耗 ;在 电容器时 , 可为介质损 耗 。 显然使导体冷却可以降低热噪声 。 图 4 给出 了热噪声电压的速算曲线。 要 确定电阻的热噪声电压 , 在水平轴上选取 电 阻值 , 垂直移到与系统噪声带宽相应的斜线 上, 再沿水平线移向左手轴或右手轴 , 读均方 根噪声电压即可 。可以看出 , 每隔一个十倍频 程 , 数值自行重复 。因此该曲线可以延伸到没 有标出来的那些阻值或带宽范围上 。 例如 , 10 0 0 。 的电阻 , 放大器的噪声带宽 I H z , 我们可 以 求得 , 其均 方根 噪声 电压 为 4 n V 。 这是一个很好的需要铭记的数字标尺 。 由此作为基础 , 根据 电阻或带宽的平方根加 以增减即可 。 减小热噪声的影响 , 式 ( 6) 提示了这么几 种实用方法 :传感器的电阻必须尽可能小 ;额 外的串联 电阻元件必须避免 ; 同时 , 希望带宽 尽可能窄 , 而 只维持通过信号特征所必需的 带宽 在系统设计时 , 可将频率限制同后面某 级 一并考虑 。 这样 , 我们可以用表达式来预 见热噪声 中每秒出现的最大值的次数 。 和预 见噪声波 形中每秒期望的零穿越的次数 。 这些量都取 决于通带的宽度 。 2 . 2 . 2 热噪声等效电路 为了对测量系统进行噪声分析 , 把产生 热噪声的每个元件都用一个噪声电压发生器 串联 一 个无 噪声 电阻组成的等效 电路来 表 示 。 假 设我们有一只噪声的电阻 R 接于 a 、 b 两端 , 为了便于分析 , 我们用一个无噪声的同 样欧姆 数的 电阻和 一个均 方根值 Et 等于 ( 4 k T R△ f) ‘/ 2的噪声发生器 串联组成的等效 电路来代替它 , 如图 s a 所示 。 这个发生器供 给 电路多频率的噪声 , 并用其总输 出的均方 根值表征 。 根据诺顿定理 , 图 s a 所示的串联等效电 一 4 2 一 路可以用一个等效的恒流发生器并联一个电 阻来代替 。 噪声电流发生器 h 的均方根值将 为 E / R , 此时即为 : 4 k T △ f 、 1 , _ 、 I t = 吸 ~ - 二尸 一 ) “ 一 又J ) K h 对 R 的曲线示于图 6 中。 2 . 3 过剩噪声 电阻的热噪声 电压前面 已经讨 论过 了。 许多电阻在流过直流 电流时还有过剩噪声 ( ) 在合成碳质电阻中这种噪声作用最大 , 在绕 线电阻器中通常并不重要 。 过剩噪声通常在电流流过象合成碳质电 阻这样不连续的介质时产生 。 碳质 电阻 由挤 压在一起的碳粒组成 , 电流总是参差 不齐 的 流过 电阻 , 在碳粒之 间有一些象微弧样的东 西 , 这种特性使得产生 1/ f 噪声谱 。 l/ f 谱意 味着噪声功率随频率成反 比变化 , 因此噪声 电压随着频率的平方根的减少而增加 〕 频率 降低 1 : 10 , 噪声 电压升高 3 : l 。 低频噪声在每十倍频程内产生的功率相 等 , 换句话说 , 从 10 一 1 00 H z 频段 内的噪声 功率等于 0 . 01 一O . I H z 频段 内的噪声功率 。 因为在这些频段内 , 各噪声是不相关的 , 它们 的均方值可以相加 ( ) 总噪声功率随 十倍频程 的数 目的平方根而增加 。 电阻的过剩噪声可以用分 贝表示的噪声 指数来度量 。 噪声指数就是每十倍频程内电 阻两端每伏特的直流压降在电阻中产生的噪 声微伏数 。 因此 , 即使噪声是 电流流动引起 的 , 也可用直流电压来表示它 , 而不用电阻或 电流表示 。 某些类型的电阻的噪声指数可能 达到 10 dB , 相 当于 3 拌V /( 直流伏特 ) / 10 倍 频程 。 这可能是相当可观的影响 。 2 · 2 . 4 低频噪声 低频噪声即 1/f 噪声 , 是产生于器件内部 的一种低频率噪声 。 通常它的分布与 1/ P 成正 比关系 ( n 二 0 . 5一 2 ) 。 这种噪声在低频范围特别 是 100 比 以下的情况下 , 会大大超过热噪声 ( 直 流漂移就是低频噪声在极低频率的表现形式 。 的平方根 ; 电抗分量不产生热噪声 ;式中用的 电阻不单单是器件或元件的直流电阻 , 比较 确切地说 , 应是复阻 抗的实部 ; 在电感器时 , 可包括涡流损耗 ;在 电容器时 , 可为介质损 耗 。 显然使导体冷却可以降低热噪声 。 图 4 给出 了热噪声电压的速算曲线。 要 确定电阻的热噪声电压 , 在水平轴上选取 电 阻值 , 垂直移到与系统噪声带宽相应的斜线 上, 再沿水平线移向左手轴或右手轴 , 读均方 根噪声电压即可 。可以看出 , 每隔一个十倍频 程 , 数值自行重复 。因此该曲线可以延伸到没 有标出来的那些阻值或带宽范围上 。 例如 , 10 0 0 。 的电阻 , 放大器的噪声带宽 I H z , 我们可 以 求得 , 其均 方根 噪声 电压 为 4 n V 。 这是一个很好的需要铭记的数字标尺 。 由此作为基础 , 根据 电阻或带宽的平方根加 以增减即可 。 减小热噪声的影响 , 式 ( 6) 提示了这么几 种实用方法 :传感器的电阻必须尽可能小 ;额 外的串联 电阻元件必须避免 ; 同时 , 希望带宽 尽可能窄 , 而 只维持通过信号特征所必需的 带宽 在系统设计时 , 可将频率限制同后面某 级 一并考虑 。 这样 , 我们可以用表达式来预 见热噪声 中每秒出现的最大值的次数 。 和预 见噪声波 形中每秒期望的零穿越的次数 。 这些量都取 决于通带的宽度 。 2 . 2 . 2 热噪声等效电路 为了对测量系统进行噪声分析 , 把产生 热噪声的每个元件都用一个噪声电压发生器 串联 一 个无 噪声 电阻组成的等效 电路来 表 示 。 假 设我们有一只噪声的电阻 R 接于 a 、 b 两端 , 为了便于分析 , 我们用一个无噪声的同 样欧姆 数的 电阻和 一个均 方根值 Et 等于 ( 4 k T R△ f) ‘/ 2的噪声发生器 串联组成的等效 电路来代替它 , 如图 s a 所示 。 这个发生器供 给 电路多频率的噪声 , 并用其总输 出的均方 根值表征 。 根据诺顿定理 , 图 s a 所示的串联等效电 一 4 2 一 路可以用一个等效的恒流发生器并联一个电 阻来代替 。 噪声电流发生器 h 的均方根值将 为 E / R , 此时即为 : 4 k T △ f 、 1 , _ 、 I t = 吸 ~ - 二尸 一 ) “ 一 又J ) K h 对 R 的曲线示于图 6 中。 2 . 3 过剩噪声 电阻的热噪声 电压前面 已经讨 论过 了。 许多电阻在流过直流 电流时还有过剩噪声 ( ) 在合成碳质电阻中这种噪声作用最大 , 在绕 线电阻器中通常并不重要 。 过剩噪声通常在电流流过象合成碳质电 阻这样不连续的介质时产生 。 碳质 电阻 由挤 压在一起的碳粒组成 , 电流总是参差 不齐 的 流过 电阻 , 在碳粒之 间有一些象微弧样的东 西 , 这种特性使得产生 1/ f 噪声谱 。 l/ f 谱意 味着噪声功率随频率成反 比变化 , 因此噪声 电压随着频率的平方根的减少而增加 〕 频率 降低 1 : 10 , 噪声 电压升高 3 : l 。 低频噪声在每十倍频程内产生的功率相 等 , 换句话说 , 从 10 一 1 00 H z 频段 内的噪声 功率等于 0 . 01 一O . I H z 频段 内的噪声功率 。 因为在这些频段内 , 各噪声是不相关的 , 它们 的均方值可以相加 ( ) 总噪声功率随 十倍频程 的数 目的平方根而增加 。 电阻的过剩噪声可以用分 贝表示的噪声 指数来度量 。 噪声指数就是每十倍频程内电 阻两端每伏特的直流压降在电阻中产生的噪 声微伏数 。 因此 , 即使噪声是 电流流动引起 的 , 也可用直流电压来表示它 , 而不用电阻或 电流表示 。 某些类型的电阻的噪声指数可能 达到 10 dB , 相 当于 3 拌V /( 直流伏特 ) / 10 倍 频程 。 这可能是相当可观的影响 。 2 · 2 . 4 低频噪声 低频噪声即 1/f 噪声 , 是产生于器件内部 的一种低频率噪声 。 通常它的分布与 1/ P 成正 比关系 ( n 二 0 . 5一 2 ) 。 这种噪声在低频范围特别 是 100 比 以下的情况下 , 会大大超过热噪声 ( 直 流漂移就是低频噪声在极低频率的表现形式 。 凡 (无噪声 的 ) R (无噪声的 ) I 。二咖* ; 可滋 ; , 。 丫丽于蔽万 ( a ) b ( b ) " !乏|人†|占 . 图 5 热噪声等效电路 , 以及噪声源的电压和电流发生器的专用表示符号 半导体器件中的 1/ f 噪声主要根源归根 结底是材料的表面特性 , 在表面能态中载流 子的产生和复合以及表面状态的密度都是重 要的因素。 因 1/ f 噪声的功率与频率成反 比 ( K , ) , 所以 可以 在 我 们感兴趣 的频 率 范 围 内对 K l f ‘积分 , 从而确定带内的噪声容量 。 其结 果是 s (‘) 一今v Z/ H ( 10 ) N ! 一 K l ‘J · (会) ( 8 ) 符号 fh 和 f l 是被考虑的频率的上限和下限 频率 。 相应的噪声电压的均方值是 E : 一 K I 洲 n 二 (会卜 K L · (‘·书, 、K书 ( 9 , 当带宽为 I H z 时 , fh = f l + l 。 于是式 ( 9 ) 可以改写成 这就是 1/ f 噪声的谱密度 。 2 . 2 . 5 散弹噪声 散弹噪声是一种电流噪声。 它是因为载 流子通过电子器件由不均匀结构或载流子的 发射 、复合速度的不均匀而产生的电流脉冲 , 这种脉冲电流是颗粒效应 , 其变化就 叫做散 弹噪声 。 散弹噪声电流的均方根值为 : I , h = 丫Zq I D。△ f ( 2 1 ) 其中 q一 电子电荷 , 1 . 59 时o ‘“C; I Dc— 直流电流 , A ; △ f一 噪声带宽 , H : ;从上式可以看到 , 散弹噪声电流正 比于噪声 带宽的平方根 。 这就是说 , 每 H z 带宽含有相 等的噪声功率 , 它是 白噪声 。散弹噪声电流对 二极管电流的一种简便的曲线示于图 6 。 卜魂 . C 、、 、 以01 ! _ _ _ 1 . … ) 习_ _ _ _ _ _ _ 一 l_下0 0 K I M 10 M 电 I铭L 匕一一 _ 一」~ _ _ _上 _ _ _ _ _ _ ! _ 。 … l _ . … _ 一 二_ J10 一‘ 1 0 一7 1 0 一。 i, f 流一l生流 , A 10 一肠 图 6 散弹噪声和热噪声的噪声电流曲线 散弹噪声与流过位垒的电流有关 。 在半 导体器件中各 P 。 结上以及 电子管中的阴极 表面上都有这种位垒 。 在简单的导体中没有 位垒 , 因而没有散弹噪声 。最重要的位垒是三 极晶体管中的射一 基结 。 该结的 V 一 A 特性可以用熟悉的二极管方程来表述 : I : = 15 ( e q vB E / K T 一 ) ( 12 ) 其中 玩一 发射极电流 , A; Is一 反向饱和 电流 , A ; q一 电子 电量 ; V BE一 基— 射间的电压 , V 。假定我们认为分别有两个电流构成式 ( 12 )中 的 IE : I E = 12 + 12 其中 I , = x, : 12 = I s e q v B“/ K T 。 电流 l , 由热生少数载流子产生 , I : 代表 位垒两端多数载流子的扩散 , 这些电流都有 强烈的散弹噪声 , 并且 , 即使它们的直流方向 相反 , 但它们的均方噪声却是能够相加的 。 在反偏时 , 12 分 0 , I , 的散弹噪声 电流 占 主要优势 。 另一方面 , 当强正偏时 , I : 的散弹 噪声电流占优势。 在零偏置时 , 没有外部电 流 , I : 和 I : 大小相等 , 方向相反 。 散弹噪声的 均方值等于反偏噪声电流的两倍 : I轰= 4 q l ,△ f (1 3 ) 散弹噪声源的等效电路表示就是上述式 (1 1) 中的电流发生器 。 在 P 。 结正偏时 , 是无噪声电阻与这个噪 声电流发生器的并联 。 将式 ( 12 )对 v BE微分 , 得到一个电导 , 这之个电导 的倒数就叫 肖克莱 射极 电阻 re 。 在室温下 , 几 ( 1 4 ) 二 0 . 0 2 6 /I e , r 。 不是一个热噪声 红叭一一 元件 , 因为它是一种动态效应 , 不是本体或材 料的特性 。 图 6 表示一个正偏 P 。 结的散弹噪声等 效电路 。 散弹噪声的均方值在数学上等于一 一 4 5 一 个无偏结的热噪声 , 等于正偏结 的电阻热 噪 声电压的一半。 正偏结 的噪声 电压等于散 弹噪声 电流 I 、 l 和二极管 电阻 九 的乘积 。 2. 2 · 6 放大器噪声 任何一个放大器 , 除了把有用的信号放大 以外 , 还同时把一些噪声电压也放大了 。 噪声 来源于放大器外部 , 也可以来 自放大器本身 图 7 就是表征 一个放大器 噪声的等效电 路 。 图中 E n h 为信号源热噪声电压 ; R S 为信号 源内阻 ;l 、n s 为信号源散弹噪声 电流 ;瓦为放 大器噪吉电压 (折合到输入端 ) ; E 。 为放大器 等效噪声电压 , 即蘸 + 疏 + I n 、 R , ; v 为输入 信号电压 ;V 。 为输出信号电压 。 一民V ( b ) 图 7 放大器噪声等效电路 放大器 中的噪声严重地影响放大器的质 量 , 怎样来衡量放大器噪声影响的质量 , 通常 采用下列指标 : ( 1) 信噪比 :信噪 比的定 义为 S N R = P s/ P 、 或 S N R 二 S / N , 式 中 P S 为信号功 率 , P N 为噪声功率 , S 为信号成分 , N 为噪声成分。 由式 可见 , 只有当信噪 比甚大于 1 时 , 微 弱信号才能有效地获得放大 。 放大微弱信号 的放大器 , 必须信噪 比和放大倍数都有足够 大 ) (2) 噪声 系数 :如前所述 , 放大器 不但放 大了信号源里包含的噪声 , 而且. 由于它 自身 产生一 定的噪声 , 所以 它的输 出端 的信噪比 必须小于输入端的噪声 比。 为了说明放大器 材自身的 噪声水平 , 有时采 用噪声 系数 N F 来表征 , N : 二 ( s N R ) ‘/ ( SN R ) 。 , 其 中 ( s N R ) 和 ( S N R ) 分别为输入 和输出信噪比 。 ( 3 )信噪改善 比 :在微弱信号检测中 , 通常 是通过某些检测手段来抑制噪声的 。在这种情 一 4 6 一 况下 , 采用信噪改善比境标 (SN R )丫( SN R ) 可 以表征输出 、输入信噪比的改善程度 。 3 微弱信号检测中的噪声处理 通过 前一章对 测量系统 内部噪声的 分 析 , 掌握了噪声的特征和相关性 , 我们就可以 采用适当的处理 方法恢复被噪声复盖的微弱 信号 , 提高测量精度 , 以达到检测的 目的 。 下 面介绍儿种实践证明的有效处理方法 。 3 . 1 相关处理 用相关处理提取淹没于噪声的周期信号 , 是微弱信号检测和信号分析的有力工具 。所谓 相关是指两个时间函数的信号在任何时刻具 有一个信号总是以某种方式依赖于另一个信 号值的关系 相关处理可以检测两个时间变化 信号间的相似性 , 即信号通过延时移动后把相 似的部分增强起来 , 而把不相似的部分通过平 均压低了 。 因此它也是一种移动平均技术 。 相 关方法可分为自相关和互相关两种类型 。 自相关包括波形与它本身经时延的波形 逐点相乘 , 再进行积分和平均 。 自相关函数的 表达式为 : 一 、 , . 1 , R , 1 ( ‘) 二短介 { 竺T f‘( ‘) f , ( ’十 T ) d‘ ( 1 5 ) 式中 : 为 f , ( t + : )与 f , ( t )之间的时延 。 互相关涉及两个波形输入 , 其 中一个波 形经时延后与 另一个波形逐点相乘 , 再进行 积分和平均 。 , 互相关函数的表达式为 : _ , 、 , . 1 L心, 气下 j = l lm l不落、T 一祝 乙 i l 兮 T fl ( t )几( t + : ) d t (1 6 ) 式中 C 为 几( t 十 幻与 几( t) 之间的时延 。 下面以自相关的图解为例进一步阐明相 关的意义 。 设 f , ( t) 为一个周期性波形函数 , 把 f l ( t )移动一个时延 : 1 , 即成为 f , ( t + : )如 图 s a 所示 , 然后在一段较长时间内连续对两 个波形取点相乘 、积分和平均就可以得到一 个相应的 自相关函数波形点 。 再选择不同的 时延 : 并重复 以上步骤就可得到如 图 s b 所 示的自相关函数 。 王1 ( t ) R l l ( t ) 图 8 自相关函数图解法 f l ( z ) A . o r 万 c ~ 兀 五 ( b ) 图 9 正弦波及其自相关函数 通过周期性正弦波 函数的分析 , 由图 9 可知 自相关函数具有下列重要性质 : ( 1) 自相 关函数为 : 的偶函数 , : 的前延和后延对 自 相关函数值均无差别 ; (2) 自相关函数的周期 与原信号周期为一致 ; (3) 原信号通过 自相关 运算后相位信息将消失。 从随机噪声中检测微弱信号是相关处理 的一个独特功能 , 其原理基于 : 设 f , ( t ) 二 S ( 1 ) + N ( t ) 式中 f , ( t ) 为输入信号 , s ( t ) 为正弦信号 , N ( t) 为噪声信号 , 则式 ( 1 5) 为 R l l ( : ) 一 1 im 森 丁: 丁〔S ( 、) * N ( t ) 1〔S ( t 、 : ) + N ( t + : )〕d t “ R s S ( : ) + R N N ( : ) 子 R * ( : ) + R 、 s ( : ) + R N s ( : ) + R N s ( T ) ( 1 6 ) 上式中后两顶是信号与噪声的相关函数 , 但 实际因正弦信号和噪声信号是互不相关 的 , 故可认为零 。 前两项分别为正弦信号和噪声 一 4 7 一 信号的自相关函数 。 若 s ( t ) = E Tn e o s (。 t + e ) 则 R 、、( : ) = (E 。 / 2 ) c o s o t 应被同频检出 。 由于 噪声自相关函数 R N N ( : )是非周期性的 , 而且 随着 : 的增 加衰减很快趋于零 , 所 以实际 自 相关检测的曲线如图 9 所示 。 乘抉昨 打卜} 器 f ‘( t ) 血 ( t ) 了了了 图 10 图 1 1 信号的相关函数是用相关器测定的。 相关器 有模拟相关器和数字相关器之分 , 其原理分 别如图 1 1 和图 1 2 所示 , 图 1 1 中若 f l ( t ) = f : ( t )则 R , 1 ( : ) = R I : ( : ) 。 救宇乘法器 加法璐 存贮器 图 12 数字相关器简图 3 . 2 锁定放大器 锁定放大器是通过相敏检波利用参考信 号与被测信号的相位锁定来压缩噪声带宽以 抑制噪声 , 从而检出周期重复信号的幅值和 相位 。锁定放大器的重要性是信噪比的改善。 先进的锁定放大器在噪声大于信号 l 千倍以 上的情况下 , 被检信号仍可从设备不过载的 情况下而被检测 。 检测的信号可达 n V 级 。 锁定放大 器实际上是 互相关的一 种形 式 , 它是以 相敏检波器 P SD 为基础的装置 , 包括三 个主要部分 , 即信号通道 、参考信号通 道 以及 P SD 。 基本锁定放大器的原理方框如 图 1 3 所示 。 图 13 锁定放大器原理方框图 相敏检波 P SD 原理 : 相敏检波就是对两个信号间的相位进行 检波 , 它是将被测信号与参考信号送入 P N D 中 , 在混频器中相乘, 如图 14 所示 。 均值的 m 倍 ;而随机噪声是由于无规则起伏 的 , 应按矢量相加和均方根值平均 , 积累信号 为平均值的了而倍 , 故 m 次测量信噪比 : 倪倪报幼幼 ‘‘乘法落))) 〔s NR) 。 = 一理生二瓜杀 = 而玉( sN R) 、了n i冲 八 则信号改善比 : S N IR 二 ( S N R ) 。 (SN R )、 石 (18 ) (1 9 ) 图 14 P S D 工作原理 在具体实施 中 , 信号平均方法的一种方 式 , 是以取样积分形式代替多次测量井积累 , 一般有单点信号平均器和多点信号平均器两 种类型 。 设 V 、 = V s s i n (。, t + 0 5 ) V : = V r s i n (。 r t + 0 : ) v 。 一 v , v’ = 擎、 {(。 一 。 ) + (仪 一 * ) }2 ~ ~ 一 ’ 、一 ~ 工 、 一 一警、 }(。 + 。卜 (氏+ 、) : ( , 7 ) 上式前项为差频分量 , 后项为和频分量 。当低 通滤波器参数选择正常时间常数时 , P SD 仅 输出差频分量△ f = 么一 f r 。 当 fs 二 fr , 取△f = 0 , 输出为相敏输出直流 电压 , 它正比于输入信号的幅值和输入信号与 参考信号之间的相位差的余弦的乘积 。改变参 考信号和待测信号之间的相位差 , 可以求得输 入信号的振幅和相位。 当相位差为零时 , 即 仪 二 氏, △e = o , 输出直流电压为最大。 由于正弦波作参考信号 , 输出 电压与参 考 电压幅度成正 比变化 , 会产生不稳定的误 差 , 所以实际常采用方波为参考电压 。 由此可 得输出波形如图 15 所示 。 由图 15 可见 , 当输入信号与参考信号同 频同相处于同步时 , 可获得最大输出 ;而由于 噪声的随机性同频又同相 的可能性极小 , 同 时通过后接低通滤波器又构成窄的等效噪声 通带 , 也即对信号与噪声作了长时间的积分 平均 , 所以噪声就不可能对输出有所贡献 。 3 . 3 信号平均 信号平均的工作原理基于信号经 m 次 测量并积累 , 是线性相加的 , 积累信号值为平 V 。 = 直流 ; f , “ f, ; V 。 “ 0 : f s 二 f r △G = 0 △ 0 = 成/ 2 图 15 P S D 输出波形 3 . 3 . 1 单点信号平均器 单点信号平均器可以对被测微弱信号进 行取样积分 , 从而可检测出深埋在噪声中的 ‘微弱信号 。它的工作模式有两种 :一种是单点 取样型 , 另一种是扫描取样型 。两种模式的原 理简图和工 作方式分别如图 16 和 图 17 所 示 。 由图可见 , 重复输入信号是通过 门开关取 样进入到一个积分器 。 从触发信号到信号取 样的时间可 由门延时线路调节 。 当工作于定 点方式时 , 取样是对每个连续信号的同一点 进行的 , 因此输出就对应于这点的信号大小。 当工作于扫描方式时 , 一个 慢扫描斜波加到 门延迟电路上 , 于是触发脉冲和它相应的取 样脉冲之间的延迟是增加的 。结果 , 对应每一 个新的触发脉冲 , 取样脉冲沿着信号移动 。这 样输出信号将是输入信号的再现 。 辍黔….簿 (a )单点取样型 ( b) 扫描取样型 图 16 单点取样平均器原理简图 辘入侣号 取样 门延迟碑 同同同日{{{lllJJJ黔黔 !!!找找 l .....lllllllllll以以 l }}}池 _ {」」以 _ LLL 触发愉入上一一‘一上~ - J - ~ 划划 fff司司奋奋奋奋 IIIIIII「「「「 ( a )单点取样 (b )扫描取样 图 17 单点取样平均器工作方式 3 . 3 . 2 多点取样平均器 多点取样平均器相当于大量并联的取样 门组成如图 18 所示 。 在多点取样平均器 地改善信噪比 。 多点平均工作方式如图 19 所 不 。 。了众卜代勺丰冬粤价 兮 / 1 1 1份入 o, 马 v, 图 18 多点取样平均器简图 中每次接触发后整个波形即被取样。 每个取 样值 , 首先经 A / D 转换数字化 , 然后送到个 别的存储单元 。每扫过一个信号 , 新的取样数 据又同样送到相应的前一次存储单元 , 进行 同相位迭加和平均 。 这样不断重复上述过程 直到迭加次数满足预定要求为止 。 从而有效 单点平均器的优点是可以作出具有很高 的时间分辨率的高速 门 , 能分辨快速波形 , 但 缺点是取样效率低和费时比较多 , 不利于低 重复频率的信号恢复 , 从而限制了它的作用 。 用多点平均器恢复信号 , 一般需要的时间 为 单点平均器所需测量时间的千分之 一 , 故近 年来多点平均器得到广泛的应用。 3 . 3 自适应噪声抵消 自适应噪声抵消是对信号中所引入的噪 声进行抑制的一种有效方法 。 这种方法的特 点是不用预先知道噪声的统计知识并能对信 号进行实时处理 , 不但抑制随机噪声 , 而且能 消除周期性干扰 。 自适应噪声抵消的基本原理是使一个参 考信号来 自同一干扰噪声源 , 通过自适应滤 波器 , 使滤波器的输出接近于原始输入信号 中的噪声分量 , 然后 用原始输人信号减去滤 波器的输出信号 , 使原始输入信号中的噪声 分量与滤波器输出信号相抵消 , 以达到 降低 噪声提高信噪比的目的 。 自适应噪声抵消系统的主要组成部分是 自适应数字滤波器 。 它的优点是能自动调节 参数而在设计时可以完全不考虑信号的噪声 统计特性 。 一个简单的自适应抵消系统的原 理框图如图 2 0 所示 。 由图可知主输入信号加 噪声送至相加 器 , 而参考输入经 自适应滤波器处理后送至 相加器 , 两路输入在相加器 中相抵消后就输 出误差信号 。 利用误差信号去自动调节 自适 应滤波器 , 使系统输出获得所需要 的有 用信 号 。 图 21 示出通过自适应抵消系统从噪声 中 检测正弦波的情况 。 佗号+ 吸声 。。 , 广健,丫执 尹决 / 钱 卜维一次扫描十第二次扫描叫卜.挤兰次主l描叫 述一一 一不卜一弄 卜第 m 次扫描月 触发叭丫号 取价羊 触发后 .弓、卜扫描延迟 . 、 一山互 一刘以」工以 12 3 4 5 6 7 l j , . 可1 8 9 10 U月土U 」_ 11 13 4弓6 7 8 9 10 1 2 3 1 _ l 」1月 亥 , . _ 4 56 7 B9 lO 仔书去兴拱咨豁尸一志己 ‘ 叨 , 二 t; , ‘. 奋 . 甘 、“。。 厂\ 了户气 厂\ 尸厂\ , J t- 、J 一 一汀一 ‘一‘ 图 19 多点取样平均工作方式 厂厂 - - 一一一雨.茄百.飞飞 !!!B + 0 0 . 了; 、_ iii……副副iii_ _ _ _ _ _ _ _ 一 -丝攀_ _ 」」 图 20 自适应噪声抵消系统原理框图 翰入信号 门魏 卜卜J }}}}111、J }}} lll lllIII lll {{{ !!!!! ,, !!!!!!!!!渔渔」」」池 妇妇 灿发城入上~ - - ‘ - - 止一~ ~ 上一一一 划划 ’’nnn曰 {{{口口口{{{I lll lllllll} !!! 图 21 自适应抵消系统从噪声中检出正弦波 目前 自适应噪声抵消的应用 已得 到发 展 , 它在心电图干扰抵消 、语言干扰抵消 、 以 及通信系统中干扰抵消等方面 已得到广泛应 用 。 3 . 5 低噪声前置放大 微弱信号检测首先面 临微弱信号放大 , 所以前置放大器是微弱信号检测的重要组成 部分 , 它担负着放大微弱信号的任务 。 由于信 号十分微弱 , 要求前置放大器具有低噪声性 能 , 否则会由于前置放大器本身的噪声将会 使原来被噪声淹没的信号淹没得更深 , 这就 要求前置放大器必须是一个性能优良的低噪 声放大器 。 低噪声前置放大器的设计涉及的问题很 多仁下面就几个主要方面问题的设计原理作 简要的介绍 。 3. 5 · 1 器件选择 应尽量选择低噪声系数的集成电路和晶 体管。 如果信号源内阻 R e > 10 k n 可选用场 效应管 , 因为场效应管的 I。 小 , 在内阻大 的 传感器的系统中具有较低噪声 。 如果信号频 率较低 , 更需要考虑采用 1/ f 噪声小的器件 。 可选用微功率线性集成放大器 , 或在其前面 再加一级三极管 。 3 · 5 · 2 源 电阻 R , 的选择 如果源电阻不是一个规定的参数 , 应尽 可能的采用较低的源电阻 , 绘制噪声系数和 源电阻曲线(如图 2 2) 所示 , 有助于最佳源电 阻的选择 , 最佳源 电阻应选择在最小噪声系 数的数值 ) 作点来满足噪声匹配 , 或者采用噪声匹配 网 络来改变等效输入电阻以满足信号源电阻等 于最佳源电阻的条件 。 匹配网络一般有变压 器 、谐振回路 、以及多管并联等形式 。 至后饭放大廿 蔽盒接地 仿汗路民匕 Ij( 蔽 二二Y 二二 + 】SV + 10V至低吩故大供电 100 , ! !10“ KKn ”,‘,皿,‘ N f . 小 从5 . 扮 图 2 2 N ; 一 R S 曲线 3 . 5 . 3 工作点及匹配网络选择 对于给定源 电阻的前置放大器 , 若未能 确定最小噪声系数的要求 , 则须改变直流工 图 23 低噪声前贵放大器接线 3 . 6 抑制外界干扰 妥善采用屏蔽 、接地 以及低噪声电源 , 尽 可能地把外界干扰影响减至最低限度 。 图 23 示出了低噪声前置放大器的接线 。 外界的干 扰主要是电磁感应 、静电感应以及由二个不 同接地点引起的 。 下面分别做简要的介绍 : 3 . 6 . 1 电磁感应和静电感应的干扰防 止措 施 当仪表的传输线直接处于强磁场 一F 或通 过大电流的 电网附近时 , 由于传输线通过信 号源及测量仪表组成一闭合回路 , 因此在 传 输线中由于电磁感应而产生一感应 电势 。 此 感应电势与磁场的变化率以及传输线的回路 面积成正比 , 而与磁场发生源的距离成反比 。 传输线中的感应电势可用下式表示 : E M 一 。· l s K ,台(m v ) (2。) 式中 K一 传输线感应系数 , 不绞的线为 1 , 绞的线为 0 . 1; L一 平行敷线的长度 (m ) ; D一 传输线与电网的平均距离 ( m ) ; I一 电网中流过的电流 (A ) 。 相对的两物体中如其一的电位发生变化 时 , 则由于物体间的电容性藕合使另一物体 的电位发生变化 。因此 , 如果传输线离电网很 近 , 其间存在着电容藕合就会形成静电感应 , 从而使传输线中产生干扰电压 。 在传输线与 电网平行的场合中 , 传输线的静电感应 电势 可用下式表示 : E s 二 3 丫 1 0 一 “K C LR o V (m V ) 式中 K一 传输线感应 系数 , 不绞的线为 1 ,绞的线为 0 . 1; C一 等效祸合电容 (口/ V) ; L一一 平行敷线长度 (m ) ; R e一 信号源的等效电阻 (助 , 为信号源及 负载 阻抗的并联值加上 传 输线电阻值 ; v一 电网电压 。由于静电感应所产生的干扰 电压可达几 十毫伏 , 例如长度为 100 m 的传输线与电网 平行 , 信号源的等效阻抗为 4 00 n , 电网电压 为 2 2 0 v 时 , 则 E 、 可达 2 6 . 4 m V 。 电磁感应和静电感应的干扰防止措施如 下 : ( 1) 测量 系统的传输线应远离强磁场及 高压线 。 如无可能则应使用绞并起来的屏蔽 线并使传输线尽可能短 , 屏蔽层接地 , 绞并起 来越紧越好 。 采用绞线以后使传输线的面积 最小 , 而且是正负相隔 , 使干扰的总和接近于 零。 如上面两式中 , 绞线的 K 为 0 . 1 , 比不绞 的线小 10 倍 。传输线的绞扭不但能起防止电 磁感应 , 同时还能降低静电感应 , 外传输线用 钢管屏蔽起来并接地就能更有效的防止静电 感应 (可减小 20 倍 ) 。 ( 2) 放大器的零电位 (机壳 )与大地隔离 。 放大器机壳浮空后使原来通过输入变压器初 级与次级间的分布电容直接漏至放大器的干 扰显著降低 , 同时对放大器的输入端两端的 干扰也有所下降。 (3) 仪表输入装置采用 “保护 ”屏蔽。将仪 表的测量 回路 (包括稳压 电源 ) 、输入变压及 放大器的输入线等都采用多层屏 蔽 , 使测量 部分和供 电电源进行隔离 , 使测量部分的各 个部分都处于严密的屏蔽盒中。 同时将所有 的屏蔽线 (包括传输线的屏蔽线 )一直接至信 号源的低电位 , 使整个测量系统处于屏蔽中 , 这是最有效的抗纵向干扰措施 。 (4) 输入端加人滤波器 。 虽然横向干扰的电压通常是不大的 , 但 由于这种干扰 电压的作用是与有用信号相串 接的 , 因此 , 一般都在仪表输入端 , 放大器输 入端或测量电桥与放大器之间加接滤波器以 阻止干扰信号输入到放大器中。 原则上要求 输入到放大器中的干扰愈小愈好 , 实际上 只 要干扰信号抑制到不影响仪表的检测精度即 可 。 滤波器一般采 用 R C 、 L 。 或 “双 T ” 滤波 器 。 (5) 输入变压器采用多层屏蔽 , 如 图 24 所示 。 采用多层屏蔽可以减少初次级对屏蔽 层以及初次级之 间的分布电容 , 并使放大器 与测量系统隔离 , 防止干扰电流通过输入线 及放大器 , 从而提高仪表的抗干扰性能 。 美砚坚圈的性. 性 游合金充和屏蔽 离电导率的悯屏盖 印OV 的绝旅引出级 低嗓声的粗徽心结构 起呼声反作用的 两个相同的线目 盛心与充体间的 圈定连接 50 O v 舰口绝缘 3 个分口合的性 游合含屏蔽益 择在盆上的 6 一 3 2 . 杠员室皿修 3 个一组的密封的引 出头… … 各头上均饭金以减小热嗓声 图 2 4 屏蔽好的仪器仪表 变压器的展视图 ( 6) 多通道相邻输入变压器的安放 。输入 变压器虽然经过多层屏蔽 , 避免了罩内外元 器件的磁场相互影响。应该指出的是 : 由于屏 蔽罩有涡流 , 依然存在一定的干扰。 所以 , 在 装配机器时 , 应将相邻两个变压器相互垂直 放置 , 有条件的应采用空间垂直放置。 如图