基于新型模块化多电平变换器的五电平PWM整流器

2011 年 5 月 电 工 技 术 学 报 Vol.26 No. 5 第 26 卷第 5 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY May 2011 基于新型模块化多电平变换器的 五电平 PWM 整流器 王 奎 郑泽东 李永东 （清华大学电机系电力系统及发电设备控制和仿真国家重点实验室 北京 100084） 摘要 多电平 PWM 整流器具有功率因数可控、能量双向流动等优点，在电机高性能控制场 合广受关注。而模块化多电平变换器（MMC）以结构模块化、不需要输入变压器以及易于扩展等 优点，成为近年来研究的热点。本文针对一种新型模块化五电平 PWM 整流器展开研究，与传统 MMC 不同的是，新型 MMC 拓扑通过引入一个中间单元，使得输出相同电平数的情况下级联的 单元数量更少。该五电平 PWM 整流控制系统可分为整流控制单元和 PWM 控制单元两部分，整 流控制单元采用电压定向矢量控制实现母线电压稳定和单位输入功率因数控制；PWM 控制单元 采用载波层叠 PWM 方法 快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载 ，根据电容电压高低和电流方向选择合适的单元工作在充电或放电模式， 以实现电容电压动态平衡控制。该控制方法可适用于任意单元级联和任意电平数。 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 了一台三 相五电平的实验样机并对上述控制方法进行了实验验证。 关键词：模块化多电平变换器（MMC） PWM整流器 悬浮电容 电压平衡控制 中图分类号：TM46 A Five-Level PWM Rectifier Based on New Modular Multilevel Converter Wang Kui Zheng Zedong Li Yongdong （State Key Lab of Control and Simulation of Power System and Generation Equipments Tsinghua University Beijing 100084 China） Abstract Multilevel PWM rectifier is featured with unity power factor, bidirectional power flow and suitable for high voltage high power applications. Modular multilevel converter (MMC) is a highly attractive multilevel converter topology for medium and high voltage applications during recent years for its high modularity, transformer-less feature and possibility to be extended to higher levels. This paper presents a five-level PWM rectifier based on a new MMC topology which needs fewer cells than conventional MMC. Voltage oriented control is used to control the bus voltage and input power factor, and voltage balancing control is realized by selecting proper basic cells operating at different modes according to their instantaneous capacitor voltages and the bridge current direction. The proposed method can be used for any number of basic cells in series and any voltage levels. The validity of the proposed method is verified by experimental results with a three-phase five-level PWM rectifier. Keywords：Modular multilevel converter, PWM rectifier, floating capacitor, voltage balancing control 1 引言 PWM 整流器具有网侧功率因数可控，电流谐波 小以及能量可双向流动等优点，在对电能质量要求 较高以及需要能量回馈等场合正逐步取代二极管不 控整流方式作为逆变器的有源前端 [1]。由于受到器 件耐压等级的限制，在高压大容量的场合需要使用 收稿日期 2010-10-20 改稿日期 2011-03-23 第 26 卷第 5 期 王 奎等 基于新型模块化多电平变换器的五电平 PWM 整流器 35 多电平的 PWM 整流器，通常与同种结构的逆变器 采用“背靠背”的方式相结合，实现能量回馈和四 象限运行[1-5]。常见的多电平背靠背结构有二极管钳 位型三电平变换器，在轧钢、冶金等领域已经得到 广泛应用[1-2]。需要指出的是，虽然二极管钳位型五 电平逆变器不能实现全功率和全功率因数范围内的 中点电压平衡，但如果采用二极管钳位型五电平 PWM 整流器作为有源前端，却能够很好地控制中 点电压平衡 [2]，这也是采用“背靠背”结构的一个 好处。 H 桥级联结构也能够实现四象限运行，但它的 整流侧一般不能采用同种结构的 H 桥级联，每一个 H 桥单元都必须采用独立的 PWM 整流，使用的器 件较多，而且需要移相隔离变压器作电气隔离。如 果省掉移相变压器而直接采用背靠背结构，各直流 母线在整流侧和逆变侧可能产生不同方式的互联， 容易导致直流母线电容发生短路 [3]。一个解决的办 法就是在整流的 H 桥功率单元直流母线和逆变的 H 桥功率单元直流母线之间增加有隔离变压器的双向 高频 DC-DC 变换器[4]。由于高频变压器的铁心小、 功率密度大，使得整个变换器的体积可以缩小。但 是增加的 DC-DC 环节会使整个变换器的损耗增大， 成本增加，控制也更加复杂。 模块化多电平变换器（ Modular Multilevel Converter，MMC）是近年来兴起的一种新型无变压 器级联型多电平变换器[6-14]，它秉承了 H 桥级联结 构模块化的优点，通过功率单元的级联实现多电平 输出。每个功率单元由一个两电平桥臂构成，且所 有电容处于悬浮状态，可采用单一直流电源供电， 不需要输入变压器而直接高压输入高压输出。当采 用“背靠背”结构时可以很容易实现四象限运行。 而且由于不需要使用高频隔离变压器，每增加一个 电平只需要增加两个单元，易于扩展到极高的电平， 因此非常适用于轻型直流输电（HVDCLight）[12]。 在此基础上，本文对 MMC 结构作了一定的简 化和改进，提出了一种新型的模块化级联多电平变 换器拓扑，通过引入一个中间单元，使得输出相同 电平数的情况下级联的单元数量更少 [7,11]。本文针 对新型 MMC 的五电平 PWM 整流器展开研究，采 用电压定向矢量控制实现了 PWM 整流器的电压电 流双闭环控制。提出了一种电压平衡控制算法，结 合载波层叠 PWM 算法，实现了所有悬浮电容的电 压平衡控制。该算法在一台三相五电平 PWM 整流 器样机上得到了实验验证。 2 电路结构及电压定向矢量控制 基于新型 MMC 的五电平 PWM 整流器结构如 图 1 所示，每相桥臂包括 7 个基本单元，上桥臂和 下桥臂共用一个中间单元。与传统的 MMC 结构稍 有不同的是引入了一个中间单元，采用和上下桥臂 单元相同的两电平结构，此时输出相同的电平数时 每相级联的单元数可减少 1 个[7,11]。 图 1 基于新型 MMC 的五电平 PWM 整流器结构 Fig.1 Circuit of the five-level MMC PWM rectifier 对于该五电平 PWM 整流器，主要有三个控制 目标：直流母线电压稳定、单位输入功率因数以及 悬浮电容电压平衡。因此可将整个控制系统分为两 部分：整流控制单元和 PWM 控制单元。整流控制 单元采用矢量控制，根据母线电压和输入电流的反 馈控制母线电压稳定和网侧电压电流同相位。PWM 控制单元根据整流控制单元得出的三相电压参考 值，采用载波层叠 PWM 得到各个单元的 PWM 信 号并实现悬浮电容电压平衡控制。 整流控制单元采用电压定向矢量控制实现有功 和无功功率的解耦控制。首先通过 Park 变换将三相 静止坐标系中的变量变换至两相同步旋转坐标系 中，并将 d 轴定向至电网电压矢量方向，在这种定 向方式下，PWM 整流器交流侧方程 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 示为 d e q d d q e d q q d d d d i L Li Ri E u t i L Li Ri u t ω ω ⎧ − + = −⎪⎪⎨⎪ + + = −⎪⎩ （1） 式中，ud 和 uq 分别为整流器输出的 d、q 轴电压； id 和 iq 为网侧 d、q 轴电流；E 表示电网电压矢量长 度，它等于电网相电压的幅值；ωe 为电网角频率； 36 电 工 技 术 学 报 2011 年 5 月 L 和 R 分别为网侧的输入电感和电阻。 同样可得到 PWM 整流器从电网吸收的瞬时有 功和无功功率分别为 d q 3 2 3 2 P Ei Q Ei ⎧ =⎪⎪⎨⎪ =⎪⎩ （2） 由式（2）可知，瞬时有功功率和无功功率分别 与 id 和 iq 成正比，因此只要控制 id 稳定和 iq 为 0， 就能够实现母线电压稳定和单位输入功率因数。 根据式（1）和式（2），PWM 整流器的控制可 以采取电压和电流分别闭环的双闭环控制策略，其 控制系统框图如图 2 所示。外环是直流母线电压环， 通过对直流母线电压误差的 PI 控制，得到有功电流 （d 轴电流）给定值，而无功电流（q 轴电流）给定 值设为 0。内环是电流环，通过 PI 调节器控制 d、q 轴电流分别跟踪其给定值，实现母线电压稳定和单 位功率因数控制。 图 2 PWM 整流器双闭环控制系统框图 Fig.2 Closed loop control diagram of PWM rectifier 3 PWM 调制策略和悬浮电容电压平衡控制 新型 MMC 拓扑的基本单元结构如图 3 所示。 设悬浮电容电压给定值为 VC，每个单元输出电压为 uo。定义所有单元的开关函数为上管导通、下管关 断时 s=1，下管导通、上管关断时 s=0。对于上桥臂 单元，s=1 时悬浮电容旁路，s=0 时悬浮电容接入桥 臂，uo=(1−s)VC。对于下桥臂单元，s=0 时悬浮电容 旁路，s=1 时悬浮电容接入桥臂，uo=sVC。中间单 元电容则始终串联在桥臂中，uo=VC。因此，为保证 母线电压保持在 Vdc=4VC 不发生跳变，上桥臂和下 桥臂接入的悬浮电容个数之和应始终保持为 3 个。 也就是说，上桥臂开关函数为 1 和 0 的基本单元个 数与下桥臂完全相同。 图 3 上下桥臂基本单元以及中间单元结构 Fig.3 Basic cells of the new MMC topology 由于连接方式的不同，上、下桥臂基本单元和 中间单元悬浮电容的充放电状态由电流方向和开关 状态决定。以 is＞0 为例，不同开关状态下各个基 本单元的充放电状态见表 1。is＜0 时各单元不同工 作状态的充放电状态可以类推得到。 表 1 is＞0 时各单元不同开关状态的充放电状态 Tab.1 Charging states under different switching states 基本单元类型 s=0 s=1 中间单元 放电 充电 上桥臂单元 放电 旁路 下桥臂单元 旁路 充电 多电平变换器的 PWM 算法有载波层叠、载波 移相以及空间矢量 PWM 等。空间矢量 PWM 在电 平数增加时基本矢量和冗余开关状态的选择变得极 其复杂 [12-14]，不易扩展到更高电平。而载波移相 PWM 在控制电容电压平衡时需要根据每个单元的 电压大小由独立的 PI 调节器生成不同的参考波[6,9]， 控制器的设计和 PWM 信号的生成都比较复杂，同 样不适合很高的电平数。本文采用的是载波层叠 PWM 方法，每相桥臂只需要一路独立的 PWM 信号 即可，可适用于任意单元级联和任意电平数[7,11]。 载波层叠 PWM 在每个 PWM 控制周期内，每 个基本单元有三种可能的工作模式：s = 1 模式（上 管一直导通）、s = 0 模式（下管一直导通）和 PWM 模式。在 PWM 模式中上管以一定的占空比导通， 其开通时间由参考电压与三角载波比较得到。 悬浮电容的电压平衡控制由 PWM 控制单元实 现。首先将整流控制单元得到的三相参考电压分别 与三角波相比较，得到每一相的 PWM 信号和层级 信号。然后将上下桥臂悬浮电容电压分别排序，由 于上下桥臂内部单元互相独立，不同单元之间工作 模式可以互换，而不同工作模式和电流方向对悬浮 电容的充放电有不同的效果。因此通过合理分配所 有单元的工作模式，使得电压较高的单元放电，电 压较低的单元充电，就可以实现所有单元电容电压 第 26 卷第 5 期 王 奎等 基于新型模块化多电平变换器的五电平 PWM 整流器 37 的动态平衡。 以五电平桥臂为例，假设悬浮电容电压给定值 为 100V，is＞0，要求输出的相电压为 2VC＜uo＜3VC， 此时层级信号为 2，有两个单元工作在 s=1 模式、1 个单元工作在 PWM 模式、1 个单元工作在 s=0 模 式。假定测得的各个单元电压及从低到高排序见表 2。由于中间单元电压低于给定值，故选择中间单元 工作在 s=1 模式使其充电。将上下桥臂单元电压按 照从低到高分别排序，上桥臂单元 1 电压最低，使 其工作在 s=1 模式旁路，单元 2 电压最高，使其工 作在 s=0 模式放电，电压居中的单元 3 工作在 PWM 模式处于半放电状态。下桥臂单元 6 电压最低，使 其工作在 s=1 模式充电，单元 5 电压最高，使其工 作在 s=0 模式旁路，电压居中的单元 7 工作在 PWM 模式处于半充电状态。通过这种方法分配工作模式 就能实现各个单元之间的电压动态平衡。 表 2 五电平桥臂各单元电容电压以及工作模式选择 Tab.2 Operating mode decision based on capacitor voltage 编号 电压/V 排序 工作模式 1 96 1 s=1 2 102 3 s=0 上桥臂 3 98 2 PWM 中间单元 4 97 s=1 5 103 3 s=0 6 99 1 s=1 下桥臂 7 101 2 PWM 4 实验结果 为了对本文提出的控制算法进行实验验证，设 计了一台三相五电平的实验样机，该样机以 TI 公司 的电机控制专用浮点 DSP 芯片 TMS320F28335 为控 制器核心，PWM 信号扩展采用一片 FPGA 实现。 功率器件采用 IGBT。实验的各项参数见表 3。 表 3 PWM 整流实验参数 Tab.3 Parameters for PWM rectifier experiment 实验参数 数值 母线电压给定值 Udc/V 100 悬浮电容电压给定值 uC,ref /V 25 输入线电压有效值 Ul/V 40 输出线电流有效值 Il/A 3 载波频率 fs/kHz 10 悬浮电容容量 C/µF 1000 桥臂串联电感 L/mH 1 负载电阻 R/Ω 50 图 4 给出了母线电压和网侧电压、电流波形， 母线电压稳定在 100V 左右，电流波形正弦度也很 高。图 5 为 DSP 内部读出的相电压和三相电流波形， 可以看出相电压和电流同时过零点，功率因数为 1。 图 6 给出了 a 相 7 个悬浮电容的电压波动情况，电 容电压基本保持平衡，波动峰峰值为 3V 左右。 图 4 母线电压、网侧电压和电流波形 Fig.4 DC bus voltage, AC-side voltage and current 图 5 功率因数为 1 的验证 Fig.5 Unity power factor verification 图 6 悬浮电容电压波形 Fig.6 Floating capacitor voltages 38 电 工 技 术 学 报 2011 年 5 月 图 7 为突加突减负载时母线电压和输入电流波 形。负载电阻从 50Ω 减小到 25Ω 时，电流峰值从 2A 增大到 4A 左右，而母线电压仅有很小的跳变并 很快达到稳定，可见该系统具有很好的动态性能。 图 7 突加突减负载时母线电压和输入电流波形 Fig.7 Bus voltage under transient condition 5 结论 多电平 PWM 整流器在高压大容量场合有着广 泛的应用前景。本文研究了一种基于新型 MMC 的 五电平 PWM 整流器，整流控制单元采用电压定向 矢量控制实现了母线电压稳定和单位输入功率因数 运行，PWM 控制单元采用载波层叠 PWM 与电压平 衡控制算法相结合的方式实现了所有悬浮电容的电 压平衡控制。整个控制系统可适用于任意单元级联 和任意电平数，具有很好的通用性和扩展性。 参考文献 [1] Rodriguez J R, Dixon J W, Espinoza J R, et al. 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