Single stage amp

null第三章 单级放大器第三章 单级放大器模拟电路 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 的八边形法则模拟电路设计的八边形法则模拟设计的小信号概念(1)模拟设计的小信号概念(1)非线性系统的 输入输出特性若:设函数:则增益:[x0,f(x0)]就是静态工作点。模拟设计的小信号概念(2)模拟设计的小信号概念(2)模拟设计的小信号概念(3)模拟设计的小信号概念(3)MOS管总电流为:MOS管的交流电流分量为:小信号的假定条件:通常认为“<<”两边之比<1:10时, “<<”的条件成立, | vgs(t) |可视为小信号模拟设计的小信号概念(例)模拟设计的小信号概念(例)假定VGS – VTH = 0.5V,则|vgs(t)|可视为小信号的变化范围为:|vgs(t)| < 0.1∙2(VGS – VTH)  0.1V注意该值(|vgs(t)|  0.1V)比BJT相对于VBE = 0.7V的|vbe(t)| 10mV大得多,这是因为Id与Vgs成平方关系,而Ic与Vbe成指数关系, Ic=f(vbe)曲线比 Id=f(vgs)曲线陡峭得多。MOS管的小信号电阻r0MOS管的小信号电阻r00.005λ0.03[V-1]nullnull3.2 共源级null共源极放大器构成 放大管：NMOS，PMOS 负载：电阻，二级管连接MOS管，恒流源，线性区MOS管 反馈：源极负反馈3.2.1采用电阻负载的共源级(CS)3.2.1采用电阻负载的共源级(CS)采用电阻负载的共源级(CS)采用电阻负载的共源级(CS)斜率(即增益)最大为多少？输出电压摆幅最大为多少？静态工作点 放大器增益最大可达到多少？ 输出电压摆幅最大为多少？V0Vin电阻负载共源级的ID(Vin)、gm（Vin）电阻负载共源级的ID(Vin)、gm（Vin）临界饱和点AAM1在饱和区M1在线性区gm=β(Vgs-VT)VinA-VTgm=βVDSVinAVinA-VTnullnull电阻负载共源级的小信号等效电路电阻负载共源级的小信号等效电路本征增益，大约为10~30简单CS放大器的设计参数简单CS放大器的设计参数固定设计参数: kn’,VTH, λ (由制造工艺决定) 设计目标: 一定大小的放大器增益 Av= -gmRD (Avmax= ？) 设计可变参数:VDD,ID,VG,W/L,RD (VDD通常也是固定的) 附加设计条件:功耗大小要求；输入、输出电压范围(摆幅) 限制条件:MOS管必须工作在饱和状态输出电压摆幅电阻负载CS放大器设计参数的制约关系电阻负载CS放大器设计参数的制约关系增益AV与W/L、ID、RD(VRD)三个参数有关。若保持为ID、 W/L常数， RD↑，AV ↑，这意味着VDS ↓，放大器静态工作点下移，输出电压的摆幅↓。若保持ID、RD为常数， W/L↑，AV ↑，但MOS管寄生电容↑，高频响应(放大器的f3dB↓)变差。若保持W/L、VRD不变，ID ↓， AV ↑，这意味着RD ↑，版图面积↑，电阻噪声↑，放大器速度↓(输出节点时间常数RC ↑)，沟道调制效应的影响↑ (r0与RD更接近)。总之，若为提高增益而使 RD↑，就会导致输出电压的摆幅↓，版图面积↑，电阻噪声↑，放大器速度↓，因此电阻负载CS放大器一般不常用 。null二极管连结MOS管的工作状态二极管连结MOS管的工作状态MOS管二极管连结并导通时,Vg=Vd,显然,不论是NMOS还是PMOS管,均工作在饱和区二极管连接的MOS管的小信号等效电阻二极管连接的MOS管的小信号等效电阻二极管连接的MOS管从源极看进去的小信号等效电阻：常用公式二极管连接的MOS管小信号阻抗二极管连接的MOS管小信号阻抗Rin对于图(c)对于图(a)、(b)(a)(b)(c)λ=0时同(a)、(b)MOS二极管连接负载的共源极MOS二极管连接负载的共源极NMOS负载时，λ≠0，γ≠0PMOS负载时， λ≠0，γ=0Rin=[1/(gm2+gmb2)]//r02Rin=(1/gm2)//r02MOS二极管连接负载的共源极（ λ＝0 ）MOS二极管连接负载的共源极（ λ＝0 ）增益与偏置电流无关，即输入与输出呈线性(大信号时也如此！)NMOS二极管PMOS二极管Rin≈1/(gm2+gmb2)Rin ≈ 1/gm2Vbs≠0Vbs=0MOS二极管连接负载的共源极(例1)MOS二极管连接负载的共源极(例1)若(W/L)2=1，则(W/L)1>>1 ; (WL)1很大, 若(W/L)1=1，则(W/L)2<<1, (WL)2也很大,无论如何，这都会导致要么输入寄生电容太大或输出寄生电容太大，从而减小3dB带宽。 相对而言，(W/L)2<<1对带宽的影响比(W/L)1>>1 要小 这体现了增益与速度(带宽)的矛盾!则有：通常：于是：若需AV=10MOS二极管连接负载的共源极MOS二极管连接负载的共源极记Von=VGS-VT表示MOS管的过驱动电压(Von越大,MOS管工作电流也越大),该式表明增益是两管过驱动电压之比，AV越大，Von2越大，Vomax越小。∵ ID1= ID2 ∴∵ Von2= VDD- Vo - |VTP |∴ Vo= VDD- |VTP | -Von2MOS二极管连接负载的共源极(例2)MOS二极管连接负载的共源极(例2)设电源电压 VDD=3V, |VTN|= |VTP| =0.7V 假定 Von1 = VGS1-VTH1= Vin-VTH1 ≥ 0.2V 若AV=-10, 则 |VGS2| ≥ | AV | •Von1+| VTH2 | = 2.7V ∵ |VDS2 | = | VGS2 | ≥ 2.7V 故 Vo=VDD- | VDS2 | ≤ 3-2.7=0.3V, 联系到M1饱和要求: Vo= VDS1≥VGS1-VTH1 = Von1 =0.2V. 故Vo的变化范围仅有0.2V～0.3V，输出电压摆幅非常小。问题: 显而易见,Vin, Vo , 又∵ Vo≥Vin-VTH1 (M1饱和要求)故存在Vin max, 那么Vin max =?求上例中Vinmax=? (例3)求上例中Vinmax=? (例3)设电源电压 VDD=3V, | AV |=10, |VTN|= |VTP| =0.7V ∵ M1临界饱和时:Vo = Von1 = VGS1-VTH1= Vinmax-VTH1 又∵ |VGS2| = | AV | (Vinmax-VTH1) +| VTH2 | 又∵ Vo + | VGS2 | = VDD ∴ (Vinmax-VTH1) (1+ | AV | ) +| VTH2 |= VDD ∴ Vinmax = (VDD - | VTH2 |) / (1+ | AV | ) + VTH1 ∴ Vinmax = (3 – 0.7) / (1+ 10 ) + 0.7=0.91V ∴ 0.7V=VTH1< Vin ≤ 0.91V易见，M1的输入电压范围也很窄!具有阶跃偏置电流的二极管连接器件具有阶跃偏置电流的二极管连接器件若 I1 越来越小, VGS 越来越接近 VTH I1越来越接近 0时, 忽略漏电流的影响, 我们有： VGS≈VTH2, 因此 Vout≈VDD-VTH2 !!! 此即NMOS模拟开关传送高电平时的阈值损失特性 PMOS开关呢？情况又如何？在数字电路中,NMOS、PMOS的栅极在开关导通时分别接“1”、“0”电平,截止时刚好相反,两种开关并联即构成CMOS传输门。MOS二极管连接共源极的最大输出电压MOS二极管连接共源极的最大输出电压若上图中M2的栅极接一个固定电压Vb结果又如何?M1截止MOS二极管连接共源极的最大输出电压MOS二极管连接共源极的最大输出电压M1截止MOS二极管连接负载共源极的小结MOS二极管连接负载共源极的小结增益AV[(W/L)1/(W/L)2]1/2 = Von2/ Von1。 增益AV不高(一般<10)，且输入、输出摆幅小，这一特点限制了它的应用。 它的优点是跨导gm与电流ID无关，放大器的线性特性好，大信号下也如此。二极管连接的MOS管常用来构成有源电流镜。 有改善AV不高、输出摆幅小这一缺点的电路，但效果不是特别明显。MOS二极管连接负载的共源极(例4)MOS二极管连接负载的共源极(例4)右图中M1偏置在饱和区，漏电流为I1。已知IS=0.75I1，求AV=？增加IS在相同增益下可增加输出电压摆幅。采用电流源负载的共源级采用电流源负载的共源级Cj由上式可知:若I1为理想恒流,Vin↑,则Vout↓也可以这样理解: 静态时, I1=ID1,V0为一确定的静态电压,Ij= 0。Vin↑,ID1↑,Ij=I1- ID1<0,Cj(可以理解成是负载电容,也可以理解成是寄生电容)放电,V0↓,反之, Vin↓,ID1↓, Ij=I1- ID1>0,Cj充电,V0 ↑Ij电流源负载共源级的输出电压摆幅问题电流源负载共源级的输出电压摆幅问题记Von=VGS-VT，常称Von为MOS管的过驱动电压,它表征MOS管工作电流的大小M1、M2饱和要求:Von1 =Vin - VTN ≤ Vout ≤ Vb +| VTP | = VDD – Von2输出电压摆幅与Vin、 Vb有关(也常说成与Von1、 Von2有关,两种说法是一致的)。保持ID不变,若(W/L)1,2↑，Von1、2 ↓ ,Vin↓, Vb ↑, 摆幅增加 (反之减小)。 但(W·L)↑，寄生电容↑，高频性能变差，f3dB ↓ 。此即摆幅与带宽的折衷。若保持(W/L)1,2不变， ID ↑(ID 增加一般来说放大器速度也增加), Von ↑, Vin ↑, Vb ↓, 摆幅减小(反之增加)。此即速度与摆幅的折衷。采用电流源负载共源级的AV采用电流源负载共源级的AV若W、ID不变, L↑(r02 ↑), AV↑，但过驱动电压Von↑，输出电压摆幅↓，若同时保持Von不变(即摆幅不变) ，则需W ↑，这会导致寄生电容↑, 放大器带宽↓。这充分体现了模拟设计中的增益、摆幅、带宽之间的折衷关系。(电阻负载CS中 ID不变, RD↑, AV↑, 摆幅一定↓)(∵λ ∝1/L)注意增益与ID的平方根成反比!若ID↓, AV↑, 过驱动电压Von↓, 摆幅↑, 放大器速度↓(ID↓), 这体现了增益、摆幅、速度之间的折衷关系。若L、ID不变, W↑, AV↑，过驱动电压Von ↓ ，输出电压摆幅↑ ,这会导致寄生电容↑, 放大器带宽↓。这体现了模拟设计中的增益、摆幅、带宽之间的折衷关系。注意其AV与摆幅之间的关系同带电阻负载CS的差别问题: 静态工作点Vout如何计算?问题: 静态工作点Vout如何计算?若M1、M2饱和，不考虑沟道调制效应（即λ=0），则：上式与Vout大小无关！！，即表示若M1、M2饱和， Vout可以为任意值！这显然与实际不复！电流源负载共源级的静态点问题(1)电流源负载共源级的静态点问题(1)静态时(Vin、 Vb为一固定常数)， Vout的大小由沟道调制效应 (λ1、λ2)决定，若不考虑沟道调制效应则无法求得静态工作点，这种情况叫静态工作点无法“目测”静态工作点不能“目测”静态工作点可以“目测”n(W/L)1(Vin-VTN)2(1+1V0 )= P(W/L)2(VDD-Vb-|VTP|)2[1+1(V0 -VDD)]若不考虑沟道调制效应：静态点不能“目测”带来的问题(1)静态点不能“目测”带来的问题(1)半电路ISS变化2ΔISS导致V01变化ΔV01等效于Vin变化ΔVin导致V0变化ΔV0ISS的变化导致静态点电压的剧烈变化恒流源负载的CS用作差分输入级的半电路时, ISS若因输入共模电压Vin1=Vin2发生变化带来沟道调制效应(ISS通常是以单NMOS构成的简单恒流源)导致ISS有一微小变化2ΔISS, 其静态电压V01因r01//r02较大而变化一较大量2ΔISS(r01//r02 ) (特别是共源共栅结构尤其明显), 这将导致后级因此无法正常工作。该电路作为差分对的半边电路时，必需辅以稳定Vout静态电压的电路(通常称为共模反馈电路)才能正常工作！静态点不能“目测” 与能“目测”的差异静态点不能“目测” 与能“目测”的差异Vout= ISS / gm3 << ISS (r01 // r02 )AB2ΔISS静态时A、B两点电压相等, 因从M2(3) 漏端看进去的阻抗1/gm2(3)远小于r01//r02 ,故ISS若因共模电压Vin1=Vin2发生变化带来沟道调制效应(ISS通常是以单NMOS构成的简单恒流源)导致ISS有一微小变化2ΔISS, 则静态电压的变化比恒流源负载的CS小得多, 故该二级管连接负载的CS电路作为差分对的半边电路时，勿需共模反馈电路即能正常工作！Rin1/gm3不能“目测”时的变化量工作在线性区的MOS负载的共源级工作在线性区的MOS负载的共源级工作在线性区的MOS负载的共源级工作在线性区的MOS负载的共源级M2 导通需满足: Vb-VDD≤VTH2, 即 Vb≤VDD+VTH2 M2 工作在线性区需满足: Vout-VDD≤Vb-VDD-VTH2, 即 Vb≥Vout+VTH2 M2工作在深线性区需满足: 2(Vb-VDD-VTH2) >>Vout-VDD,即: Vb>>VDD/2+VTH2+Vout/2 Vb 、 (W/L)2 还应满足 Ron2 大小的要求如何确定Vb？产生上述条件的Vb很难, 且AV不高, 故这种放大器很少采用!!!CS放大器小结CS放大器小结带电阻负载的CS增益AV=-gmRD, 因RD↑, 芯片版图面积↑, 且噪声↑,输出摆幅↓,故难于获得高增益, 但因电阻的匹配好, 常用于作低失调放大器的差分输入级。 带MOS二极管连接负载的CS增益AV=-gm1/ gm2 ,因摆幅、带宽、芯片版图面积等原因难于获得高增益, 因此用得较少。 带恒流源负载的CS增益AV=-r01// r02 ,因高增益与输出摆幅没有不可避免的矛盾,故用得最多,用作差分输入级的半电路时需共模反馈电路以稳定静态直流工作点。 由于存在密勒效应，频带一般，常同CB联合构成CS—CB放大器，用于高速运放作差分输入放大级。null（1） （2） （3） （4） （5） （6）例：设Kn＝2Kp（Kn＝μnCox）， λn＝ λ p，每个电路偏值电流相等。设每个管均工作在饱和区。初略估计，定性选择那个电路具有：1.最大交流小信号增益 2.最低交流小信号增益 3.最高交流输出电阻 4.最低交流输出电阻null带源极负反馈的共源级null(λ=0，γ=0)等效跨导nullRS=0RS ≠0RS=0、 RS ≠0漏电流和跨导曲线若gmRD>>1, AV≈RD/RS, 输入与输出呈线性关系, 因为AV, 输入电压线性范围, 这是以牺牲增益为代价的。同时RS的引入, 输出电压V0min=Von1+VRS (比无RS时:V0min=Von1大了VRS) 。输出摆幅 。null从源级看进去的阻抗源级反馈电阻负载电阻nullnull注意到 M2 连接为二极管， 故其小信号等效电阻为 1/gm2。 于是，AV=-RD/(1/gm1+1/gm2)Rin= 1/gm2从源级看进去的阻抗源级反馈电阻负载电阻辅助定理辅助定理在线性电路中，电压增益Av=-GmRout，其中Gm表示输出对地短接时电路的跨导；Rout表示当输入电压为零时电路的输出电阻。如上图所示。如果电路的Gm、Rout可以通过观察确定，这个辅助定理将会非常有用。∵Vout=-IoutRout，定义Gm=Iout/Vin，则Vout =GmVinRout ∴ Av=Vout/Vin=-GmRout带负反馈的共源级的等效跨导Gm带负反馈的共源级的等效跨导Gmλ≠0，γ≠0共源极的输出电阻Rout共源极的输出电阻Rout输出电阻比不带RS时扩大了[1+(gm+gmb)] RS倍!带负反馈的共源级(λ≠0，γ≠0)带负反馈的共源级(λ≠0，γ≠0)λ≠0，γ≠0由代维南定理，可求得输出端的等效输出电阻：由辅助定理, 得:恒流源负载、带源极负反馈的增益恒流源负载、带源极负反馈的增益带源级负反馈电阻的CS放大器小结带源级负反馈电阻的CS放大器小结因引入负反馈电阻RS , AV , 输入线性范围,常在高线性的V/I变换电路中用作差分输入级的半电路。 因输出阻抗较高, 利用该特性可在MOS管的源级加入负反馈电阻以构成高性能电流源。 因负反馈电阻RS的引入, 输出电压允许的最小值增加, 即输出摆幅。即因此多消耗了一些电压余度。 null源极跟随器nullnull源极跟随器的输出电阻源极跟随器的输出电阻衬偏效应等效于在输出端接了一个电阻1/gmb——这仅对源跟随器是正确的！衬偏效应使源跟随器的输出电阻减小了！源极跟随器的输出电阻(例)源极跟随器的输出电阻(例)习题2.2：W/L=50/0.5，ID=0.5mA，求gm对于BJT：Rout=re=VT/IC=26mV/0.5mA=52Ω易见, BJT射极跟随器的输出电阻比MOS源跟随器的输出电阻小很多, 且实际用作输出级时ID更大些，RoutBJT/RoutMOS会更大一些!!这也是源跟随器驱动能力不强、实际中驱动低阻、大电容负载不常用的原因。若是PMOS管，该值还会增加近乎1倍实际中常用什么做输出级驱动低阻、大电容负载呢?驱动低阻、大电容负载的A类BiCMOS输出级驱动低阻、大电容负载的A类BiCMOS输出级Q1是N—SUB上的衬底NPN，注意：因N—SUB接最高电位VDD，故Q1的集电极C只能接VDD。同理，P—SUB上只能做衬底PNP，因P—SUB接最低电位VEE，故衬底PNP的集电极C只能接VEE。衬底NPN(PNP)的可做到>100。恒流源偏值源极跟随器的增益恒流源偏值源极跟随器的增益λ1= λ2 =0，γ1≠0代维南等效恒流源负载的源极跟随器恒流源负载的源极跟随器λ1≠ 0， λ2 ≠ 0，γ1≠0输出端视在输入阻抗此项始终不变例3.8：计算下图电路的电压增益AV例3.8：计算下图电路的电压增益AV输出端视在输入阻抗λ1≠ 0, λ2 ≠ 0从M2源端看进去的阻抗为：γ1≠0, γ2≠0从M1源端看进去的阻抗为：M1衬偏效应的等效电阻M1衬偏效应的等效电阻源跟随器与共源放大器的级联源跟随器与共源放大器的级联1. 仅有CS 放大器， M1工作在饱和区时: VX≥VonM1=Vin-VTH12. 加上源跟随器后， M3工作在饱和区时: VX ≥ VGS2+VonM3= VGS2+(Vb-VTH3)用作电平移动的源跟随器会消耗电压余度(减小输出摆幅)P-SUB上没有体效应的PMOS源跟随器P-SUB上没有体效应的PMOS源跟随器源级跟随器小结源级跟随器小结源级跟随器的AV≤1，因输出电阻较大，一般只用来驱动小电容(或高阻)负载，不宜用来驱动低阻、大电容负载。 源级跟随器的最可能的应用是用来构成电平位移电路。 驱动低阻、大电容负载常用衬底NPN (PNP)构成射极跟随器来驱动。例3.9 源极跟随器的应用例3.9 源极跟随器的应用在所关心的频率下C1交流短路，求AV？M1工作在饱和区时，输入端允许的最大直流电平为多少？ 为了允许接近VDD的输入直流电平，电路改为(b)图所示，M1、M3的栅源电压应满足什么样的关系才能保证M1个工作在饱和区？AV=-gm1[r01//r02//(1/gm2)Vinmax≤VDD-|VGS2|+VTN若Vin=VDD，则VX=VDD-VGS3，要保证M1工作在饱和区，则有：VDD-VGS3-VTN≤VDD-|VGS2|，即VGS3+VTN≥ |VGS2|共栅放大器共栅放大器直接耦合的共栅级电容耦合的共栅级输入——输出特性共栅放大器的输入电阻共栅放大器的输入电阻RDIX+r0[IX-(gm+gmb)VX]=VX若λ= 0，Rin=1/ (gm+gmb)，输入呈现低阻抗特征RD 减小了(gm+gmb)r0倍！呈现出阻抗变换特性！共栅放大器阻抗变换特性的应用共栅放大器阻抗变换特性的应用假定传输线的特征阻抗为 50Ω 若 λ=γ=0, 则漏电流的变化gm1△VX都是从RD抽取的，故两个电路的增益都是 AV≈ -gmRD. 为使结点X处的反射最小，传输线的负载阻抗必须等于其特征阻抗。RD≠ 50Ω时，(a) 一定存在波反射，(b)中选则合适的M1就可使RinM2=1/ (gm+gmb)=50Ω,从而消除波反射!共栅放大器的输出电阻共栅放大器的输出电阻RS为信号源内阻共栅放大器的输出电阻很大，约为r0的[1+(gm+gmb)RS ]倍! 理解这一点是理解共源共栅电路的基础。共栅放大器的增益AV共栅放大器的增益AV共栅放大器增益AV的讨论共栅放大器增益AV的讨论r0→∞这同带源级负反馈电阻RS的CS增益,只是符号相反,给出直观解释RD→∞这同带恒流源负载的CS增益,只是符号相反,给出直观解释共栅放大器小结共栅放大器小结Ai≈1，AV=gm(RD //r0) ，AV同CS放大器相当 输入阻抗低，有阻抗变换特性。 输出阻抗高，可用于提高增益和构成高性能恒流源。 由于没有密勒效应，频带最宽，常同CS联合构成CS—CB放大器，用于高速运放作差分输入放大级。共源共栅（ Cascade ）放大器共源共栅（ Cascade ）放大器输入——输出特性为什么VXmax=Vb-VT2？Vin↑时，M1、M2谁先进入线性区？谁先进入线性区对恒流特性和输出摆幅有何关系?当 VX < Vin – VTH1 时 M1 进入线性区 当Vout < Vb – VTH2时M2进入线性区 容易分析， Vb 较小时， M1比M2先进入线性区M1、M2不同偏值时Pspice仿真结果M1、M2不同偏值时Pspice仿真结果12V3.8V1.8V12V1.5V1.8VM3M2M3M2M2最后进入线性M3最先进入线性,该点电压即是V0minM2一开始就工作在线性区注意比较单MOS管与共源共栅结构曲线的斜率VAIDIDVAVAVAM1、M2同时进入线性时Pspice仿真结果M1、M2同时进入线性时Pspice仿真结果12V2V1.8VM1、M2同时进入线性,该点电压即是V0minM2M3M2一开始就工作在线性区斜率有明显差别!最理想的情况是M2、M3同时进入线性，这样可以获得最大摆幅M2最后进入线性M3最先进入线性该点电压即是V0minVAIDVAVAVAIDID共源共栅放大器的偏值条件共源共栅放大器的偏值条件M1 饱和时: VX ≥ Vin – VTH1， 即：Vb ≥ Vin – VTH1 + VGS2 或： Vb ≥ Von1 + VGS2 M2 饱和时: Vout ≥ Vb – VTH2， 即: Vout ≥ Von1 + VGS2 –VTH2 或： Vout ≥ Von1 + Von2共栅管M2的增加虽然提高了从M2漏端看进去的阻抗、改善了放大器的频率特性，但输出电压摆幅减小了一个大小等于M2的过驱动电压。这是靠牺牲摆幅来获取带宽和增益的提高。共源共栅放大器的小信号等效电路共源共栅放大器的小信号等效电路λ1= 0， λ2 = 0，γ2≠0例：求下图电路的AV(假定λ=0)例：求下图电路的AV(假定λ=0)M1的小信号电流gm1Vin被Rp和向M2源端看进去的阻抗1/(gm2+gmb2)分成两部分，故：因Vout=ID2RD，所以：共源共栅放大器的输出电阻共源共栅放大器的输出电阻注意：左边电路的输出阻抗就是共源放大器带负反馈电阻RS的的输出阻抗上式表示共源共栅结构具有很高的输出阻抗，对提高放大器小信号增益、提高电路源的恒流特性十分有利共栅放大器的输出电阻大在恒流源中的应用共栅放大器的输出电阻大在恒流源中的应用12V2V1.8VM1、M2同时进入线性输出电压摆幅最大M2M312V3.8V1.8VM3Voutmin ,M2最后进入线性M3最先进入线性M2VoutminVAVAVAVAIDID恒流源负载的共源共栅放大器恒流源负载的共源共栅放大器理想恒流源如何近似产生？共源共栅（ Cascade ）放大器共源共栅（ Cascade ）放大器因M1、M2的高输出阻抗，欲得高增益要求所带负载也必须是高输出阻抗，故负载也常用共源共栅电路源。用共源共栅电流源近似代替理想恒流源该电路的静态工作点Vout能“目测”吗?为什么?共源共栅电路静态工作点不能“目测”带来的问题共源共栅电路静态工作点不能“目测”带来的问题CS—CB恒流源负载用作差分输入级的半电路时, ISS若因输入共模电压发生变化(Vin1=Vin2=Vincm)带来沟道调制效应(ISS通常是以单NMOS构成的简单恒流源)导致ISS有一微小变化2ΔISS, 其静态电压V01= V02因(gm5r05r07)// (gm3r03r01)很大而变化一很大量ΔISS[(gm5r05r07)// (gm3r03 r01) ], 这将导致后级因此无法正常工作。该电路作为差分对的半边电路时，必需辅以稳定Vout静态电压的电路(通常称为共模反馈电路)才能正常工作！ISS的微小变化会导致Vout静态工作点的极大变化M1M3M5M7半电路VincmV01△VinV02Rin= gm3r03r01Rin= gm5r05r07△Vout= gm1[gm3r03r01 // gm5r05r07] △Vin△V01(02)= [gm3r03r01 // gm5r05r07] △ISS2△ISS静态点不能“目测” 与能“目测”的差异静态点不能“目测” 与能“目测”的差异二极管连接的MOS管用作差分输入级的半电路时, ISS若因输入共模电压Vin1=Vin2=Vincm发生变化带来沟道调制效应(ISS通常是以单NMOS构成的简单恒流源)导致ISS有一微小变化2ΔISS, 其静态电压V01= V02因(1/gm5)// (gm3r03r01) ≈ (1/gm5) 较小而变化一较小量ΔISS/gm5, 这比CS—CB恒流源负载时远远小的多。故该电路作为差分对的半边电路时，勿需辅以稳定Vout静态电压的电路(通常称为共模反馈电路)就能正常工作！ISS的微小变化会导致Vout静态工作点的极大变化M1M3M5M7V01△VinV02Rin= gm3r03r01Rin= 1/gm5△Vout= [gm1/gm5] △Vin <