2KW超声波驱动电源设计

第一章绪论 1 绪论 随着现代科学技术飞速发展。各学科之间相互渗透，新兴边缘学科不断出现，超声工程学作为一门新兴的边缘学科．在工业生产、卫生保健和航空航天等许多领域中扮演着十分重要的角色。我国近十年来，对超声技术的应用研究十分活跃，超声工程学按其研究内容，可划分为功率超声和检测超声两大领域。所选课题超声波电源的研究，是功率超声技术的一个重要应用部分。 1．1超声波电源的发展概况和发展趋势 超声波电源又叫超声波功率源，是超声波清洗系统的核心部分，其发展与电力电子器件发展密切相关，一般可以分为电子管放大器、晶体管模拟放大器和晶体管数字开关放大器三个阶段。 在早期，20世纪80年代前，信号功率放大采用电子管，采用电子管的优点是动态范围较宽，此优点对于音频放大器很重要，但对超声波电源来说没有什么好处，因此，当功率晶体管出现后即遭淘汰，电子管的缺点很多：功耗大、寿命短、效率低、电源成本高、体积大。 20世纪80年代到90年代中旬，功率晶体管发展己非常成熟，各种OCL及OTL电路大量用于超声波电源，功率晶体管模拟发生器开始投入使用，电源效率提高、体积和重量下降，由于受开关速度的限制和晶体管开关特性的影响，采用晶体管模拟放大器的超声波电源有以下几个缺点： (1)功耗较大。由于OTL、OCL电路理论效率只有78％左右，实际效率更低、功耗大，导致功率管发热严重，需要较大的散热功率，并且功率管发热导致系统工作不太稳定。 (2)体积大、重量重。由于功率管输出的功率受到限制，要输出较大的功率需要更多的功率管，且发生器所需求的直流电源是通过变压器降压、整流、滤波后得到。大功率的变压器重、效率低。 (3)不易使用微处理器来处理。由于该电路呈现模拟线路特征，用数字化处理复杂，涉及到A／D和D／A转换，成本高、可靠性低。 随着电力电子器件的发展，特别是VDMOS管和IGBT的发展与成熟，采用开关型超声波发生器成为可能。开关型发生器的原理是通过调节开关管的占空比来控制输出功率的。由于晶体管在截止和饱和导通时的功耗很小，开关型超声波发生器主要有以下特点： (1)功耗低、效率高。开关管在丌关瞬时的功耗较大，但由于开关时间短，在截止或导通时的功耗很小，因此总的功耗较小，最高效率可达到积小、重量轻。由于效率高、功耗低，使得散热要求较低，而且各个开关管可以推动的功率大：在直流电源作用下可直接变换使用，不需要电源变压器降压，因此体积小，重量轻。 (2)可靠性好。与微处理器等配合较容易，电子器件在工作时温升较低，工作可靠，加上全数字开关输出，可用微处理器直接控制。 开关型超声波发生器与开关型电源的发展息息相关，而开关型电源发展又与电力电子开关器件发展紧密相连，也经历了三个发展历程：采用双极型开关晶体管年代、采用VDMOS年代、采用IGBT管年代；这样它的工作频率也经历了工频，低频，中频到高频的发展历程。随着电力电子器件的迅速发展，电力电子电路的控制也在飞速发展。控制电路最初以相位控制为手段、由分立元件组成，发展到集成控制器，再到实现高频开关的计算机控制。目前，向着更高频率，更低损耗和全数字化的方向发展。 模拟控制电路存在控制精度低、动态响应慢、参数整定不方便、温度漂移严重、容易老化等缺点。专用模拟集成控制芯片的出现大大简化了电力电子电路的控制线路。提高了制信号的开关频率，只需外接若干阻容元件即可直接构成具有校正环节的模拟调节器，提高了电路的可靠性。但是，也正是由于阻容元件的存在，模拟控制电路的固有缺陷，如元件参数的精度和一致性、元件老化等问题仍然存在。此外，模拟集成控制芯片还存在功耗较大、集成度低、控制不够灵活，通用性不强等问题。 用数字化控制代替模拟控制，可以消除温度漂移等常规模拟调节器难以克服的缺点，有利于参数整定和变参数调节，便于通过程序软件的改变，调整控制方案和实现多种新型控制策略。同时可减少元器件的数目、简化硬件结构，提高系统可靠性。此外，还可以实现运行数据的自动储存和故障自动诊断，有助于实现电力电子装置运行的智能化。超声波发生器应用控制技术一般有三种形式：采用单片机控制、采用FPGA控制。但是我们这里用的是UC3875为控制器，做为PWM的占空比可变和过压、过流保护的功能，其是可以完成的 。 (1)采用单片机控制 单片机是一种在一块芯片上集成了CPU，RAM瓜OM、定时器／计数器和I／O接口等单元的微控制芯片，广泛应用在各种控制系统，主要以美国INTEL公司生产的MCS．51和MCS．96两大系列为代 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 。在超声波发生器中，单片机主要用作数据采集和运算处理、电压电流调节、PWM信号生成、系统状态监控和故障自我诊断等，作为整个电路的主控芯片运行，完成多种综合功能。配合D／A转换器和IGBT功率模块实现脉宽调制。另外，单片机还具有对过流，过热、欠压等情况的中断保护以及监控功能。 单片机控制克服了模拟电路的固有缺陷，通过数字化控制方法，得到高精度、高稳定度的控制特性，可实现灵活多样的控制功能。但是，单片机的工作频率与控制精度是一对矛盾，处理速度也很难满足高频电路的要求，这就使人们寻求功能更强芯片的帮助，于是UC3875应运而生。 (2)采用UC3875控制 UC3875芯片作为控制电路的2KW移相控制全桥变换（PSC FB ZVS-PWM）软开关电源，由于开关管在ZVS条件下运行，可实现高频化，而且控制简单，性能可靠，适用于大功率场合。且能保持恒频运行，就不会同时出现大电压、大电流，减少了开关所受的应力，实现了高效化。大大减小了电源的体积。 (3)采用FPGA控制 FPGA属于可重构器件，其内部逻辑功能可以根据需要任意设定，具有集成度高、处理速度快、效率高等优点。其结构主要分为三部分：可编程逻辑块、可编程I／O模块、可编程内部连线。由于FPGA的集成度非常大，一片FPGA少则几千个等效门，多则几万或几十万个等效门，所以一片FPGA就可以实现非常复杂的逻辑，替代多块集成电路和分立元件组成的电路。它借助于硬件描述语言来对系统进行设计，采用三个层次 (行为描述、PJL描述、门级描述)的硬件描述和自上至下(从系统功能描述开始)的设计风格，能对三个层次的描述进行混合仿真，从而可以方便地进行数字电路设计，在可靠性、体积、成本上具有相当优势。比较而言，DSP适合取样速率低和软件复杂程度少时，FPGA更有优势。 1．2本文的研究背景及主要工作 20世纪60年代初，我国开始研制各种超声波清洗机的功率电源，到目前为止，我国的超声电源也经历了电子管、晶闸管、晶体管、VMOS和IGBT的发展过程。20世纪70年代电子管组成的超声波电源电能利用率低、电源成本高、体积大。20世纪70年代到80年代初，晶闸管超声波电源开始投入使用。晶闸管电源与电子管电源相比较有了很大提高，体积和重量有所下降，但由于受到开关速度的限制和晶闸管开关特性的影响，电源频率在20kHz以下，工作效率较低。 为了克服上述电源的不足，人们开始研制和使用VMOS电源。VMOS电源开关速度高、驱动功率小。但是由于管子的制造工艺结构限制，单管的导通电流较小，耐压较低，抗电流和电压冲击能力较差。晶体三极管的驱动功率较大，但采用大功率复合三极管，开关速度会大大降低，这种复合三极管一般也只能在20kHz以下使用。因此，VMOS管和晶体三极管一般适用于小功率超声波电源。综上所述，超声波电源需要一种开关速度快，导通电流大、耐压高、抗冲击能力强、驱动功率小的新型功率器件。同时，随着微电子技术、计算机技术、自动控制理论和电力电子技术的发展，超声波电源需要一种功率大、频率高、成本低、智能化等系列超声波电源。今后，超声波电源的发展趋势主要有以下几个方面： (1)大功率，高频化。随着功率器件MOSFET、IGBT、MCT、IGCT的发展，将来的超声波电源必将朝着大功率和高频率相统一的方向发展。 (2)低损耗、高功率因数。随着功率器件的发展，再加上驱动电路的不断完善和优化，使得整个装置的损耗明显降低，而且随着对电网无功要求的提高，具有高功率因数的电源是今后的发展趋势。 (3)智能化、复合化。随着超声波电源自动化控制程度及对电源可靠性要求的提高，超声波电源正向自动化控制方向发展，具有计算机智能接口的全数字化超声波电源成为下一代发展目标。 本文就是在传统超声波电源的基础上，提出研究基于UC3875控制的大功率、高频率、低损耗、高功率因数的超声波电源，使其实现功率可调、频率自动跟踪等功能。文中超声波清洗机电源要求达到的技术指标为： (1)功率可调范围2000W一5000W，最大功率为5000W； (2)频率25KHz-35KHz(实际是在一个较窄的范围内工作)； (3)频率自动跟踪，功率自动匹配； (4)具有过流、过压、过温自动保护； 本文按照超声波电源的方案比较、主电路拓扑结构、频率跟踪控制、功率稳定控制、驱动和保护电路、实验结果共六部分进行编排： (1)超声波电源方案比较部分，对整流单元方案、逆变电路拓扑方案、功率控制方案进行了分析，分别选定了不控整流、串联谐振逆变电路和不控整流斩波调功控制方案。 （2）在逆变器控制系统的设计中，利用UC3875实时调节死区宽度，采用集成锁相环CD4046进行负载的频率跟踪，实现基于数字信号处理UC3875的最佳死区频率跟踪系统，最后给出了硬件和软件实现方案。 (3)研究不控整流加斩波器控制功率的方法，把功率控制转化为BUCK变换器的控制，确定闭环控制方案，并针对具体问题在闭环控制系统的控制算法中引入了模糊控制，给出了实现方案和软件流程图。 （4）研究超声波电源与超声波换能器匹配电路的原理，设计主功率高频变压器和匹配电感器。 (5)研究超声波电源中的驱动电路及保护电路，确定驱动电路的方案和保护电路的实现方法。 (6)根据设计结果，试制电路，测试实验结果，对设计进行验证。 2超声波电源系统 超声波电源，即超声波功率源，是一种用于产生并向超声波换能器提供超声能量的装置。超声波换能将电能转换为机械能的器件，它的各项参数直接决定了超声波清洗机的性能。本章主要研究超声波电源系统原理，讨论超声波电源常用的拓扑结构，确定超声波电源主电路方案。 2．1超声波发生器的组成原理 超声波发生器系统一般由整流单元、功率逆变器、匹配网络、反馈网络、信号处理电路、驱动电路和换能器组成，其原理如图1—1所示。 图2.1超声波发生器框图 工作时，三相工频交流电经整流器整流滤波后变为平滑的直流电，送入逆变器；逆变器采用电力半导体器件(IGBT)作为开关器件，把直流电变为所需高频率的交流电；通过匹配网络作用于换能器负载，使电路处于谐振状态。采集谐振回路的电流和电压信号，通过反馈网络得到适合DSP处理的反馈信号；信号处理电路实现频率跟踪和功率调节功能；由UC3875的输出信号输入到高频驱动电路，作为功率管IGBT的驱动和控制信号。 2．2整流单元方案比较 整流单元的作用是将电网输送的交流电变为直流电，为功率逆变器提供基本的电源。整流单元是通过控制半导体电力开关器件的通、断，将交流电变为直流电(AC／DC)的，主要有二极管不控整流、晶闸管相控整流、以及采用新型丌关器件的SPWM整流¨引。 2．2．1二极管不控整流电路 三相桥式二极管不控整流电路如图2—2所示，其特点是结构简单，不需要额外的控制，成本低廉。二极管不控整流电路的输出电压不可调节，且与输入电压成固定比例关系 设输入端线电压为 ，那么有载时输出端电压平均值为 。一般在输出侧采用大电容稳压滤波后可实现较为稳定的直流电压输出· 图2.2不控整流电路图 图2.3相控整流电路图 2．2．2晶闸管相控整流电路 用晶闸管组成的相控整流电路有多种形式，图2—3是桥式三相晶闸管相控整流电路。在三相晶闸管相控整流电路中，设输入端线电压为 ，晶闸管触发为 ，如果触发角 ，那么输出端电压平均值为 ；如果触发角 ，那么输出端电压平均值为 。晶闸管相控整流电路的特点是其输出电压值连续可调，通过调节晶闸管的导通角，可以实现系统的功率调节；缺点是当晶闸管导通角很大时，即在深调压的场合下，其输出电流尖峰很高，功率因数极低，谐波分量很高、EMI很大。 2．2．3SPWM整流电路 随着电力电子器件的飞速发展，在二十世纪七十年代，有人开始将PWM技术引入整流领域，并取得了良好的效果。采用PWM整流可获得单位功率因数和正弦化输出电流。与传统的整流器相比，PWM．SMR对电容、电感这类无源滤波元件或储能元件的需求大大降低，动态性能也有很大的提高，此外其体积、重量也可以大大减少。PWM整流器拓扑结构可分电流型和电压型两大类，目前应用较多的为电压型高频PWM整流器，其拓扑如图2-4所示。通过对VTl~VT6六个开关器件的控制，以实现能量的双向传输，并使输入电流波形跟踪输入电压波形，实现较高的功率因数。 然而，SPWM整流器由于对直流侧电压利用率较低，为了实现网侧高功率因数，需显著提高直流母线电压，通常直流母线上的电压会达到800V～1000V左右，进而造成整流桥与逆变桥功率器件的电压应力，增加了系统成本；由于整流器的丌关器件均处于硬开关状态，故其通态损耗也很大，使系统的效率降低。 经过以上对比分析可以看出，二极管不控整流电路与SPWM开关整流电路相比较，结构简单，不需要额外的控制电路：二极管不控整流电路与晶闸管相控整流电路相比较，提高了功率因数，减少了输入侧的EMI，且其输出电压值适中稳定。所以，本文超声波电源的整流单元采用三相二极管不控整流电路。 图2.4三相电压型SPWM开关整流电路图 2．3功率逆变器拓扑方案比较 超声波电源的换能器工作在谐振频率时，电路功率因数很低，为了提高功率 因数，常采用连接电感器法以补偿无功功率。根据补偿电感与换能器的联接方式不同，可以将逆变电路分为并联谐振电路和串联谐振电路两种。下面对并联逆变电路和串联逆变电路进行简要分析。 2．3．1负载串联谐振逆变器 串联谐振逆变器，即电压型谐振逆变器，如图2．5所示。全桥串联谐振逆变器有4个IGBT(VT1~VT4)和其反并联的快速二极管的D1~D4组成4个桥臂，把桥臂l和4看作为一对，桥臂2和3看作另一对，成对的桥臂同时导通，两对交替各导通180度。其输入直流电压 恒定不变，输出电压的波形为矩形波且不受负载变化的影响。工作时，轮流触发VT1,4和VT2，3这两对桥臂，且使其开关频率与负载的固有频率相等，R、L、C负载槽路发生谐振，输出高频正弦电流。串联谐振逆变器的工作原理如图2-6所示。 图2-5电压型逆变器 当t=to时，触发VTl，4，电流从电源正端一Ⅵl—A—B—VT4一电源负端流通。负载电路工作在振荡状态，负载电流按正弦规律变化，在to—tl期间，电流经VTl，4流通，形成正半波。到tI时刻，电流下降到零，电容C上的电源极性为左正右负。此时，关断VTl，4，触发VT2，3，电流从电源正端—．vT2一B-一A—一、，T3一电源负端流通。通，形成正半波。到tI时刻，电流下降到零，电容C上的电源极性为左正右负。此时，关断VTl，4，触发VT2，3，电流从电源正端—．vT2一B-一A—一、，T3一电源负端流通。 在tl～t2期间，电流经Vrr2，3，形成瓦负半波。在实际应用中，上、下桥臂IGBT必须遵守先关断后开通的原则，一般留有死区时间毛，快速二极管DI—IM在IGBT关断时，为负载振荡电流提供续流回路，在如期间，输出侧能量通过其回馈电源。 图2-6 电压型逆变器工作原理图 2．3．2负载并联谐振逆变器 并联谐振型逆变器，即电流型谐振逆变器，电路结构如图2．7所示。 图2-7电流型逆变器 其中， 是整流器输出的脉动直流电压， 是平波电抗器，L为补偿电感，其与换能器并联；R和C是换能器等效阻抗。同样，逆变器也有4个桥臂构成，每一臂由开关器件IGBT和与其串联的二极管组成。由于 的作用，电流 为平滑电流。通过对开关器件(VTl～VT4)的控制，使直流电流而变换成高频的交流矩形波电流输出。为使逆变器正常工作，应控制逆变器开关器件的工作频率略高于负载谐振频率。此时负载回路对输出的高频矩形波电流中的高次谐波电流呈现低阻抗，对其基波电流呈现高阻抗，因而使输出电压“B接近正弦波。并联逆变桥的四个开关状态及其工作原理分别如图2．8所示。 图2.8并联谐振逆变器工作原理图 在 期间，VTl，4导通，电流从电源正端一VTl—A—B—VT4一电源负端流通 近似为恒值，负载电路工作在振荡状态，负载电压‰按正弦规律变化·形成UA。的正半波。到‘l时刻，电压下降到零，电容C上的电源极性为左正右负，此时，关断VTl，4，触发VT2,3。在 期间，VT2，3处于导通状态，电流从电源正端一VT2一B A一Ⅵ4一电源负端流通，电流‘=也，近似为恒值，电压形成“B负半波。 2．4功率控制方案比较 根据逆变器的功率调节方式，可以将串联谐振逆变器的调功方法分为两种：(1)直流调 功：通过调节逆变器输入端直流电压的幅值来调节输出功率，一般采用直流斩波电路或晶闸管相控整流电路来调节输出功率；(2)逆变调功：通过调节逆变器输出电压的频率来调节负载功率因数，或调节输出电压的有效值的大小(调节占空比)来实现功率调节。 2．4．1 功率控制方案的选择 逆变侧调功与直流调功的方法相比，可以用不控整流，使控制电路大大简化，而且输出功率的速度比用可控整流要快。但逆变侧调功这三种方法各自存在着不可忽略的缺点。采用晶闸管相控整流调功，整流器的功率因数会随着整流器触发角的变化而变化，从而使电源效率受影响。斩波调功在直流电压下工作，供电功率因数高，对电网的谐波干扰小；电路的工作频率高；适用于电压型逆变器使用，所以本文选用不控整流加斩波器的调功方式，并采用ZVS．PWM软开关技术来降低开关损耗。斩波电路是BUCK变换器。其电路结构如图2．14所示，其工作的基本原理为：开通S则电源E对负载供电，关断S后负载经二极管D和电感续流，控制开关管S的开通占空比D就可以控制变换器的输出电压。因其输出端电压 总低于输入端电压E，故称为降压变换器。 不控整流加斩波器是串联逆变电源输出功率控制的有效方法之一。下面我们 从 数学 数学高考答题卡模板高考数学答题卡模板三年级数学混合运算测试卷数学作业设计案例新人教版八年级上数学教学计划 平均模型上来分析，Buck的平均模型为： (1) (2) (3) 将（1）（2）（3）联立方程2.1。由2．1式可得BUCK变换器的传递函数： 2.2 从式2．5可知，调节占空比D可以调节BUCK变换器的输出电压％，也就是调节超声波电源逆变器的直流输入电压，因逆变器输出电压基波有效值与直流输入电压呈线性关系，进而调节了逆变器负载端电压和电流，即调节了输出功率。 在这种传统的开关过程中，存在着较大的开关损耗和开关噪声。开关损耗随着开关频率的提高而增加，使电源的效率降低，不利于开关器件的安全工作。而且开关噪声给电路带来了严重的磁干扰问题，影响周边电子设备的正常工作。 图2.9降压斩波电路图 图2.10 ZV—ZCS P删降压斩波电路图 在原来的开关电路基础上增加很小的电感、电容、二极管以及辅助开关管等元件,可以使电路中的开关器件在开通前电压先降为零，或关断前电流先降为零，可以减小或消除在开关过程中电压、电流的重叠，降低它们的变化率，从而大大减d,Y开关损耗和噪声，这样的电路就是软开关电路。软开关电路种类繁多，层出不穷，本文选用一种新型的ZV-ZCSPWM电路，其电路构成如图2．15所示。 与传统的BUCK变换器相比较，增加了一个电容，两个二极管，一个电感以及一个开关管。该ZV-ZCS电路，其辅助开关S。是在零电流下开通，近似零电压下关断，主开关S是在零电流条件下开通，零电压条件下关断。二极管也都是在软开关状态下开关，各元件所受应力都比较小。 2．5主电路的设计 2．5．1主电路拓扑结构的确定 本章概括的介绍了超声波电源主电路的拓扑结构，分别对整流环节、滤波环节和逆变环节进行了对比分析介绍。通过对各种电路拓扑进行结构复杂度、性能及成本上的综合比较，文中确定超声波电源等效主电路拓扑结构如图2．16所示，主电路由三相不控整流桥、软开关BUCK斩波器、电压型串联谐振逆变器和负载匹配电路四个部分组成。斩波器和逆变器中的开关器件采用新型电力电子器件IGBT。三相交流电经桥式不控整流整成脉动的直流电压，在经过电容“对直流电压平滑滤波后，该电压被输出到有源无损软开关BUCK斩波器进行斩波功率调节，为减小电网电流的脉动和平滑输出的直流电压，斩波器一般接入由电抗和电容Cl组成的低通滤波器。 图2.11超声波电源主电路结构图 2．5．2主电路的参数计算 设计的串联谐振超声波电源基本参数为： (1)超声波电源输出在换能器上功率R为2000W-5000W，最大值为5000W。 (2)超声波电源换能器的静态谐振频率约为28 KHz，斩波器的斩波频率28 KHz。 (3)输入电源： ，3相，相电压有效值为220V，线电压有效值380V。 (4)设整流器、斩波器、逆变器、匹配电压器的效率依次为 =90％， =90％， =90％， =95％· 分别对主电路进行计算，并根据目标需要对元件进行选型。 (1)整流部分的计算和选型 三相不控整流输出电压： (相电压班有效值220V) 2．3 整流器的输出功率为 2．4 整流器的输出电流： 2. 5 整流二极管所承受的正反向电压最大值为三相交流电网线电压的峰值，实际应用中需要考虑到电网电压的波动及各类浪涌电压的影响，因此需要留有一定的安全裕量，一般取为峰值电压的2～3倍， 2. 6 流过二极管的电流有效值： 2. 7 一定的安全裕量，可求得整流二极管的额定正向均电流为： 2. 8 所以，可取二极管的耐压为1200V／20A的整流二极管。 (2)滤波电解电容G的选取 空载直流电压为540V，有负载时直流电压约降为10％，约△U=60V,所以，电解电容C为5000uF／600V。 (3)斩波器开关管和主续流二极管DF的选取斩波器主开关管S流过的最大电流为整流器输出最大电流12．74A，承受的电压为 续流二极管。辅助开关管Sa选取与主开关相同型号IGBT。 (4)逆变器部分的计算和器件选型 主开关器件IGBT的参数确定：IGBT所承受的正向电压值就是前端斩波器的输出电压以=U·D(D为斩波器开关管的占空比，从安全考虑取值为1)，实际应用中留有 一定的安全裕量，一般为2~3，所以IGBT的额定电压为； 2.9 所以，我们选额定电压为1200V的IGBT。 逆变器输出电压的傅立叶级数变换式为： 2.10 基波分量有效值最大为： 2.11 负载谐振时，高次谐波的阻抗较大，它们的输出功率可以忽略不计，整个逆变器的输出 功率可以认为是基波分量的功率，即： 2.12 由于超声波电源的负载处于谐振状态，功率因数较大，这里取值为0．95，基波电流值为： 2.13 最大值： 2.14 选取IGBT型号时，我们耿流过IGBT电流最大值的两倍计算，即： 2.15 所以我们选用型号为1200V／40A的IGBT。 3 逆变器控制系统设计 3．1锁相环频率自动跟踪 超声波电源输出电信号频率与换能器谐振频率就存在差异，使得电路效率降低。对高频逆变器而言，为了解决频率漂移问题，保证逆变器件可靠换流和电源工作在较高的功率因数，以获得最佳的电声效率，逆变输出频率需要随着负载频率的变化而变化，使逆变器输出频率总是等于负载频率，也就是说控制电路必须具有频率跟踪的功能。 实现频率跟踪的方法很多，最简单的是人工调节。这种方法在早期他激式超声波清洗机中得到了广泛的应用。目前市场上还有这类清洗机在销售。但是，它的缺点也非常明显，即它的频率不能实现实时跟踪，而且频率的调节需要人工干预，常常影响清洗效果。为了适应超声技术的各种实际应用，人们设计了自激式超声波发生器。自激式超声波清洗机有两种频率跟踪方案，即声跟踪和电跟踪方案。它们都是采用反馈的方式来实现频率跟踪，反馈强度常常随换能器参数发生变化，反馈信号的强度很难控制。当反馈 信号过强时，会使系统的工作频率偏离设计值，而当反馈信号处于临界值或临界值以下时，又会容易使系统停振。因此，这两类自激式方案只适用于换能器或换能器阵列总频带较宽，并且在工作中参数变化不大的超声波清洗机。随着锁相技术的发展与广泛应用，人们又发展了采用锁相环技术来实现频率跟踪的方法。 锁相环(PLL)I]艉--种反馈控制系统，又是一种闭环跟踪系统。它是使输出信号(由振荡器产生)与参考信号(即输入信号)在相位与频率上同步的一种电路。同步状态称为锁定，在此状态下振荡器的输出信号与参考信号之间的相位误差是零或者非常小。如果存在相位差，通过控制电路作用与振荡器的方式使相位误差再次降为最小值。PLL鉴相器(PD)、环路滤波器(LPF)和压控振荡器(VCo)三个基本部分组成，如图3—1所示。 输入信号 输出信号 图3.1锁相环PLL组成方框图 鉴相器是相位比较装置，它把输入信号和压控振荡器的输出信号的相位进行比较，产生对应于相位差的误差电压。 鉴相器之后为环路滤波器，它的作用是滤除鉴相器的输出信号中的高频分量和噪声，以保证环路所要求的性能，增加系统的稳定性。 压控振荡器受滤波器输出的电压控制，使得压控振荡器的频率向输入信号的频率靠拢，也就是使差拍频率越来越低，直至消除频率差而锁定。 锁相环在开始工作时，通常输入信号的频率与压控振荡器未加控制电压时的振荡频率是不同的。由于两信号之间存在固有的频率差，它们之间的相位差势必不断的变化,并超过2石，而鉴相器的特性是以相位差2万为周期的，结果鉴相器输出的误差电压就在一定范围内摆动。在这种误差电压控制之下，压控振荡器的频率也就在相应的范围之内变化。若压控振荡器的频率能够变化到与输入信号频率相等，便有可能在这个频率上稳定下来。达到稳定之后，输入信号与压控振荡器输出信号之间的频差为零，相位不再随时间变化，误差电压为一固定值，这时环路就进入锁定状态。 目前，锁相式频率自动跟踪系统的锁相环路有许多专用集成电路，集成锁相式频率自动跟踪系统具有如下特点： (1)由于锁相环是一个极好的带通滤波器，因此，不会产生系统误差到非谐振的其它频率之上； (2)频率自动跟踪系统的控制信号与取样的电压、电流波形的好坏，关系并不大； (3)输出功率相对较稳定，不会因为负载的变化而发生显著变化； (4)由于控制系统工作在小信号状态下，所以能长时间连续地工作。超声波电源中锁相式频率自动跟踪系统电路框图如图3-2所示。 图3.2超声波电源频率跟踪电路结构框图 由图3．2可知，超声波电源中锁相式频率自动跟踪系统由相位比较器、电压比较器低通滤波器、压控振荡器、激励放大器，功率放大器、电流取样及电压取样等组成，是一个闭环系统，它利用了术级换能器上的电压和电流之问的相位差，经相位比较后，获得相位误差信号，再经低通滤波之后，去控制压控振荡器的输出信号的频率，使之保持与振动系统机械谐振频率一致，本文中锁相式频率跟踪系统采用集成锁相环CD4046。 3. 2锁相环CD4046结构及其数学模型 3.2.1CD4046内部结构和外围器件选择 用集成锁相环CD4046来实现超声波电源逆变控制单元频率跟踪和相位锁定这两种源极跟随器、运算放大器和一个5V左右的齐纳二极管共六部分电路组成。鉴相器PDI 采用“异或一门结构，当两个输入端信号的电平状态相异时，输出端信号为高电平；反之，两个输人端电平状态相同时，输出为低电平。当两个输入端相位差 在 范围内变化时输出脉冲的占空比亦在改变。从鉴相器PDI的输入和输出信号的波形可知，其输出信号的频率等于输入信号频率的两倍，并且与两个输入信号之间的中心频率保持90度相移。 图3.3锁相环CD4046结构图 CD4046提供数字误差信号和相位脉冲(锁定信号)两种输出，当达到锁定时，在鉴相器PDII的两个输入信号之间保持oo相移。对鉴相器PDII而言，当14脚的输入信号比3脚的比较信号频率低时，输出为逻辑“0’’；反之则输出为逻辑“1’’。如果两信号的频率相同而相位不同，当输入信号的相位滞后于比较信号时，鉴相器PDII输出为正脉冲，反之当输入信号相位超前比较信号时，则输出为负脉冲。在这两种情况下，从1脚都有与上述正、负脉冲宽度的负脉冲产生。从鉴相器PDII输出的正、负脉冲宽度均等于两个输入脉冲上升沿之间的相位差。而当两个输入脉冲的频率和相位均相同时，鉴相器PDII的输出为高阻态，则l脚输出为高电平。由此可见，从l脚输出信号是负脉冲还是固定高电平就可以判断两个输入信号的情况了。 综上所述，CD4046工作原理如下：输入信号从14脚输入后，经放大器AI进行放从3脚输入的比较信号与输入信号作相位比较，从相位比较器输出的误差电压则反映出两者的相位差。误差电压经环路滤波器后得到一控制电压加至压控振荡器VCO的输入端9脚，调整VCO的振荡频率，使其迅速逼近输出信号频率。VCO的输出又经除法器再进入鉴相器PDI，继续与输入信号进行相位比较，最后使得VCO的输出振荡频率与输入信号频率相同，两者的相位差为一定值，实现了相位锁定。若开关拨至13脚，则鉴相器PDII工作，过程与上述相同。 一般情况下，CD4046工作时需要接外围元器件CI、尺I和惑，它们决定了压控振荡器VCO的中心频率石。在图3-3中，若只外接电阻Rl，不接恐，当输入电压为零时，VCO输出最低频率，其值为零；当输入电压为％D时，VCO则输出最高频率，其值为： 3. 1 上式中RI应在lO陋至1MQ之间选取。如果对VCO输入频率范围有要求，则需要同时使用外接电阻Rl和恐，当输入电压为零时，VCO输出最低频率： 3. 2 输入电压为％D时，VCO输出最高频率： 3. 3 用电位器微调Rl和尺2的值，就可以得到所需频率的设计范围。CD4046的外围部件选择下述范围为宜： 3. 4 3.2.2 CD4046的数学模型及性能分析 因为鉴相器PDI会锁定在压控振荡器的谐波上，所以这里我们选用鉴相器PDII LPF和VCO的传递函数，H似表示反馈通道的传 设GI(s)，62(J)，63(s)分别表示PDII递函数，那么在图3．1中锁相环的开环传函表示为： GP(s)=GI(s)·G2(s)。G3(s) 3. 5 鉴相器PDII的传递函数可写为： 3. 6 式中，肠是鉴相器的增益，鉴相器的输出信号和相位误差的变化范围分别为 和 压控振荡器VCO的传递函数为： ( 是VCO的增益) 3. 7 环路滤波器常用的有RC积分滤波器、无源比例积分型以及有源比例积分型滤波器，本文选用RC滞后型积分滤波器， 设反馈传递函数H(s)=I／N,锁相环的开环传递函数和闭环传递函数分别为： 3. 8 3. 9 其传递函数为： 3.10 其中NT>O，N>O，KdKo>o，根据劳斯——赫尔维茨判据可以知道，该系统稳定。误差传递函数： 3.11 接下来分析稳态误差，当输入是幅值为A0的相位阶跃时，则输入信号的拉氏变换为： 3.12 根据终值定理可得： 3.13 当输入为频率阶跃时，设其幅值为△国，此时其输入相位为61(t)=tA07，其拉氏变换为： 3.14 根据终值定理可得： 3.15 超声波电源中换能器参数变化很慢，一般只存在相位阶跃和频率阶跃两种情况，通常 远大于 ，所以采用滞后性LPF的稳态误差很小，系统稳定。 3．3死区宽度对逆变器性能的影响 3．3．I死区处于不同位置时对逆变器性能的影响 对串联型高频超声波电源，为了避免上下桥臂直通短路，在两路驱动信号之间需留有一定的死区时间，死区时间的位置和大小跟器件的开关损耗、逆变器运行性能以及负等效参数密切相关。 对于图2．5所示的串联谐振逆变器，首先分析一下死区处于不同位置时对逆变器性能的影响。图34示出了串联谐振逆变器开关管死区位置，图中正弦波波槽路电流，矩形波为驱动信号。 （a） （c） 图3.4死区的3种不同位置 驱动脉冲在电流过零点处开通，在电流快过零时关断工作过程如下：①VTl，yr4导过关断延迟时间，然后VTl，V，r4的两端电压开始上升，伴随此过程，CI，C4上的电压上升，C2．c3上的电压开始下降。实际上，负载电压在此过程会随之变化，待Ⅵ1，VT4线杂散电感释放储能，从而在VTl，VT4上产生尖峰电压。④经过以上过程，Ⅵl，VT4可靠关断，而负载电流仍未过零，Q，c3会分别以沈的电流对Cl，c4放电，伴随此过 程，负载上的电压开始反向上升，即开始变为左负右正，待C2，c3放电结束后，Cl，c4上的电压为‰，即vTl，VT4上承受的电压分别是逆变器输入端电压，负载上的电压也为‰，方向左负右正。⑤此时vT2，vT3为零电压开通。即使此时负载电流还未过零，和槽路电流是同相的，因此对电路的性能不会有太大的影响。 驱动脉冲在电流快过零时开通，在电流过零点处关断工作过程如下：①VTl，vr4导及D4．VT32将分别产生瞬间短路，由于续流二极管的反向恢复电流经历了由零增到最大和由最大减小为零的过程，而V他，VT3的电流逐渐增大，因此短路电流是不断变化的，身短路放电，实际上当它们的充放电过程结束时，VT2，VT3己完全开通。该方式中，逆 变器的输出电压可能会存在--4'段时间电压为零的情况，同时因二极管反向恢复电流，以及输出电容经管子本身短路等因素可能会引起电路中的杂散参数产生振荡，所以该方式下逆变器的输出电压会出现比前者大的电压尖峰和振荡。 驱动脉冲在电流快过零点时开通，在电流快过零时关断工作过程如下：①②③与(a)图中的①②③情况相同。④经过以上过程，vTl，VT4己可靠关断，若负载电流还未过零，则Q，c3放电，Cl，C4充电，负载上的电压反向上升，并经D2，D3续流。若负载电流已过 零则直接进入阶段⑤。⑤负载电流方向改变，若经历了阶段④，则cl，Q分别经c3，D3 和G,ih(此时，D2’D3流过的为反向恢复电流)形成的两个环路放电。若未经过阶段④脉冲到来时，G，Q再次对a，C：I放电，而Dl，D4又存在了反向恢复电流。 由上面分析可知，若在C3，G放电结束时，负载电流恰好过零，此时开通V睨，VT3 为最佳时刻。若在电流过零后仍未开通VT2，VT3，则负载电流会经DI，D．续流，而负载 端电压也会重新变为左正右负，大小等于‰，VT2，v．r3的输出电容也会重新被充电为 ％。在这种情况下开通vrr2”3，则负载电压会重新变为左负右正，而C3，c．会经流尖峰，故应保证在电流过零前开通VT2，VT3，亦即整个换流过程应发生在电流过零前。 3．3．2最佳死区时间的选择 如果器件为理想开关，开关过程可在瞬间完成，则不存在关断损耗，但实际上关断需要一段时间。如图3．5所示关断时的理论波形，因关断时IGBT集电极与发射极之间的电压比上升过程和集电极电流厶下降过程存在重叠时间，导致其功率管IGBT存在关断损耗。对于关断时间，每种具体型号的管子都已经给出了具体参数。 图3.5 功率管IGBT关断过程波形图 由前述分析可知，为防止桥臂直通短路，要遵循先关断后开通的原则，因此一个合理的死区首先应包含器件的关断时间。此外，当Ⅵl，VT4可靠关断后，桥臂上功率IGBT本身短路放电，而输出电容与IGBT内部引线电感可能会发生谐振，从而产生电压和电流尖峰。为了避免这种现象的发生，需待输出电容放电结束后方可开通另一对管子。可见，一个最佳的死区时间应为器件关断时间和输出电容放电时间之和。 所以，死区时间起点位于电流快要过零，而结束点恰好位于电流过零点为最佳，最佳死区时间应为IGBT关断时间和输出电容放电时间之和： 3．4逆变控制系统的硬件设计与实现 超声波电源中控制系统结构框图如图3-6所示： 从图中可以看出，槽路电流毛作为频率跟踪基准信号，用捕获单元CAP捕获时间，由于CAP中断优先级太低，故信号再连接中断优先级较高的XlNT2，当中断发生时，读取CAP，进行DPLL运算，运算中通过I／O读取信号进行干扰处理。系统保护有软硬件共同实现，当保护发生时，给逆变驱动电路发出封锁脉冲命令。同时，电路产生保护措施进一步处理。所示，图中利用霍尔电流传感器，高速比较器，集成锁相环CD4046来实现频率跟踪锁相环与UC3875、数字逻辑芯片相结合来实现在线死区调节。 选择槽路电流信号作为锁相环的输入信号，快速比较器MAX901起波形变换的作用，它将霍尔电流传感器送来的负载正弦电流变化为方波信号作为CD4046的参考输入，只要负载谐振频率的变化范围在锁相环的跟踪范围之内，就保证能实现自动跟踪。 CD4046的13引脚与9引脚问所接的低通滤波器，其时间常数限制了系统跟踪输入 信号频率的速度，同时也限SOT捕捉范围。如果时间常数过大，会使环路跟踪在较快变 化的输入频率时引起过度的延迟；而过小，会引起压控振荡器输出频率的反常变化，根据经验，本文选取的尺=10K，C=O．1uF。因此锁相环实际输出信号①的频率是负载频率的2倍。此信号分两路，一路到信号②，然后输入CD4013，这样经过如图3-6所示的数字逻辑运算，就可以得到带有死区时间的两路驱动信号③，④，把这两路驱动信号③，④输入到IR2110进行驱动功率管IGBT。其中，死区时间的大小，就是UC3875控制后的得到的信号② 。 。 图3.6 控制系统电路图 图3.7 控制系统波形图 该控制系统中各点波形分析如图3．8所示，①为锁相环CD4046输出信号，②为DSP环节输出信号，改变②相对于①上升沿的延迟时间，就可改变死区宽度。在实际电路中，电流采样，锁相跟踪，隔离驱动等都需要时间，这将引起驱动信号滞后电流信号一个角度，因此必须加相位补偿电路。本文利用CD4046锁相环中PDII的特点，在比较器 MAX901的负相端接一偏置电压，使得输出信号上升沿提前厶r时间，调节电位器即可调节4r的值。IR2100，驱动开关器件IGBT。 3．4．1采样模块与外围电路设计 (1)电流电压采样电路 根据对逆变控制电路的要求可以知道，必须要从谐振槽路选取一个频率反馈信号给逆变控制电路进行频率跟踪。本文选取槽路电流作频率反馈信号，其采样电路如图3-9所示。逆变器输出电流为正弦波，由电流霍尔传感器将检测的电流经过滤波，跟随，然进。 图3.8 电流采样电路图 图3.9 电压采样电路图 由第二章可以知道，本文采用的是直流斩波调功方式。在调功时，需要从直流侧进行电压和电流采样。直流电流采样可以用如图3-8的所示的电路。电压采样电路如图3-9 所示，可以调节输入与输出的线性比例关系。 4 脉冲控制器及保护 4. 1 利用UC3875产生占空比可调的PWM波的工作过程 1脚输出 5V基准电压，可作为内部或外部电路的其他元件的电源。2脚作为电压反馈控制端，当引输出信号高到一定值时，由内部RS触发器及门电路作用使C输出与A输出反相，即A、C输出信号移相180度；同样，当引脚2输出信号低于1V时，通过内部RS触发器及门电路作用使C输出与A输出同相，即A、C输出信号移相0度。可见通过控制引脚2端的输出可以控制A、C间相位在0~180度之间变化。B、D的工作原理与A、C相似。 3脚作为误差放大器的反相输入端，通常利用分压电阻检测输出电源电压。4脚作为误差放大器的同相输入端，和1脚基准电压相连，检测3脚的输出电源电压。5脚作为电流检测端，其基准设置为内部固定2.5V（由 分压），当电压超过2.5V时输出即被关断，软起动6脚复位，即可实现过流保护。7脚和15脚作为输出延迟控制端，通过设置该脚对地之间的电流来设置死区，加在同一桥臂两管驱动脉冲之间，以实现零电压开通时的瞬态时间。8、9、13、14脚作为输出端，可驱动MOSFET和变压器。10脚作为电源电压端，为输出级提供所需电源。11脚 作为芯片供电电源，为芯片内部数字、模拟电路部分提供电源，内部有欠压锁定电路，其开启阈值为10.75V，关闭阈值为9.25V。开启和关闭之间有1.5V的回差，可有效防止电路在阈值电压附近工作时的跳动。16脚作为频率设置端，需外接电阻和电容来设置振荡频率。17脚作为输出时，提供时钟信号；作为输入，提供同步点。18脚作为陡度端，需外接一个电阻以产生斜波。19脚作为斜波端，需外接电容到地。20脚作为信号地，是所有电压的参考基准。 4．2 UC3875的控制电路 UC3875的外围控制电路的原理图主要部分如图4. 1所示，其中要注意的是8、9、13、14脚，其作为输出端，我们可选择一路输出来驱动MOSFET管作为开关管来开关斩波开关电源的输入信号，从而达到通过调节该脚的输出PWM的占空比来调节开关电源的输出电压。 　　图4. 1控制电路的原理图 4．3 UC3785的介绍 管脚功能如下：1脚（Vref），基准电压；2脚（E/A OUT），误差放大器的反相输出；3脚（E/A-）误差放大器的反相输入；4脚（E/A ）误差放大器的同相输入；5脚（C/S ）电流检测；6脚（SOFRSTART）软起动；7脚（DELAY SET C/D）输出延迟控制；8脚（OUT D）输出D；9脚（OUT C）输出C；10脚（Vcc ）电源电压；11脚（ Vin）芯片供电电源；12脚（PWR GND）电源地；13脚（OUTB）输出B；14脚（OUTA）输出A；15脚（DELAY SETA/B）输出延迟控制；16脚（FREQ SET）频率设置端；17脚（CLOCK/SYNC）时钟/同步；18脚（SLOPE）陡度；19脚（斜波）20脚（信号地），内部结构方框图如下图所示 　　： 　　 图4. 2 UC3875内部结构方框图 　　 UC3875的核心是相位调制器, 其13脚B输出信号与14脚A输出信号反相, 9脚C输出信号与8脚D输出信号反相, 这四个驱动信号经扩流后由驱动变压器去驱动 ～ MOS管。相位控制的特点体现在UC3875的四个输出端具有相同的驱动脉冲分别驱动A／B、C／D两个半桥，通过移相错位控制有源时间，使全桥的四个开关轮流导通。每个输出级导通前都有一个死区，而且可以调整死区时间。在该死区时间内确保下一个功率开关器件的输出电容放电完毕，为即将导通的开关器件提供电压开通条件。因此，每对输出级（A/B，C/D）的谐振开关作用时间，可以单独控制。在全桥变换拓扑模式下，移相控制的优点得到最充分的体现。UC3875在电压模式和电流模式下均可工作，并具有过电流关断以实现故障的快速保护。 移相控制全桥变换电路是目前应用最为广泛的软开关电路之一，它的特点是电路简单，与传统的硬开关电路相比，并没有增加辅助开关等元件。原理如图1所示，主要由四个相同的功率管和一个高频变压器压器组成。E为输入直流电压， T1～T4 为开关管， D1～D4 为体内二极管，C1 ～C4 为开关的输出电容。以第一个桥臂为例介绍，利用变压器漏感和功率输出电容C1 谐振，漏感储能向电容 C1释放过程中，使电容上的电压逐步下降到零，体内二极管D1开通，创造了T1 的ZVS条件。 图4.3 移相控制全桥变换电路原理图 图4.5为移相控制全桥电路的控制波形，移相控制全桥电路的控制方式有以下几个特点： 　　（1）在同一开关周期Ts 内，每一个开关的导通的时间略小于Ts /2，而关断时间都略大于 Ts/2。 　　（2）同一个半桥中上下两个开关不能同时处于通态，每一个开关关断到另一个开关开通都要经过一定的死区时间。 （3）比较互为对角的两对开关T1 、T2 和 T3、T4 开关函数波形， T1的波形比T2 超前0～Ts /2时间，而T3 的波形比 T4超前0～ Ts/2时间，因此 T1和T3 称为超前桥臂，而 T2和 T4称为滞后桥臂。 　　 图4.4 移相控制全桥电路的控制波形 　　 5调功控制系统设计 超声波电源工作时，必须在有效工作时间内使逆变器提供的有功功率保持恒定。因为当负载变化或电网电压变化时，超声波电源的输出功率就会发生变化，反映在换能器上就是机械振动忽大忽小，为了使换能器工作稳定，在设计超声波电源时，必须设计功率调节电路，使超声波电源系统工作稳定。 5．1功率控制问题 设串联谐振超声波电源中逆变器的输入直流电压为 ，由电路分析可知逆变器输出电压 近似为交变的方波，那么 的基波幅值为： 5. 1 输出电压基波有效值为： 5. 2 由于逆变器工作频率接近负载电路的固有频率，负载对高次谐波电流呈现高阻抗，而对基波电流阻抗很小，基波电流占据主要地位，因此，逆变器输出功率近似为基波功率，可近似认为： 5. 3 5. 4 由式4．4可知，改变玩和矿角都可以调节输出功率。从第二章内容可以看出，我们采用不控整流加斩波器的方式，通过调节Buck变换器的驱动脉冲的占空比来调节配，从而调节电源输出功率。 5．2 电流电压双闭环调功系统 电流电压双闭环调功系统结构框图如图“所示。系统由两个闭环组成。一个闭环在里面，被称为副环，在控制过程中起着“粗调’’作用；一个闭环在外面，被称为主环，用来完成“细调"任务，以最终保证被控量满足性能要求。主环和副环都有各自的控制对象、控制变量和控制器。主控制器的输出作为副控制器的设定值，而副控制器的输出信号则是送到执行机构去控制生产过程。 如图“所示，采用直流电压调节为内环，电流调节为外环的双闭环PI调节器，利用了外环的饱和非线性达到截压的目的，克服了输出功率受电网电压波动及负载变化影响，保证了输出功率恒定。另外从自动控制理论角度来说，采用什么物理量作为反馈就能自动稳定该物理量，因此双闭环调节器对实现稳压、稳流功能是一真正准确有效的方法。 图5.1 压电流双闭环控制系统 在电压闭环和电流闭环中如果都采用PI调节器，那么外环根据用户给定的设定电流和反馈的负载电流进行PI调节后，设定给定电压值，内环根据该给定值和直流电压反馈值经过PI调节后通过调节斩波器占空比来控制高频电源的输出功率。当调节输入信号或负载变化时，电流调节会迅速做出响应。例如：当负载加重而电压下降时，电流调节器的输出会立刻增大，电压调节器的给定值立刻增大，其输出会使电压迅速增大，从而维持原来的电流即稳流作用。比例调节P成比例地反映控制系统的偏差信号，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用以减少偏差，较大的比例系数可以使系统很快达到设定值，但是也增加了系统的不稳定性；积分调节I用于消除静态误差，提高系统的无差度。 经过比较分析上面4种BUCK调功系统结构框图，文中电源系统采用电压电流双闭环控制方式来进行直流调功。 6 超声波电源匹配电路 在超声波清洗、超声波加工和超声波焊接等大功率超声应用场合，始终会遇到超声波换能器与发生器之间的阻抗匹配问题。超声波电源与换能器负载匹配包括两个方面，通过匹配使电源向换能器输出额定的电功率，将换能器的阻抗变换成最佳负载，即阻抗变换作用；通过匹配使电源负载为纯电阻，使电源输出效率最大，即调谐作用。匹配在很大程度上决定了超声波清洗机能否高效且安全工作，直接影响着超声波源信号的产生和效率，因而是一个非常重要的技术环节。 6．1超声波换能器动态调谐匹配 由于静电抗的原因，压电换能器有静电容Co存在，造成其在一定工作频率下，换能器上的电压U与电流，间存在着一个相位角缈，从而使超声波换能器得不到期望的最大输出声功率，使超声波电源输出效率降低。为了减小电压与电流的相位差伊，需要在换能器负载端并联或串联一个相反的抗，使超声波电源的负载为纯阻性，这种匹配叫做调谐作用。匹配调谐电路的目的是用来改善电发生器与超声波换能器之间的耦合过程，以便使电发生器输出的功率高效率地传输给换能器。 在调谐匹配的时候，通常采用的匹配方法有串联和并联两种，对于现在己经普遍流行的开关型超声电源来说，串联匹配能有效的滤除其输出电压方波信号中的谐波成分因而更具实用价值。串联匹配的原理可用图6．1来说明。 图6.I 换能器串联匹配示意图 在图6．1(a)所示的压电陶瓷换能器等效电路中， 分别是压电陶瓷换能器的介电损耗电阻、静态电容、动态电阻、动态电容和动态电感。静态电阻器的串联支路。换能器的串联支路的谐振频率为： 。当励信号的频率等于串联支路的谐振频率时，串联支路谐振，等效电路就成为图6．1(b)所示。再对压电换能器进行串 并联电路之间的等效变换，即可得到图6．1(c)中的 和 组成的串联部分。L为匹配网络中的匹配电感，如果取匹配电感L= 等，则由压电换能器和匹配 电感L组成的系统在石上谐振 对外呈现纯阻性，此时的等效电路为图5．1(d)。这时,电感L组成的系统在石上谐振，对外呈现纯阻性，此时的等效电路为图5．1(d)。这时,超声波电源与换能器之间只有功率的定向传递，而无能量的往复交换，调节超声波电源输出的激励