变压变频器设计及MATLAB仿真

基于 TMS320F2812 的变压变频器设计及 MATLAB 仿真 摘要 本文针对以 TMS320F2812 为控制系统核心的变压变频电源进行了讨论，设计了主电路与驱动电 路，并对电源的工作情况进行了仿真。 仿真结果显示，设计的电源在输入三相交流 380V 电源的情况下可以输出 0~300V，30~300Hz 可调的交流电压；并能够对输出电流进行过流保护（最大 10A）；在负载反向传送能量的时候，BRAKE 电路能够及时工作，防止泵升电压损坏电源。 在仿真中同样发现，当电源工作在低频率，低电压输出的情况下，输出电压中含有较多谐波成 分，并且幅值发生小幅度变化。为了解决以上的问 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 ：①设计中采用了高速 IGBT，提高载波频率， 使之高达 10kHz；②驱动电路采用了反压关断设计，提高了 IGBT 的关断速度。 通过以上措施，低频低压输出中的谐波有所减少，但是该现象仍然存在。 关键词：TMS320F2812，Brake 电路，泵升电压 ABSTRACT This paper discusses the variable voltage and frequency power supply on the core control system, TMS320F2812, the design of the main circuit and driving circuit, and the emulation for the power supply on work. The results of emulation show that the power supply designed can output adjustable AC voltage in the range of 0~300V and 30~300Hz when it accepts three-phase AC 380V input. And it has the over-current protection (maximum 10A) for output current. When the load reverses power transfer, BRAKE circuit can work in time to prevent pump voltage from damaging power supply. In the emulation it also be found that when the power supply work in the circumstances of low-frequency and low-voltage output, the output voltage contains more harmonic components, and a small change in amplitude. To solve the above problems, these measures have been taken: ①using high-speed IGBT in the design, to raise the carry frequency up to 10 kHz; ②using reversed voltage turn-off design in the driving circuit, to increase the turn-off speed of IGBT. Through the above measures, harmonics has a reduction in the low-frequency and low-voltage output, but the phenomenon still exists. KEY WORDS: TMS320F2812, BRAKE circuit, pump voltage 基于 TMS320F2812 的变压变频器设计 .......................................................................错误！未定义书签。 摘要...............................................................................................................................错误！未定义书签。 ABSTRACT..................................................................................................................错误！未定义书签。 1．绪论........................................................................................................................................................... 3 2．电路结构................................................................................................................................................... 4 2.1 主电路............................................................................................................................................. 4 2.1.1 AC-DC 部分 .......................................................................................................................... 5 2.1.2 DC-AC 部分 .......................................................................................................................... 8 2.2 驱动电路介绍 ............................................................................................................................... 10 2.2.1 驱动芯片 ........................................................................................................................... 10 2.2.2 驱动电路电源设计 ........................................................................................................... 17 2.3 控制芯片 TMS320C2812 及控制电路 ........................................................................................... 17 2.3.1 芯片简介 ........................................................................................................................... 17 2.3.2 控制电路 ........................................................................................................................... 18 2.4 保护电路 ....................................................................................................................................... 19 2.5 工作顺序 ....................................................................................................................................... 20 3．软件......................................................................................................................................................... 22 3.1 事件管理器部分 ........................................................................................................................... 22 3.1.1 SPWM 的生成原理 .............................................................................................................. 22 3.1.2 事件管理器（EV）的工作方式 ....................................................................................... 24 3.2 模数转换（ADC）部分 ................................................................................................................. 28 3.3 EV与 ADC 模块的配合 .................................................................................................................. 29 4．散热设计................................................................................................................................................. 30 5．仿真结果................................................................................................................................................. 32 5.1 仿真电路介绍 ................................................................................................................................ 32 5.2 仿真结果 ....................................................................................................................................... 34 结论............................................................................................................................................................... 40 参考文献....................................................................................................................................................... 41 1．绪论 随着现代工业的进步，电力传动正在人们的生活中扮演者越来越重要的角色。所谓的电力传动 是指以电动机为动力来拖动各种生产机械的拖动方式，电动机将电能转变为机械能，然后拖动生产 机械进行启动、稳定运行、调速、制动与停车。 常见的传动控制系统分为直流传动控制系统与交流传动控制系统。直流调速系统具有较大的起 动转矩和良好的起动和制动性能，易于在较宽的范围内实现平滑调速，但是由于电机结构上的缺陷 （如换向器），直流电机并不适合大容量。而交流异步电机在这方面的优势就体现出来了。 常用的交流传动方法有调压调速，转子串电阻调速，转子串级调速等，其中最有发展前途的要 数变频调速了，而变频调速系统的核心环节就是变频器。由此可见，设计一个性能好的变频器是具 有非凡的意义的。 下面是对变频器的工作参数的要求： � 输入电压：三相交流380V ± 10％，50Hz � 输出电压：交流0～300V � 输出电流：最大10A � 输出频率：30~300Hz可调 � 工作温度：0～50℃ 根据题目的要求，我们主电路选用了经典的异步电动机变压变频调速系统（VVVF 系统），将三 相交流电经过不可控整流并滤波后，由逆变器转换成一相的 SPWM 波，再经过 LC 滤波后作为输出（然 而在实际控制电机中，不需要后一级的 LC 滤波器。因为电机本身是惯性元件，SPWM 波作用在上面 与正弦波等效）。通过控制 SPWM 波形的调制波的频率与调制深度来达到调节输出电压的目的。 控制电路是以 TMS320F2812 位核心的控制系统。TI 公司推出的 TMS320 系列是目前世界上最有 影响的主流 DSP 产品。TMS320C28x 系列是当今世界上最先进的 32 位定点 DSP 芯片。它不但运行 速度高，处理功能强大，并且具有丰富的片内外围设备，便于接口和模块化设计，其性价比极高， 尤其适用于大批量和多品种的家电产品、数码相机、电话、测试仪器仪 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 等，还可以广泛应用于数 字马达控制、工业自动化、电力转换系统及通信设备等。 因此，研究以 TMS320F2812 芯片为控制系统的变频电源是非常具有实际意义的。 2．电路结构 大致介绍电路的组成结构，各部分的作用。 电路共分成三个部分： 主电路部分，功能是实现 AC-DC-DC-AC 的转换；控制电路部分，通过发出控制信号，实现对 主电路的控制及回馈，如驱动波形，保护以及反馈；驱动电路部分，将控制电路得弱功率信号转换 成主电路能够识别的强功率信号。 2.1 主电路 图 2.1 是本文设计的交流变压变频电源的主电路，选用了经典的 VVVF 作为设计原型。 图 2.1 电源工作主电路 从图中可以看出，主电路的拓扑结构分为两部分：AC-DC 部分与 DC-AC 部分。下面就从这两 个部分来对主电路的设计进行介绍。 2.1.1 AC-DC 部分 2.1.1.1 工作原理 图 2.2 AC-DC 电路 图 2.2 是主电路中的 AC-DC 部分。 图中 J1 是工业用三相 380V 交流电，通过三相开关（S1~S3）输入到三相不可控整流桥（D1~D6） 中；为了抑制整流桥直流侧电压中含有的高次谐波，我们在整流桥的后面并联了一个大电容（C1）， 目的是滤波；由于刚刚闭合三相开关（S1~S3）的时候 C1 上没有电压，因此会产生很大的冲击电流， 此外，考虑到线路中的寄生电感，C1 的电压更会充至整流桥提供直流电压的 2 倍，因此采用限流电 阻（R1）来抑制这种现象；在 S1~S3 刚刚闭合时，继电器 Relay1 是断开的，也就是将 R1 接入电路 中去，经过一段约 5τ 后（ 1*1 CR=τ ），可以认为 C1 上的电压已经达到了稳定的程度，这时可以 发出信号 RSTART，闭合 Relay1，将 R1 短路使之不参与电路的工作，这时 AC-DC 电路就可以正常 工作了。 值得注意的是，如果负载将能量反向传递给电源端，由于整流桥的电流方向不能改变，那么电 流只能流向 C1，使 C1 的电压不断升高，也就是我们所说的“泵升电压”。如果我们对泵升电压不及 时处理的话，那么它很有可能持续升高并击穿半导体器件（整流桥中的 D1~D6 以及后一级逆变桥中 的 IGBT），造成更大的麻烦。为了应对泵升电压，我们采取了 BREAK 电路（R2 和 S5）。当控制电 路检测到直流侧电压升高到一定程度时，发出信号 KeyDrive 驱动 S5 使之导通，将 C1 上的能量经过 R2 放掉，直至一个安全的范围。正样就可以在电源工作的过程中，使直流侧电压维持在一个可以工 作的较理想的范围内。 2.1.1.2 参数计算 ①滤波电容 C1： 考虑到下一级电路的功率，选用滤波电容为 Fμ2000 。 直流侧输出平均电压 avU 为： VdUav 6.514sin22202 3 2 1 6 5 6 =⋅×= ∫ ππ θθπ (1) 因此，C1 的额定电压选为 1000V。 ②限流电阻 R1： 考虑到与 C1 的动态过程，选择 R1 的电阻值为 Ω5 。 在刚刚闭合三相开关（S1~S3）时，电阻上的冲击电流达： ARUav 92.1021 = (2) 瞬时最大功率 maxP 为： kWRUP av 521 2 max == (3) 经过 )501*1(5 mSCR ==ττ 后，C1 上的电压可以近似看成 avU ，那么在这段时间内，R1 上 的平均功率 avP 为： kWUCP avav 3.55*12 1 2 == τ (4) 考虑裕量后，R1 选为 Ω5 ，功率 15kW，最大耐受冲击电流为 200A 的功率电阻。 Relay1 的合闸时间取为 60mS。 ③大功率二极管（D1~D6）： 根据电源对负载的要求（输出最大 10A），可以看出，最严酷的工作条件就是：输出电流 10A， 频率 0Hz（直流输出）。这样一来，就对大功率二极管的工作电流有如下要求： 假设每个管子的最大输出电流峰值为 maxI ，那么有式①： AdI 10sin 3 1 3 2 3 max =⋅× ∫ ππ θθπ (5) 由式(5)解得： AI 17.10max = (6) 有效电流 I 为： ∫ ⋅⋅×= 32 3 2 max )sin(22 1 π π θθπ dII (7) 由式(6)，(7)解得： AI 61.5= (8) 额定电流 TI 为： AIIT 71.10 23 =×= π (9) 同时要考虑到①中计算的合闸冲击电流 102.92A，选取额定电流 15A，额定电压 1000V 的大功 率二极管。 可以选择 FUJI 整流二极管模块 6R13G(30A)，它的最大工作参数如图 2.3，可以满足本开关电路 的条件。 图 2.3 6R13G 的最大工作参数 整流桥最大工作的平均电流为 10A，从图 2.4 种看出，最大正向压可以考虑为 1.0V。 图 2.4 6R13G 的正向压降 ④限流电阻 R2： 选取限流电阻 R2 的阻值为 Ω11 ，当 KeyDrive 信号驱动 S5 的时候，近似看成指六册的电压直 接作用于 R2 两端。 如考虑当支流侧电压为 550V 的时候开始发送 KeyDrive 信号，那么 S5 种流过的电流 I 为： AI 5011 550 == (10) 电阻最大功率为 27.5kW，考虑裕量后，选取 R2 为 Ω11 ，承受最大电流 100A，最大功率为 60kW 的功率电阻。 ⑤S5 的选取： 由于 S5 工作时间并不长，因此考虑 1.8 倍裕量，工作电流 TI 为： 32.5757.1*8.1 == IIT (11) 选取 Infineon 的无 D 的 IGBT：IGW60T120。工作参数见图 2.5。 图 2.5 IGW60T120 工作参数 可见，IGW60T120 完全可以胜任。 2.1.2 DC-AC 部分 2.1.2.1 工作原理 图 2.6 DC-AC 电路 图 2.6 为主电路中的 DC-AC 电路。 逆变桥（S1,S2）直流一侧是三相 380V 电压经过 AC-DC 电路输出的直流电压；C3，C4 是两个 小电容，可以将直流侧的电压进行分压，得到相对较低的易测量的电压信号 testV ；HDrive，LDrive， HDrive2，LDrive2 是驱动电路受到控制电路控制，发出的驱动 IGBT 的 SPWM 信号，这样就能够在 逆变桥输出侧得到 SPWM 输出电压；SPWM 里面含有大量的高次谐波，如果要得到理想的交流电压 的话，就要将输出电压滤波，也就是输出侧的 LC（L1，C2）滤波器；当逆变器刚开始工作的时候， 发出 LSTART 信号闭合继电器 Relay2，将负载接入电路；CT 是用来测量输出电流的，将二次测得 电压信号 testI 作为保护电路的判断根据。 2.1.2.2 参数计算 ①逆变桥 IGBT（S1，S2）： 变频电源要求输出的电流最大为 10A，考虑最恶略的工作条件是：电流峰值 10A，频率 0Hz， 电流有效值 10A，考虑 2 倍裕量，IGBT 的额定电流 TI 为： AIT 74.1257.1 10*2 == (12) 通过比较，选用 Infineon 的 IGBT：IKW15N120T2。IKW15N120T2 的工作参数如图 2.7，可见 可以满足工作条件。 图 2.7 IKW15N120T2 工作参数 图 2.8 开关特性 从图 2.8 中可以看出，在正常工作情况下，IKW15N20T2 的开关损耗为 2.8mJ，考虑两倍裕量， IKW15N20T2 可以工作的最高频率 maxf 为： kHzPf 96.4110*8.2*2 235 10*8.2*2 33 max max === −− (13) 在实际电路中，我们让 IKW15N20T2 工作在 10kHz 的频率上。 图 2.9 正向压降 IGBT 与二极管的正向压降可以参考图 2.9。 ②LC 滤波电路（L1，C2）： 根据设计要求，输出电压频率范围是 30Hz~300Hz，那么设计的 LC 滤波器截止频率 cω 为： sradc /39.4712150*5*2 == πω (14) 根据负载的功率，选取 C2 的电容为： Fμ2000 2，所以选取 L1 的参数为： HCL c μω 5.22)*(1 221 == (15) 最大工作电压稍低于逆变桥的最大工作电压 1200V，选为 1000V。 2.2 驱动电路介绍 驱动电路是将控制电路的弱功率信号与朱电路中的强功率纤毫连接的桥梁。驱动电路可以说对 于一个开关电源来说起到了至关重要的作用，本文用到的驱动芯片有 TLP250 与 IR2110 两种。 2.2.1 驱动芯片 2.2.1.1 TLP250 TLP250 是常用的 IGBT 驱动芯片，它的优点是将输入信号与输出信号进行光的隔离，减小了抢 点电路与弱点电路中的相互干扰，具体介绍如下： 1． 原理图与逻辑关系： 图 2.10 TLP250 2． 最大参数： 图 2.11 最大参数 输入电流最大 20mA；输入最大瞬时电流 1A；光二极管最大承受压降 5V；输出电压 24~35V； 电源电压 24~35V；最大工作频率 25kHz； 3． 推荐使用参数： 图 2.12 推荐使用参数 开启时电流 7~10mA；关断时电压 0~0.8V；电源电压 15~20V；最大输出电流 0.5A；工作温度 25 最好。 4． -20~70 C° 电气参数： 图 2.13 -20~70 C° 电气参数 输入电压理想工作电位 1.6V；输入电流 10mA。 5．工作电路图 图 2.14 工作电路图 Key 是 2812 发出的驱动信号，经过电阻限流后驱动 TLP250 中的光耦，从而对 IGBT 进行驱动。 驱动的门及电压选择 18V，能够加快开通速度；在门及的输入电阻采取并联二极管之路的结构，目 的是能够降低 IGBT 门极放电时间常数，加快 IGBT 关断，提高性能。 2.2.1.2 IR2110 IR2110 是一个工作在高电压环境里、高速度的功率 IGBT 驱动芯片。逻辑输入引脚可以是 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 的 COMS 或者 LSTTL 输出，能够接受 3.3V 电平启动；输出驱动电流可达 2A。对于控制的 IGBT 所 在主电路的电压可以达到 500 至 600V。 IR2110 的优点是对于每个半桥的驱动，只需要一个电源，这样就可以实现一个电源驱动多个半 桥。 IR2110 芯片共有 14 或 16 个引脚（图 2.15）。 图 2.15 IR2110 管脚 1． 管脚定义及参数： 图 2.16 工作参数 图 2.16 是芯片正常工作下的参数范围。 2．电路设计： 图 2.17 典型工作电路图 图 2.17 是 IR2110 工作电路图。 VDD 与 VCC 是芯片输入的逻辑高电平与逻辑低电平，HIN 与 LIN 分别是对上半桥与下半桥的 驱动信号控制，当 SD 为低电平的时候，HO 与 LO 保持与 HIN 与 LIN 同步。COM 是与强电电路中 的地连接的，VCC 相对于 COM 的电平就是 IGBT 的驱动门及电压，这在上半桥中是通过自举电路 来实现的。 在芯片的输出一侧，HO 与 LO 控制了上下半桥的 IGBT 门极，当 HIN 与 LIN 为高电平时，HO 相对于 Vs，LO 相对于 COM 的电势是 VCC 的电势。 3．自举电路： 图 2.18 自举电路 所谓的自举电路指的就是上半桥控制部分：VB，VS，HO 以及外部连接的电容和二极管。图四 所示，C1，VD1 分别为自举电容和抗高压二极管，C2 为系统电源 VCC 的滤波电容。假定在 S1 关 段期间，S2 的导通使 C1 已冲到足够的电压 VCC－VD1。 当 HIN 为高电平时 VM1 开通，VM2 关 断，电容 C1 上的电压加到 S1 的门极和发射极之间，C1 通过 VM1，Rg1 和 S1 门极栅极电容 Cg 放 电，Cg 被充电，这个时候自举二极管是关断的。由于 S2 导通时，电容 C1 的充电回路没有电阻，充 电电流很大，二极管 D1 的压降也很大，可以达到 3V。因此，为保证 S1 的导通有更好的效果，可 以将 VCC 提高到 18V。当 HIN 为低电平，VM2 开通，VM1 断开，S1 栅极电荷经过 Rg1、VM2 迅 速释放，S1 关断。 4．自举电路参数的选取： 自举二极管的参数选定较为简单，由于受到的最大电压可能为 500~600V，因此额定电压只需要 取 2 倍的裕量就可以了。需要注意的是，VD1 要保证自举电容 C1 上的电压在上半桥刚导通时，不 要倒灌给 VCC（这是自举电容正极电压为强电电路电压），因此必须是快速关断二极管。 自举电容的选取比较复杂，要考虑到栅极电压、栅极电荷和漏电流的关系。当下半桥 IGBT 关 断，上半桥 IGBT 即将导通时，MOSFET1 导通，MOSFET2 关断。这样，自举电容与上半桥 IGBT 门极电容连成了一条回路（情况 1），所以自举电容要向 IGBT 门极电容充电，达到使 IGBT 导通的 目的。 然而，当自举电容向门极电容放电的时候，自举电容上面的电压会降低，那么如何取值可以使 得放电之后的自举电容电压不至于太低呢？下面举例说明： 假定在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V，高压侧锁定电压 为 8.7/8.3V）要高；再假定在自举电容充电路径上有 1.5V 的压降（包括 VD1 的正向压降）；最后假 定有 1/2 的栅电压（栅极门槛电压 VTH 通常 3～5V）因泄漏电流引起电压降。综合上述条件，此 时对应的自举电容可用下式表示： C1>2Qg/(VCC－10－1.5) (16) 例如 FUJI50A/600VIGBT 充分导通时所需要的栅电荷 Qg=250nC（可由特性曲线查得）， VCC=15V，那么 C1=2×250×10－9/(15－10－1.5)=1.4× 710− F (17) VM1 VM2 VM3 VM4 HIN 可取 C1=0.22μF 或更大一点的，且耐压大于 35V 的钽电容。 5．工作时间： 还有一个不能被忽略的问题就是工作速度，这不仅要考虑到 IGBT 的型号特点，还要考虑到驱 动电路的特点。 由于自举电路是靠自举电容来给上半桥 IGBT 门极充电的，因此有一个最大的上电时间，否则 就会放电过多，引起错误。 在 HO 变高之前，自举电容 C 的压降是 VCC，高于最低可能工作电压 11.5V（10+1.5），那么就 多出电荷 Q=ΔU×C=3.5×0.22=0.77μC，再减去 Qg，就得到ΔQ=0.77－0.25=0.52μC，ΔUc=Δ Q/C=0.52/0.22=2.36V，可知此时栅极电压为 12.36V（10+2.36）。假设栅极输入电阻很大，为 1MΩ， 可求出 mS MV Qt 1.42 1/36.12max =Ω Δ= 。 6． 工作电路： 图 2.19 工作电路 图 2.19 是 IR2110 的半桥驱动电路图，管脚 HIN，LIN 连接 DSP 输出的一对 PWM 通道；HDrive， LDrive 连接一个半桥的上下 IGBT 门极；HSource，LSource 分别接一个半桥的上下 IGBT 源极；芯 片由 18V 电源供电；门极开通电压为 18V；门极输入电阻采用并联二极管的形式，可以达到让 IGBT 门及电容快速放电的目的。 与典型的 IR2110 驱动电路不同的是，本驱动电路中采用了反压关断的结构。利用 10V 的稳压管 产生的电压来反向加在门及电容上，加快了门极电容的放电，使关断波形陡峭，提高了电源性能。 电路中 C3，C4，C5 作用是滤除高次谐波；C1 是提供冲击电流；C2 是自举电容；D1 是快速关断二 极管。 管脚 SD 起到保护的作用，只有当 SD 为低电平时，驱动芯片才能正常工作；一旦 SD 变为高电 平，驱动输出变为高阻态。在整个电路中，SD 应该接在保护电路的保护信号发出端，请参见保护电 路部分。 以上是一个半桥的驱动电路，图 2.20 是两个半桥的驱动电路： 图 2.20 两个变桥的驱动电路 2.2.2 驱动电路电源设计 由于本开关电源的驱动芯片都是共地的，因此只需要提供一套电源即可。考虑到 IR2110 有反相 关断功能，因此除了驱动门及电压 18V 的电源外，还要有一个-10V 的反向门极关断电压。电路图如 图 2.21： 图 2.21 驱动电源 经过将工频 220V 电源经过变压器整流滤波后，正极输入 7818 的 Vin；7818 的 GND 接一个稳 压管，问雅观的阳极界整流桥的负极；C1 的作用是将半波电压滤波，减小搞次谐波；C2 的作用是 将输出的搞次谐波滤掉；C3 是为后即负载提供一定的冲击电流。 在 7818 的后极输出经过分压后得到+18V 与-10V 的电源。 2.3 控制芯片 TMS320C2812 及控制电路 2.3.1 芯片简介 CPU 采用美国 TI 公司的 TMS320C28x 系列 DSP 中的 TMS320F2812 芯片，这是一款 32 位定点 DSP 芯片，具有数字信号处理能力以及强大的事件管理能力和嵌入式控制功能。 C28x 系列芯片主要性能有： z 最高 150MHz 的系统主频，CPU 核心电压 1.8V/1.9V，I/O 口电压 3.3V z CPU 是哈佛总线结构，支持 16*16 位与 32*32 位的乘且累加操作，16*16 位的两个乘且累加操 作。 z 片内具有 8K*16 位的线性 FLASH 存储器，1K*16 位的 OTP 型只读存储器。一共具有 18K*16 位的单口随机存储器。 z 芯片内部有出厂固化好了的 4K*16 位的 Boot Rom，其内部具有启动判定函数以及标准的数学 表。 z 芯片具有外部存储器接口，可扩展多大 1MB 的存储器，并且具有可编程的等待状态数。 z 通过中断扩展模块支持 96 个外部中断，但芯片只用到了 45 个。 z 3 个 CPU 定时器。 z 具有 128 位的密钥保护，可防止 ROM，Flash，OTP 中的程序被盗。 z 具有强大的内部外设，包括 2 个事件管理器，2 个串行通信接口，1 个串行外围接口，增强的 CAN，多通道缓冲串行接口，12 位的 AD 模块等。 2.3.1.1 事件管理器 事件管理器非常适用于运动控制和马达控制的应用。一共有 2 个事件管理器 EVA 与 EVB。每个 事件管理器包括通用目的定时器（GP），全比较/PWM 单元，捕捉单元和正交编码脉冲电路（QEPs）。 每个事件管理器都有 3 个全比较单元，可以产生 3 对互补 PWM 波形，可以控制三个半高桥，同时 还有功率驱动保护中断，可以在 PDPINTx 引脚变为低之后立即自动将 PWM 输出变为高阻态，并产 生一个中断，这样就为系统的操作提供了安全。 2.3.1.2 AD 转换模块 TMS320F2812 DSP 上的 ADC 模块将外部的模拟信号转换成数字量，ADC 模块可以将一个控制 信号进行滤波或者实现运动系统的闭环控制。尤其是在电机控制系统当中，采用 ADC 模块采集电机 的电流或电压实现电流环的闭环控制。2812 中的 ADC 模块是一个 12 位分辨率的具有流水线结构的 模-数转换器。其一共有 16 个通道，可以配置为两个独立的 8 通道以便与事件管理器 A，B 关联， 也可以级联组成一个 16 通道模块。最大的转换速率是 12.5MSPS（Million Samples Per Second）。 2.3.1.3 通用 I/O 口 TMS320F2812 提供了 56 个多功能引脚，这些引脚可以作为片内外设的输入/输出引脚，当不使 用这些片内外设时，可以将它们作为普通的数字 I/O 口，即通用 I/O 口。对于 I/O 口的操作非常方便， 有专门的置 0 寄存器 GPxCLEAR（向某位写 1 则其对应的 I/O 口输出低电平）、读写寄存器 GPxDAT、 翻转寄存器 GPxTOGGLE[2]（向某位写 1 则其对应的 I/O 口输出与其上次输出相反的电平）等。本设 计中只用到了 IOA0~15（EVA）。 2.3.1.4 PIE 模块 TMS320F2812 DSP 支持多种外设中断，外设中断扩展模块最多支持 96 个独立的中断，其中 8 个中断分成一组，复用一个 CPU 中断，总共有 12 组中断（INT1 到 INT12）。每个中断都会有自己 的中断向量存放在一块 RAM 中，即 PIE RAM，位于地址 0xD00~0xE00 中，共 256 个单元，每个单 元 16 位。在响应中断时，CPU 将自动从中断向量表，即 PIE RAM 中获取相应的中断向量。CPU 获 取中断向量和保存重要的寄存器需要花费 9 个 CPU 时钟周期。因此，CPU 能够相当快地响应外设产 生的中断。此外，中断的极性可以通过硬件和软件进行控制，每一个中断也可以在外设中断接口模 块内使能或屏蔽。 2.3.2 控制电路 利用上面介绍的 TMS320F2812 的几个功能部分，我们可以搭建成一个对 VVVF 电路的控制电 路。通过控制芯片对电路中数据的判断，对电路中的 DC-AC 可控部分的驱动电路发送合适的控制 波形，从而达到了反馈与保护的目的（见图 2.22）。 图 2.22 控制电路图 Vtest 是不可控整流部分的当前直流端电压。由于 AC-DC 部分是不可控的，因此在实际工作当 中，Vtest 的电压并不是稳定的，波动的情况与主电路中的滤波电容 C1 有关。然而 Vtest 的波动往往 会给输出电压带来影响（如输出电压的谐波等等），为了得到更好的输出波形，我们根据当前的 Vtest 的值，实时对输出的逆变控制波形进行调整并对能量逆向传递的现象加以控制。将 Vtest 经过 VT 降 压后，达到 2812 的 ADC 通道可以工作的 0~3V 的范围内，由 ADC 通道读入 2812 中。 在刚刚打开电源的时候，由于电容 C1 要有一个充电的过程，因此 Vtest 并不是马上就能达到工 作电压的，那么这时候就会出现冲击电流。出于保护整流桥的目的，在电容充电的时候要再充电回 路中设置一个电阻 R1，然而当 C1 充电结束后，R1 显然没有存在的必要。于是在 2812 检测到 Vtest 已经达到工作范围内时，发出继电器信号 RSTART，利用继电器 Relay1 将 R1 其短路。 逆变电路开始工作。根据用户预先设定的输出电压有效值和频率，配合反馈回来的 Vtest 当前值， 经过一定的算法计算，调整SPWM波的占空比，由EVA的1~4PWM输出通道向逆变电路的四个 IGBT 的驱动芯片发出 HSPWM，LSPWM，HSPWM2，LSPWM2 的驱动信号，从而将 Vtest 的波动对输出 电压的影响降到最小。 由于逆变器在开始工作之前，C2 上的电压为零，在稳定之前有一个暂态的过程。为了使负载上 的电压能够更加稳定，就要避开这个暂态的过程，具体做法是在发出 RSTART 信号后的 0.04 秒后发 出 LSTART 信号，启动继电器 Relay2 将负载连接到电源输出。 当电源带阻感性负载的时候，负载端的能量有可能会回送给电源端，这会引起滤波电容上的压 降增高，从而提高了 Vtest。如果对这种情况不加以抑制的话，有可能会将滤波电容击穿，甚至引起 IGBT 的击穿，损失很大。解决这个问题可以通过 Vtest 传递的信息，由 2812 判断当前直流端电压 是否在一个正常工作的范围。一旦超过了正常工作的范围，那么由 GPIO 口 KEY 发出高电平至泄流 IGBT（S5）的驱动芯片，将电容 C1 上的电荷放掉，直到 Vtest 达正常工作范围。由于电容 C1 放掉 的能量很大，如果完全消耗在 S5 上，会将其烧毁，所以在该放电回路中加入了电阻 R2 耗能（R2 必须是大功率电阻）。同样，在电源不工作时，我们是不希望 C1 上带有电压的，因此当检测到 Vtest 低于某一值（不在电源正常工作范围内）时，要发出 KEY 信号，将电容 C1 上电压放掉。 具体的算法请看参看软件部分，Reset 作用请参照保护电路部分。 2.4 保护电路 任何一个开关电源都要有自己的保护，例如输出短路保护。本开关电源的电流保护的要求是： 最大输出电流——10A。由于输出电流是交流，因此考虑用电流互感器进行保护的设计。 图 2.23 保护电路 由于要保护最大输出电流不超过 10A，那么就要将输出电流的信号与一个已知的基准信号进行 比较，如果大于基准信号，那么保护启动。由于在实际中电流信号不如电压信号容易处理，所以将 输出电流转换成电压信号。 电流互感器 CT 的一次侧中流过的是电源的输出电流。CT 的二次测接一个小电阻，则这个电阻 两端的电压就是正比于输出电流的正弦电压波形，那么经过适当的整定，可以使：当一次侧中流过 的电流为 10A 时，Itest 的电压达到 Vref；在 Itest 与 Vref 后面接一个比较器，当 Itest>Vref 时，比较 器输出一个上升沿，启动 D 触发器的输出，从而发出保护信号。 图 2.24 D触发器工作原理 D 触发器的工作原理如图 2.24。当 CP 出现上升沿的时候，Q(N+1)=D。 在每次电源开启的时候，2812 的 Reset 会发出一个脉冲，将 D 触发器的输出 Q 置零，也就是保 护信号 SD 为低电平，这时 IGBT 的触发信号正常发出，保护启动信号灯 LED 不亮。 当输出电流在某一瞬间大于 10A 时，Itest 会大于 Vref，比较器会发出一个上升沿，从而 CP 会 得到一个上升沿，那么 D 触发器的 Q 就会跟随 D。由于 D 一直接在+5V 高电平上，那么这时候 Q 就变成了高电平，保护信号 SD 发出信号，驱动芯片保护启动（具体请看驱动电路部分），保护指示 灯亮。 整个保护电路中没有 2812 的参与，全部是由硬件实现，不会由于 2812 的死机等不可预料的原 因而引起保护拒动，大大提高了保护启动的安全性。保护启动后，只要重新启动 2812，电源就可以 继续工作了。 2.5 工作顺序 ① 闭合主电路中的三相电源开关 S1，S2，S3 后，整流桥开始工作，三相电源通过电阻 R1 向 电容 C1 充电（这时继电器 Relay1，Relay2 断开）；同时发出 Reset 信号，去除 IGBT 驱动封锁；在 此之后发出 SPWM 触发波形到 IR2110 驱动电路；发出 LSTART 信号闭合继电器 Relay2，将负载连 接电源上，逆变器开始工作（这时继电器 Relay1 断开，Relay2 闭合）。 ② C1 上的电压经过 VT 转换成可以由 2812 的 ADC 读取的电压信号 Vtest，当 2812 检测到的 Vtest 信号达到了可以工作的范围时，发出信号 RStart，闭合继电器 Relay1，将 R1 短路，这时电路 开始正常工作。 ③在电源工作过程中，C1 上的电压是不断变化的，因此 Vtest 信号也是随时间变化的，为了使 输出电压能够更加稳定，2812 在每个载波周期（1mS）开始时，检测当前的 Vtest 信号，并根据它 的大小来改变调制波的幅值，从而改变输出电压占空比，达到输出电压稳定的目的； ④ 当电源带动电机负载时，如果电机刹车，可能将能量反向传递给电容 C1，导致 C1 电压升 高，严重时会击穿 IGBT，造成电源损坏；为了解决负载能量回馈击穿电路的问题，在电路中设置了 Brake 电路，即当 2812 检测到 Vtest 信号超过正常工作值时，会发出泄流信号 Key 至 TLP250，驱动 IGBTS5，将 C1 上多余的能量消耗在电阻 R2，保证电源安全； ⑤ 保护电路是开关电源中的重要部分，目的是防止意外事件导致电源损坏，如输出短路；本开 关电源能够允许的最大输出电流为 10A，当输出电流一旦高于 10A 时，电流互感器 CT 的二次测电 压信号 Itest 就高于预先设置的参考值 Vref，触发 D 触发器，使其发出保护信号 SD，将逆变桥驱动 芯片 IR2110 输出变为高阻态，不触发；同时保护指示灯 LED 点亮；只有 2812 再次发出 Reset 脉冲 时，逆变电路方能再次工作； ⑥当用户希望关闭电源时，只需断开三相开关 S1，S2，S3，这时由于 C1 仍然向逆变电路供电， 因此电压 Vtest 持续下降，当低于某一水平时，2812 启动 BRAKE 电路，将 C1 上电荷放掉，同时停 止 SPWM 波发送，继电器 Relay1，Relay2 跳开，电源关闭结束。 3．软件 本部分针对于以 TMS320F2812 系列 DSP 芯片为核心的控制电路的软件程序设计。 开关电源中的控制电路主要实现了以下几点基本功能：⑴ 通过 EV 管理器 EV 向逆变桥发送 SPWM 控制信号；⑵ 通过数模转换部分 ADC 读取逆变电路直流测电压；⑶ BRAKE 电路的 IGBT 控制；⑷ 在电源刚刚开始工作时，对保护电路的 RESET 信号以及对继电器 Relay1，Relay2 的闭合 信号 RSTART 与 LSTART 的发出。 下面分别针对以上这四个部分进行软件设计的介绍。 3.1 事件管理器部分 3.1.1 SPWM 的生成原理 SPWM，就是在 PWM(脉宽调制)的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规 率排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出，也就是将正弦波等效成一系列等幅不 等宽的矩形脉冲波形，其脉冲宽度是由正弦波（调制波）和三角波（载波）自然相交生成的。正弦 波波形产生的方法有很多种，但较典型的主要有:对称规则采样法、不对称规则采样法和平均对称规 则采样法三种。第一种方法由于生成的 PWM 脉宽偏小；第二种方法在一个载波周期里要采样两次正 弦波，显然输出电压高于前者，但对微机的要求较高;第三种方法应用最为广泛的，它兼顾了前两种 方法的优点。 本设计中采用了平均对称规则采样法，具体解释见图 3.1。 图 3.1 平均对称规则采样法 从图 3.1 中可以看出，在每个载波周期中，正弦调制波的值选用该调制波在载波周期一半时刻 的值代替。也就是说，调制波并不是一个平滑的正弦曲线，而是呈现阶梯状的“正弦曲线”；当调制 波的值大于载波的值时，输出为高电平，当调制波的值小于载波的值时，输出为低