L6561功因校正相关原理

PFC報告 L6561功因校正相关原理 （1）​ 功率因子的定义 将一弦波电压Vs(t)= Vrmscosωt加于一负载，则所得到之电流为i s(t)= Irmscos(ωt-ψ1)，其中ψ1为电流与电压之相角差。其中功率因子为: PF= = cosψ1 若电流为非弦波时(如输入电压经全波整流后之电流)则含有谐波成份，此电流之谐波成份亦为影响功率因子之因子。 i s(t)= I1cos(ωt-ψ1)+ΣIncos(nωt-ψn) I1 : Fundamental电流 In : n次谐波之电流 Irms : (I20+ I21 +I22+．．．I2n)1/2 I0 : 电流之DC成分，若在纯AC电源中则I0=0 重新定义PF: PF= [I1/ Irms]×cosψ1= [I1/(I20+ I21 +I22+．．．I2n)1/2] cosψ1 其中cosψ1 : Displacement Power factor (DPF) 电流失真成份 Idis= [I2rms－I21]1/2 又可将电流谐波失真的程度表示为 (%THD)= (Idis /I1) 100% （2）​ 升压型高功因直流转换器 传统的转换器，为获得较小的涟波的电压，通常于全桥整流完后加入一个大电容；但大电容意味着在大部分的时间里，线电压都是低于电容电压，也就是整流二极管的导通时间减小，导通时电流增大，进而造成线电压的失真。 现今则于整流器与输出间插入一级功因校正器电路，以使输入电流近似SIN波形，同时保持与电压同相（In Phase）。理论上任何的拓朴结构都可以达到高功因的要求，实际上则使用升压型结构来实现，其理由如下： 1.​ 使用较少的零件，可以降低成本。 2.​ Boost电感的 较小，噪声的产生较小，EMI滤波器可以较小。 3.​ 开关晶体因为共源级，所以较易驱动。 其缺点为： 1.​ 输出直流电压一定要高于输入峰值电压。 2.​ 由于输出入没有隔离，所以输入突波易在输出端出现。 目前采用二种 方法 快递客服问题件处理详细方法山木方法pdf计算方法pdf华与华方法下载八字理论方法下载 来作PFC控制： 1.​ 固定频率平均电流法：需复杂的控制。Uc3854 2.​ 固定导通时间、但频率可变的瞬时模式法（L6561采用此法）。 操作原理： 图1是本文所采用的电路架构，其转换器部份乃由功率二极管D1、D2、D3、D4所组成的桥式整流电路，串接一升压电感L，经由适当的控制功率开关Q，以调整输出直流电压 的大小，并使输入电流自动追随输入电压成为同相位，进而达到高功因的要求。 由功率开关Q之切换控制，可使得升压电感上的电流操作于边界导通模式；其工作原理可以下列Ⅰ、Ⅱ两个操作模式来说明： 图1 升压型转换器电路架构图 模式Ⅰ： 功率开关Q导通时，构成的等效电路如图2所示，转换器将形成两个独立的回路。回路1是输入电源 对升压电感 储能；回路2则是由输出电容 与负载所组成，此时输出电容将原先所储存之能量提供给负载以维持输出电压 。 图2 功率开关Q导通之等效电路 模式Ⅱ： 当功率开关Q截止，且升压电感 之电流大于零时，其等效电路如图3所示，此时输入电源 及储存于升压电感 之能量，一起对输出电容 充电并提供能量给负载。 图3 功率开关Q截止之等效电路 若输入交流电源电压为 ，则由图2可得到电感电流的峰值为： 其中 为功率开关Q之切换周期(Switching period)， 为责任周期(Duty cycle)。由上式可以得知，在一输入电压周期内，若功率开关之导通时间保持一定，则电感峰值电流的联机将会成为一个 的波包，如下页图4所示，使得输入电流与输入电压为同相位，达到高功因的要求。由上式可得电感峰值电流之最大值 为： (1-2) 图4 电感电流波形 基于上述之原理，为了使功率开关的导通时间保持一定，以避免输入电流产生失真，故整个系统回路的交越频率必须远小于输入电压之频率。 （3）​ L6561特点、方块图介绍 L6561是L6560的改良版，具有优越的乘法器，在universal输入电压时能获得较佳的THD值；同时启动电流亦减低至几十个uA，而ZCD(零电流侦测)也具有除能（Disable）的功能。此外还具备精准的内部参考电压（1%误差）、输入电流感测端的内部RC滤波器、输出400mA能力等等。 此IC操作在瞬时模式(即边界导通模式)，可用在电子式安定器、AC-DC转换器及切换式电源供应器。 L6561主要特点： 1.​ 具磁滞的欠电压锁住功能。 2.​ 低启动电流（典型值：50uA；保证90uA以下），可减低功率损失。 3.​ 内部参考电压于25℃时只有1﹪以内的误差率。 4.​ 除能（Disable）功能，可将系统关闭，降低损耗。 5.​ 两级的过电压保护。 6.​ 内部启动及零电流侦测功能。 7.​ 具乘法器，对于宽范围的输入电压，有较佳的THD值。 8.​ 在电流侦测输入端，具备内部RC滤波器。 9.​ 高容量的图腾级输出，可以直接驱动MOSFET。 其脚位图如下页图5所示。 图5 L6561脚位图 L6561接脚功能如下： PIN脚 名 称 功 能 1 INV 误差放大器反相端输入 2 COMP 误差放大器输出 3 MULT 乘法器输入 4 CS 利用电流侦测电阻Rs，将电流转成电压输入 5 ZCD 零电流侦测 6 GND 接地 7 GD 为MOSFET闸极驱动输入 8 VCC L6561的输入工作电压 方块图描述： 1.​ 电源供应方块图： 图6 电源供应方块图 如图6由Vcc供应电源给’线性电压调整器’，产生7V的内部电压，以供给IC使用，但输出级则直接由Vcc供应。另外BandGap电路产生一个精准的内部2.5V参考电压，可用于控制，以达到良好的输出调整率。 如图7所示，具备磁滞功能的欠电压锁住（UVLO）比较器，用以确认只有Vcc电压足够高时，IC才会致能，已获得较佳的信赖性。 图7 欠电压锁住方块图 2.​ 误差比较器及过电压保护方块图： 如图8所示，误差放大器的反向输入端，经由外部串联分压电阻与输出端连接，以取得一部分的输出电压，并与内部参考电压做比较，以获得固定的直流调整电压。 误差放大器通常在输出端与反向输入端之间，使用一个回授电容以作为频率补偿，因为在半周期内，误差放大器输出必须维持定值已获的高的PF值，所以需要很低的频宽。 为了误差放大器在过电压造成的低饱和，或过电流造成的高饱和之后能快速回复，误差放大器的动态输出电压被内部箝位电路限制在2V到5.8V间。 此IC提供二级的过电压保护；于过电压时，误差放大器的输出趋向低饱和，但误差放大器响应很慢，所以它会维持一段时间才进入饱和区。但另一方面，一个过电压必须被立即修正，因此一个基于不同观念的快速过电压保护是必要的。 因为电容并不允许直流电流流过，于稳态时流过R1与R2电阻的电流是一样的。 当输出电压因一个负载步阶改变而上升，R1电流亦跟着上升，但R2电流则因电压固定于2.5V（因误差放大器反应较慢）而不改变，增加部分的电流则流经补偿电容，进入误差放大器的输出端，当感测到此情况时，两阶段处理程序将发生（如图9所示）： ’Soft Braking’：当电流超过达37uA时，乘法器的输出电压将强迫下降，如此从电源端汲取的能量将会降低，也降低输出电压的上升额度。如此能避免输出电压超出默认值太多，而达到保护功能。 图8 误差比较器及过电压保护方块图 图9 过电压动作保护图 假使输出电压忽略了’Soft Braking’的作用而持续增加，导致进入E/A的电流达40uA，系统将进行’Sharp Braking’：乘法器的输出端将被拉到低准位，MOSFET输出级关闭，同时内部启动器也将关闭。当E/A的输入电流降低至10uA，因内部电流比较器提供磁滞的功能，因此输出级将从低准位被释放，而再一次致能。以上’Soft Braking’及’Sharp Braking’称为动态过电压保护，他们大部分（非全部）皆能有效防止因负载突变而生的问 题 快递公司问题件快递公司问题件货款处理关于圆的周长面积重点题型关于解方程组的题及答案关于南海问题 ；事实上，他们对输出电压的变化较为敏感。但对于像负载移除而产生的稳态过电压，则无法提供好的保护。 当过电压持续一段时间（E/A的输出电压低于2.25V），稳态过电压保护将被执行：除了将输出级及外部MOSFET除能外，亦将内部一些方块功能除能，静态电流降至1.4mA；当E/A的输出电压回到线性区时，系统将再次致能。 3.零电流侦测及触发方块图： 如图10所示，当电感电流减小到零后，ZCD方块功能将会使MOSEFT致能，使跨于电感上的电压反转。当电路于运作状态时，ZCD的讯号乃是藉由Boost电感的辅助绕组而来；ZCD没有讯号时，可由内部启动器（Inter Sarter）藉由强制驱动器（Driver）送出一脉冲讯号给MOSFET闸级以将外部MOSFET启动。内部启动器的重复率大于70ms(大约14KHz)，所以在设计时，最大频率必须被考虑。 图10 零电流侦测及触发方块图 4.除能方块图： 如图10所示，ZCD脚亦可同时致能除能方块；当此脚的电压低于150mV，系统将被卸载，消耗将降低。欲重新致能系统，则需将此脚的低电位移除。 5.乘法器方块图： 如图11所示，乘法器具有两个输入端：第一个为与输入整流电压成一比例的取样电压，另一个为E/A的输出电压；假若E/A的输出电压在半个周期内为定值，则乘法器的输出亦将会是整流后的SIN波形，并将此信号作为电流比较器的参考讯号。而在各周期内，电流比较器限定了MOSFET的峰值电流。 图11 乘法器方块图 6.电流比较器方块图： 如图12所示，电流比较器感测到跨于电流侦测电阻（Rs）上的电压，并拿此讯号与乘法器输出的规划讯号做比较，以决定MOSEFT真正关闭的时间。另PWM栓锁则可避免因噪声而造成MOSEFT误切换。乘法器的输出被内部箝位器限制于1.7V；当Rs上的电压到达此值，则电流的极限值亦跟着出现。 图12 电流比较器方块图 7.驱动器方块图： 如图13所示，具有400mA供应/沉入能力的图腾级输出，能够驱动外部MOSFET。当系统发生欠电压锁住（UVLO）情况，内部Pull-Down电路将输出固定在低准位，以确保外部的MOSFET不会意外地被触发。 图13 驱动器方块图： 瞬时功因校正器（T.M. PFC）操作： 交流主电源经过桥式整流后送入升压型转换器；使用切换技术的升压型转换器，可将输入电压转换到我们需求的输出电压值。电路结构如下图所示： 图14 电路结构图 L6561使用所谓的瞬时模式技术（Transition Mode Technique）来达到使输入电流为Sin波形、及电流与电压同相位的目的。 误差放大器将升压转换器输出的取样电压与内部参考电压做比较，并产生正比于两者差的讯号；若误差放大器的频宽足够小的话（低于20Hz），则此误差讯号于半周内可视为一直流值； 此误差讯号将被送入乘法器，并与整流后的输入取样电压做乘绩，乘积结果为一整流过后的Sin波形，其峰值大小与主电压峰值及误差讯号量有关。 乘法器的输出送入电流比较器的’+’端，为PWM之Sin波形的参考讯号；事实上，当CS（即pin4）的电压（为电感电流与电阻的乘积）与电流比较器’+’端的电压相等时，MOSFET的导通动作就被截止。若依此推论，则电感电流的封包将是整流过后的Sin波形。在每一个半周的操作过程，证明系统有固定的导通时间是可能的。从MOSFET截止到电感电流为零时，电感对负载做放电释能动作；当电感电流为零，电感上无储能，而泄极（Drain）处于浮接状态，此时电感与泄极的总电容产生共振；泄极的电压快速掉落到实时线电压之下，而ZCD讯号又再次触发MOSFET导通，另一转换周期也跟着开始。 跨越MOSFET上的这个小电压，在导通时可以减小切换损失及储存于泄极等效电容的能量（损失于MOSFET内部）的损失。 如图15所示为电感电流与MOSFET于时间区间之结果；藉由几何学的关系可证得，从主线路撷取的输入平均电流，恰好是电感峰值电流波形的一半。 系统操作介于连续与不连续的临界模式（虽非正确但已接近），这也就是为何称系统为瞬时模式的功因校正器（TM PFC）的原因。 图15 电感电流与输入平均电流图 除了简单、外部零件少、及电感体积小（因小电感值）外；因在电感上有高涟波电流（意味着在整流完后的主回路上拥有高有效值及高噪声之电流），所以需要一个EMI滤波器来抵制噪声；这个缺点限制了瞬时模式功因校正器，应用于低功率范围。 应用电路： 图16 应用电路图 输出电压经R7、R8分压后，可于pin1得出正比于输出电压之回授电压，此电压与IC内部2.5V之参考电位做比较后，再经pin1与pin2两端之补偿网络输出，以作为内部的乘法器输入之一；同时60Hz电源电压经R9、R10分压，于pin3得到一弦波电压Vs(t)，亦为乘法器的另一输入源，这两个电压经乘法器乘绩后，可得一比例之弦波参考电压Vr(t)，此弦波参考电压Vr(t)乃做为功率开关截止时机之依据。当pin7 闸极驱动信号使MOSFET导通时，电感电流依di/dt斜率上升，流经sense resister R6，取电阻R6之跨压V4经pin4与参考电压Vr(t)做比较，当V4＞Vr(t)时，pin7 pull down，使MOSFET截止。choke中，另一组辅助线圈的目的除了提供L6561稳定电源外，另提供switch导通之控制。当 MOSFET截止时，主线圈极性反转，辅助线圈此时dot为正电位，提供pin8(Vcc)电源与pin5(ZCD : zero current detector)之参考电位。当主线圈之能量释放完毕时(因工作于continuous and discontinuous boundary，此时电流为0)，辅助线圈之电位亦下降，所以pin5之参考电位随之下降，由于ZCD 内部电路为负缘触发，在下降至1.8V以下时则触发内部之RS flip-flop使pin7 pull high 而使MOSFET导通。 因此可看出经由主动式PFC所得之平均电流波形为一完整之弦波，且其相位与AC电源同相。经由主动式功率因子校正所得之PF值可达0.98以上。 设计准则： 以下描述一些设计准则，基本的设计规范考虑以下数据： ​ 主输入电压范围：Virms(min) ~ Virms(max) ​ 输出直流电压值：Vo ​ 额定输出功率：Po ​ 最小切换频率：fsw ​ 最小输出电压涟波：ΔVo ​ 最大公认超越电压：ΔVovp ​ 期望效率：η ​ 输入功率：Pi（= Po/η） ​ 最大主有效值电流：Irms（=Pi/Virms(min)） ​ 额定输出电流：Io（=Po/Vo） 电源部分设计： 输入桥式二极管： 输入桥式整流：使用 标准 excel标准偏差excel标准偏差函数exl标准差函数国标检验抽样标准表免费下载红头文件格式标准下载 慢速、低价的二极管即可。必须考虑最大输入电流（Irms），最大峰值电压及二极管相关的热资料。 输入电容： 输入高频率波电容（Cin）可减少来自高频电感电流涟波的切换噪声。最差的情况将发生于最小额定输入电压的峰值时，最大高频涟波电压通常被抑制于最小输入额定电压的1﹪到10﹪之间，可藉由一系数表示（r=0.01到0.1）。但实际则需将EMI滤波器也考虑进去。 输出电容： 输出电容与直流公认突波输出电压值、输出功率和期望的电压涟波有关。当选择一个低ESR值的电容，其值为 其中f为主电源频率；ΔVo通常为输出电压的1﹪到5﹪。 假若考虑系统的保持时间，则采用下列公式 Vo_min是考虑负载调整及输出涟波电压值的最小输出电压；Vop_min则是系统侦测出藉由PFC 所供应的电源失败（Power Fail）之前，最小输出操作电压。 升压电感： 设计电感包含许多的参数，也有不同的方法可以使用。首先电感值必须先定义，使系统最小的切换频率大于内部启动器的最大频率，以确保系统于正确的TM操作。假设为单位功因，则 其中 ：为电感电流的最大值；Ton、Toff：为开关的ON、OFF时间。而 为线频峰值电流（与输入功率及线电压有关）的两倍，即 将上述的关系式，用Ton、Toff表示，经过代数运算，可以算出在一周期内的实时切换频率为 fsw最小值发生于线电压顶端时（θ=90˚），最大值发生于线电压零交越时（θ=0˚）；最小系统切换频率可能发生于最大或最小线电压。者电感值定义如下 式中的Virms可以为Virms(min)或Virms(max)，不论何者都给电感较小的值。最小的切换频率建议为15KHz，以不干扰内部启动器。电感值已定义完成，则实际的设计可以开始： 考虑磁性 材料 关于××同志的政审材料调查表环保先进个人材料国家普通话测试材料农民专业合作社注销四查四问剖析材料 、几何形状（因高电压造成需要隔离）、操作频率范围，选择高频亚铁盐（Ferrite）材料、具空气心、绕线架的铁心组。由于供应厂商制作的型式有很多变化，最终选择以技术及经济上的考虑为主。 铁心尺寸的大小，采用以下的 经验 班主任工作经验交流宣传工作经验交流材料优秀班主任经验交流小学课改经验典型材料房地产总经理管理经验 公式： 其中体积单位为 ；电感单位为mH。 接着绕组必须被定义，线圈数与绕线面积须被量化；储存于电感的最大实时能量为 可储存于磁场内（可由最大能量密度与铁心有效体积【Ve】的乘积表示之），即 式中的Ae为铁心有效截面积，Ie为有效磁通路径的长度（两者皆可由铁心的数据中找到），ΔH为磁场强度的变化量，ΔB为磁通密度的变化量。 未避免因高导磁率而造成铁心饱和，及允许足够的磁场强度变化量，使用一个气隙是必要的。尽管气隙长度Igap为Ie的很小百分比值，亚铁盐（Ferrite）铁心的导磁率是很高（典型值为 ），假定所有的磁场皆集中于气隙是可能的，且有良好的近似值（ ）；例如1﹪的Igap/Ie（为最小的建议值）约与假设值有4﹪的误差；假若Igap/Ie值越大，则误差将会减少。 忽略气隙区域边缘的漏磁，能量平衡重新写成 通过铁心及气隙的ΔB为磁通密度是一样的，且与气隙中的磁场强度有以下的关系： 于气隙区域使用安培定律，可得 从能量平衡关系式可以得出 式中的N是绕组的圈数。 N若决定了，建议确认铁心是否饱和；若是结果太接近临界值，则需增加气隙的距离，并从新计算一遍。绕线之选择则需考虑铜损大小能在可接受的范围： Rcu由于受到高频涟波影响，使集肤及邻近效应变明显，造成损失增加；所以建议使用Litz线或多股线。最后绕线的面积需要被考虑；若是使绕线架的绕线面积不符，则考虑使用一个更大的铁心组，并重新计算绕组。 为了使ZCD脚能辨别电感电流流到零，增加一辅助绕组是必须的；采用低售价及细薄的绕线组。绕线的圈数是唯一需要被定义的参数。 功率MOSFET： MOSFET的选择主要考虑与输出功率相关的 ；由于输出电压将晶体的反向偏压电压给固定住了，故考虑耐压时就需加上最大突波电压及安全余裕度等因素。 导通损失（Conduction Loss）如下式所示： 其中 切换损失（Switching Loss）是因于TM操作下，在晶体关闭（Turn-off）时电流电压面积交叉所造成 式中的tfall是晶体关闭时的交越时间（Crossover time）。 而晶体导通时（Turn-on）的损失则导因于MOSFET内部的泄极总电容放电，其值如下式： 式中的 是MOSFET的泄极内部电容； 是外部寄生总电容； 是MOSFET于导通时泄极的电压。因为 和 是沿着每半周期输入电压在改变的，特别是 ，不仅受到输入SIN电压波形变化而改变，还受到升压电感与泄极总电容造成谐振而产生的电压降影响（如图17）。在经验上对总切换损失做一粗略的估算是可行的。因此于在低电压输入时， 在每半周期的特定部分，将会为零。 图17 泄极电压图 升压二极管： 此飞轮二极管需采用快速型的；直流（DC）电流值和有效值（RMS）电流值对于损失的计算是非常有用的，表示如下 导通损失可以用下是估计： 式中Vto（临界电压Threshold Voltage）和Rd（差动电阻Differential Resistance）皆是二极管的参数。至于反向偏压和MOSFT一样。 偏压电路 第一脚（INV）： 与E/A的反向输入端及OVP电路相连接，一个分压电阻串于输出电压端与此脚之间。内部E/A之非反向输入端有2.5V的参考电压。内部OVP警告电流为40uA；R7、R8的选择方法如下： 第二脚（COMP）： 为E/A输出端，同时亦为乘法器的两个输入之一；一个回授网络置于此脚与第一脚之间，此补偿网络借着减小频宽以避免系统的干扰，以便控制输出电压的涟波（100~120Hz）。 最简单的情况为一颗电容当成补偿网络，它提供了低频率极点和高的直流增益；一个简单的标准可以定义此电容值：即设定频宽为20~30Hz之间。 第三脚（MULT）： 为乘法器的第二输入脚；经由分压电阻，取得SIN输入波形的一部份电压，来当成参考信号。乘法器可由以下关系描述： Vcs（乘法器输出）为电流感测的参考讯号；K为乘法器的增益。一个完整的描述如图18所示；它显示了乘法器的特性曲线族；VMULT从0到3V、Vcs从0到1.6V可以保证乘法器操作于线性区域；而在特性曲线族中， 的最大斜率值至少有1.65。基于这个考虑，可以依以下的方法，来设定乘法器的适当工作点： 首先选择VMULT的最大值VMULT PKX（发生在最大输入电压时）。所以在宽范围输入时，此值应该在3V或其附近在；而在单输入电压时，此值应该要少一点。最小的峰值发生于最小输入电压时，表示如下 此值乘于 的最小保证值，将得到乘法器的最大峰值输出电压 如果 超过电流感测1.6V的线性区域，则必须取一个较小的VMULT PKX，并从新计算。则 R10的选择：以流过此电阻的电流为数百uA为基准，以降低功率损失。 图18 乘法器的特性曲线族图 第四脚（CS）： 为电流比较器的反向输入端，经由此脚L6561可以知道实时的电感电流，并藉一外部感测电阻Rs将之转换为一等比例的电压；当此脚的讯号超过由乘法器输出所设定的临界电压，PWM的栓锁就被重置、MOSFET就被关闭；在PWM栓锁还未被ZCD讯号设定之前，MOSFET都会在关闭的状态。另有一内部电路作以下动作确认：在第四脚讯号消失前，PWM栓锁不能被设定。 感测电阻值由下是计算： 其中 Rs上所消耗的功率（如下式）不要超过额定功率的1﹪。 内部1.8V（最大）稽纳二极管将PWM比较器的非反向输入端做限制，已设定临界电流值，所以流经电阻的最大电流值为 此值也是可以流过电感的最大电流，我们可以使用这个值来确认铁心是否饱和。 第五脚（ZCD）： 此脚为零电流侦测电路的输入脚，经由一限流电阻连接到升压电感的辅助绕组。零电流侦测电路为负缘触发：当这脚的电压低于1.6V时PWM栓锁电路设定、MOSFET导通；然而，在此之前，电路需先被防护：亦即在此脚电压下降到1.6V之前，此脚需先有一个由MOSFET关闭所造成的2.1V正缘触发才可以。 最大主/辅助线圈匝数比m，必须确定在MOSFET关闭时，能够传送足够的电压以防护零电流侦测电路。 假若绕组也有供应IC电源，在Vcc电压范围内上述的原则可能不会兼容。为解决此一不兼容的问题，图16的自供应网络可以被使用；限流电阻的最小值为，在跨于辅助绕组最大电压时，有3mA的电流流进此脚。 可以采用微调的方法，使MOSFET导通的时间，恰好发生在泄极震荡电压谷底时（完全释能的电感与泄极电容产生震荡，参考图19），来得到实际的值，如此可使在导通时的损耗减为最小。 图19 泄极谐振时的电压图 若是此脚直接由外部驱动讯号驱动，则L6561将于此信号（的负缘）同步。若是此脚空接，L6561将以内部启动器频率工作；在此情况下，很明显的并非在TM模式操作、亦不会有高的PF值。但此特性可以在其它应用场合使用。 此脚亦包含了除能（Disable）功能；若是此脚的电压低于150mV时，系统就会关闭。为了如此，从此脚沉入的电流需10mA以上。IC的静态电流大约将减至1.4mA。当外部Pull-down被移除，由于内部150uA产生器将拉高（Pull-up）此脚，系统将会重新启动。 第六脚（GND）： 此脚做为讯号内部电路电流、与门驱动电流的返回路径。当在Layout PCB板时，此两条路径应要分开。 第七脚（GD）： 为驱动器的输出，具有提供/沉入400mA的驱动能力。为了避免当供应芯片的电压低于UVLO临界准位时所造成的泄漏电流，而造成外部MOSFET多余的导通，内部的Pull-down电路将使此脚保持为低准位。此电路保证在当Vcc>3V时，此脚的最大电压为0.3V（Isink=10mA）；如此可以允许忘记于闸极与源极间加电阻（为了达同样目的）。 第八脚（Vcc）： 为系统电源的供应脚，此脚与外部的启动电路（经由一个电阻连接到主电源上）和自供应电路连接。不论自供应系统的架构为何，一定有一个电容连接于此脚与地端。 为了启动L6561，此脚的电压必须超过13V（最大值）；若低于此值则IC并不会工作，同时从Vcc消耗的电流将小于90uA；并允许使用高启动电阻（数百KΩ），以在低负载时，降低功率损失和提高系统效率（特别是宽输入范围的应用场合）。 当系统在操作情况时，损耗的电流（不包含闸极驱动）与操作情况关联，但最大不超过4.5mA。 IC只有于供应电压在欠电压锁住临界电压（最大10.3V）之上时，才能持续工作；若是Vcc电压超过内部稽纳二极管18V（额定电流30mA），二极管便会动作，做电压箝住；于此情况下功率损耗会有相当的程度增加。