PMSM电机的无传感器磁场定向控制(AN1078)

AN1078 简介 设计 领导形象设计圆作业设计ao工艺污水处理厂设计附属工程施工组织设计清扫机器人结构设计 者根据对环境的需求，希望能不断开拓高级电机控 制技术，用以制造节能空调、洗衣机和其他家用电器产 品。 到目前为止，较为完善的电机控制解决 方案 气瓶 现场处置方案 .pdf气瓶 现场处置方案 .doc见习基地管理方案.doc关于群访事件的化解方案建筑工地扬尘治理专项方案下载 通常仅 用作专门用途。 然而，新一代数字信号控制器（Digital Signal Controller，DSC）的出现使得性价比高的高级电 机控制算法最终成为现实。 例如，空调需要能够对温度作出快速响应以迅速改变电 机的转速。 因此，我们需要高级电机控制算法，以制造 出更加节能的静音设备。 在这种情况下，磁场定向控制 （Field Oriented Control ，FOC）脱颖而出，成为满足 这些环境需求的主要方法。 本应用笔记讨论了使用 Microchip dsPIC® DSC 系列对 永磁同步电机（Permanent Magnet Synchronous Motors ， PMSM）进行无传感器 FOC的算法。 为什么使用 FOC算法？ BLDC 电机的传统控制方法是以一个六步的控制过程来 驱动定子，而这种控制过程会使生成的转矩产生振荡。 在六步控制过程中，给一对绕组通电直到转子达到下一 位置，然后电机换相到下一步。 霍尔传感器用于确定转 子的位置，以采用电子方式给电机换相。 高级的无传感 器算法使用在定子绕组中产生的反电动势来确定转子位 置。 六步控制（也称为梯形控制）的动态响应并不适用于洗 衣机，这是因为在洗涤过程中负载始终处于动态变化 中，并随实际洗涤量和选定的洗涤模式不同而变化。 而 且，对于前开式洗衣机，当负载位于滚筒的顶部时，必 须克服重力对电机负载作功。 只有使用高级的算法如 FOC才可处理这些动态负载变化。 本应用笔记着重于适用于电器的基于PMSM的无传感器 FOC控制，这是因为该控制技术在电器的电机控制方面 有着无可比拟的成本优势。 无传感器 FOC 技术也克服 了在某些应用上的限制，即由于电机被淹或其线束放置 位置的限制等问题，而无法部署位置或速度传感器。 由 于PMSM使用了由转子上的永磁体所产生的恒定转子磁 场，因此它尤其适用于电器产品。 此外，其定子磁场是 由正弦分布的绕组产生的。 与感应电机相比，PMSM电 机在其尺寸上具有无可比拟的优势。 由于使用了无刷技 术，这种电机的电噪音也比直流电机小。 为什么使用数字信号控制器来进行电机控 制？ dsPIC DSC 尤其适用于类似于洗衣机和空调压缩机之 类的电器，因为数字信号控制器具有下列特别适用于电 机控制的外设： • 脉宽调制（Pulse-Width Modulation， PWM） • 模数转换器（Analog-to-Digital Converter， ADC） • 正交编码器接口（Quadrature Encoder Interface， QEI） 在执行控制器程序以及实现数字滤波器时，由于 MAC 指令和小数运算可在一个周期内执行，因此 dsPIC DSC 器件允许设计者对代码进行优化。 同时，对于那些需要 饱和功能的运算，dsPIC DSC器件通过提供硬件饱和保 护以避免溢出。 DSC 需要快速且灵活的模数（A/D）转换来检测电流 ——电机控制中的关键功能。 dsPIC DSC 器件特有的 ADC可以 1 Msps的速率转换采样输入，并可最多同时 处理四路输入。 ADC 上的多触发选项可允许使用廉价 的电流检测电阻来测量绕组电流。例如，使用 PWM模 块触发A/D转换可允许廉价的电流检测电路在指定时间 内对输入进行检测（开关晶体管使电流流过检测电 阻）。 作者： Jorge Zambada Microchip Technology Inc. PMSM电机的无传感器磁场定向控制  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第1页 AN1078 使用数字信号控制器进行电机控制 dsPIC30F 电机控制系列是针对最常用的电机而设计 的，包括： • 交流感应电机（AC Induction Motors， ACIM） • 直流有刷电机（Brushed DC Motors， BDC） • 直流无刷电机（Brushless DC Motors， BLDC） • 永磁同步电机（Permanent Magnet Synchronous Motors， PMSM） 已发表了一些基于 dsPIC30F电机控制系列的应用笔记 （见“参考文献”部分）。 这些应用笔记可从 Microchip 网站（www.microchip.com）获取。 本应用笔记说明了 dsPIC30F6010A 如何利用特别适合 电机控制的外设（电机控制 PWM 和高速 ADC）来执 行 PMSM的无传感器磁场定向控制。 dsPIC30F6010A 的 DSP引擎支持必要且快速的数学运算。 数据监视和控制界面 数据监视和控制界面（Data Monitor and Control Interface，DMCI）能够与MPLAB® IDE快速动态集成， 可通过这一个界面对 IDE项目中的范围值、开 /关状态 或离散值进行变量控制以对应用的运行加以限制。 如果 需要，应用反馈可以图形方式来表示。提供电机控制和 音频处理方面的应用示例。 DMCI可提供： • 如图 1所示的 9个滑块和 9个布尔量（开 /关） 控制 • 35路输入控制（见图 2） • 4个图（见图 3） 该界面提供了可识别项目的程序符号（变量）导航，这 些符号可被动态地分配给滑块控制、直接输入控制或布 尔量控制的任意组合。随后这些控制可交互地用来更改 MPLAB IDE 中的程序变量值。 这些图也可动态地进行 配置以查看程序所生成的数据。 应用重点 本应用笔记的目的在于说明使用 Microchip 数字信号控 制器，以软件的方式实现永磁同步电机的无传感器磁场 定向控制。 该控制软件具有如下特征： • 实现永磁同步电机的矢量控制。 • 位置和速度估算算法可避免使用位置传感器。 • 主电机为额定功率为 1.5 kW的空调压缩机。 • 速度范围从 500到 7300 RPM。 • 当控制环周期为 50 µs时，软件需要约 21个 MIPS的 CPU开销（占 CPU总体开销的 2/3）。 • 应用程序需要 450字节的数据存储空间。 包含用 户界面在内一共需要大约 6K字节的程序存储空 间。 根据对存储空间的需求，应用程序应可在 dsPIC30F2010上运行，目前为止，此器件是 dsPIC30F系列器件中体积最小且成本最低的。 • 启用可选的诊断模式以在示波器上对内部程序变量 进行实时观察。 该功能可便于对控制环进行调整。 • 本应用笔记适用于 dsPIC30F和 dsPIC33F系列中 的所有电机控制器件。 注： DMCI 工具的特性可能会有所变化。 关于 DMCI工具的说明，以其发布日期为准。 DS01078A_CN第2页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 图 1： 动态数据控制界面 图 2： 用户自定义数据输入控制  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第3页 AN1078 图 3： 图形数据视图 DS01078A_CN第4页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 系统概述 如图 4所示，在电机轴上没有安装位置传感器。 而使用 低阻值检测电阻（逆变器的一部分）来测量电机上的电 流。 三相逆变器被用作功率级来驱动电机绕组。 电源逆 变器内置的电流检测和故障生成电路可防止整个系统受 到过电流的损坏。 图 5显示了如何实现 3相拓扑以及电流检测和故障生成 电路。 逆变器左边的第一个晶体管用于功率因数校正（Power Factor Correction， PFC），本应用笔记中不作具体介 绍。 本应用笔记中所涉及的硬件是 dsPICDEM™ MC1 电机 控制开发板（DM300020），可从 Microchip 网站 （www.microchip.com）定购。 这里有两个可用的功率 模块：一个用于低电压（最大为 50V），一个用于高电 压（最大为 400V）。 本应用笔记中使用了修改后的高 压功率模块（DM3000021）。 附录中对这些模块进行了 说明。 图 4： 系统概述 PWM1H PWM1L PWM2H PWM2L PWM3H PWM3L 缓冲器 OE RD11 3相 逆变器 RE9 AN0 AN1 FLTA Ia Ib 过电流 3相 PMSM 给定起动转矩 VR1 VR2 给定速度 AN7 AN2 S4起动 /停止 RG6 RD0 RD1 RD2 RD3 LCD DB4 DB5 DB6 DB7 EN RS R/W RD13 RC3 RC1 dS PI C 30 F6 01 0A 故 障 复 位 用户接口  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第5页 AN1078 图 5： 3相拓扑 PWM1H PWM1L PWM2H PWM2L PWM3H PWM3L 115/230 VAC PMSM 电机 Ia Ib < 电流 故障 可选功率因数校正 限制 DS01078A_CN第6页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 磁场定向控制 从不同的角度理解磁场定向控制 理解 FOC（有时称为矢量控制）如何工作的一种方法 是在头脑中设想参考坐标变换过程。 如果从定子的角度 来设想交流电机的运行过程，则会看到在定子上施加了 一个正弦输入电流。 该时变信号产生了旋转的磁通。 转 子的速度是旋转磁通矢量的函数。 从静止的角度来看， 定子电流和旋转磁通矢量看似交流量。 现在，设想在电机内部，转子随着定子电流所产生的旋 转磁通矢量以相同的速度同步旋转。 如果从这个角度观 察稳态条件下的电机，那么定子电流看似常量，且旋转 磁通矢量是静止的。 最终，希望控制定子电流来获得期望的转子电流（不可 直接测量得到）。 通过参考坐标变换，可使用标准控制 环，如同控制直流量一样实现对定子电流的控制。 矢量控制综述 间接矢量控制的实现步骤 总结 初级经济法重点总结下载党员个人总结TXt高中句型全总结.doc高中句型全总结.doc理论力学知识点总结pdf 如下： 1. 测量 3 相定子电流。 这些测量可得到 ia 和 ib 的 值。 可通过 ia、 ib和 ic的下列关系计算出 Ic ： ia + ib + ic = 0。 2. 将 3相电流变换至 2轴系统。 该变换将得到变量 iα和 iβ，它们是由测得的 ia和 ib以及计算出的 ic值 变换而来。从定子角度来看，iα和 iβ是相互正交 的时变电流值。 3. 按照控制环上一次迭代计算出的变换角，来旋转 2轴系统使之与转子磁通对齐。 iα和 iβ变量经过 该变换可得到 Id和 Iq。 Id和 Iq为变换到旋转坐标 系下的正交电流。 在稳态条件下，Id和Iq是常量。 4. 误差信号由 Id、Iq的实际值和各自的参考值进行 比较而获得。 • Id的参考值控制转子磁通。 • Iq的参考值控制电机的转矩输出。 • 误差信号是到 PI控制器的输入。 • 控制器的输出为 Vd和 Vq，即要施加到电机 上的电压矢量。 5. 估算出新的变换角，其中 vα、 vβ、 iα和 iβ是输 入参数。 新的角度可告知 FOC 算法下一个电压 矢量在何处。 6. 通过使用新的角度，可将 PI 控制器的 Vd 和 Vq 输出值逆变到静止参考坐标系。 该计算将产生下 一个正交电压值 vα和 vβ。 7. vα和 vβ值经过逆变换得到 3相值 va、vb和 vc。 该 3 相电压值可用来计算新的 PWM 占空比值， 以生成所期望的电压矢量。 图 6显示了变换、PI 迭代、逆变换以及产生 PWM的整个过程。 本应用笔记的以下部分将详细描述这些步骤。  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第7页 AN1078 图 6： 矢量控制框图 α,β α,β α,β d,q d,q a,b,c PI PI SVM 3相电桥 NREF IQREF PI Vq Vd Vα Vβ ia ib 电机 角速度（ω） ∑ ∑ ∑ - - - IDREF 位置和速度 估算器 位置 Vα Vβ Iq Id Θ Park 逆变换 Clarke Park 变换 Clarke 变换 iα iβ 逆变换 DS01078A_CN第8页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 坐标变换 通过一系列坐标变换，可间接确定不随时间变化的转矩 和磁通值，并可采用经典的PI控制环对其进行控制。 控 制过程起始于 3相电机电流的测量。 实际应用中，三个 电流值的瞬时和为零。 这样仅测量其中两个电流即可得 到第三个电流值。 因此，可通过去除第三个电流传感器 来降低硬件成本。 使用 dsPIC DSC 也可通过变换坐标的方式实现 3 相电 流的测量。 更多信息，请与Microchip联系。 Clarke变换 第一次坐标变换，称为 Clarke变换，它将一个 3轴、2 维的定子坐标系变换到 2轴的定子坐标系中（见图 7， 其中 ia、 ib和 ic为各相电流）。 图 7： CLARKE变换 Park变换 现在，已使定子电流在一个两坐标轴分别标为 α、 β 的 2 轴正交系中得以表达。 下一步将其变换到另一个正在 随着转子磁通旋转的 2 轴系统中。 这种变换就是 Park 变换，如图 8所示。 该 2轴旋转坐标系的坐标轴称为 d- q轴。 Θ表示转子角度。 图 8： PARK变换 PI控制 使用三个 PI 环分别控制相互影响的三个变量。 转子转 速、转子磁通和转子转矩分别由单独的PI模块控制。 这 种 PI控制采用常规方法，并包含了一个（Kc*Excess） 项来抑制积分饱和，如图 9 所示。 Excess 是无限输出 （U）和有限输出（Out）之差。 Kc项与 Excess相乘， 限制累积积分部分（Sum）。 图 9： PI控制 PID控制器背景知识 全面深入的讨论比例－积分－微分（Proportional Integral Derivative ，PID）控制器不属于本应用笔记的范畴，但是 本节将对PID的基本工作原理进行介绍。 PID 控制器对闭环控制中的误差信号进行响应，并尝试 对控制量进行调节，以获得期望的系统响应。 被控参数 可以是任何可测系统量，例如转速、转矩或磁通。 PID 控制器的优点在于，可通过改变一个或多个增益值并观 察系统响应的变化以试验为根据进行调节。 数字PID控制器能以周期性采样间隔执行控制操作。 假 设控制器的执行频率足够高，以使系统能得到正确控 制。 误差信号是通过将被控参数的实际测量值减去该参 数的期望设定值获得的。 误差的符号表示控制输入所需 的变化方向。 控制器的比例（P）项是由误差信号乘以一个 P增益因 子形成，可使 PID控制器产生的控制响应为误差幅值的 函数。 当误差信号变大时，控制器的 P项也将变大以提 供更大的校正量。 α βClarke a b (c) ia + ib + ic = 0 iα = ia iβ = (ia +2ib)/√ 3 β b a,α c iα iβ is Iq IdPark ia ib θ Id = iα cosθ + iβ sinθ Iq = -iα sinθ + iβ cosθ β q α iα iβ is qIq Id d Kp* Err + Ki * ∫Err * dt InRef FB（反馈） Out - Err = InRef - FB U = Sum + Kp*Err If (U > Outmax) Out = Outmax else if (U < Outmin) Out = Outmin else Out = U Excess = U - Out Sum = Sum + (Ki*Err)-(Kc*Excess) ∑  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第9页 AN1078 随着时间的消逝， P 项有利于减小系统的总误差。 但 是，P项的影响将随着误差趋近于零而减小。 在大部分 系统中，被控参数的误差会非常接近于零，但是并不会 收敛。 因此始终会存在一个微小的静态误差。 PID控制器的积分项（I）用来消除小的静态误差。 I项 对全部误差信号进行连续积分。 因此，小的静态误差随 着时间累积为一个较大的误差值。 该累积误差信号与一 个 I增益因子相乘，即成为 PID控制器的 I输出项。 PID 控制器的微分项（D）用来增强控制器对误差信号 变化速率的响应速度。 D项输入是通过计算前次误差值 与当前误差值的差得到的。 这一差值与一个D增益因子 相乘，即成为 PID控制器的 D输出项。 系统误差变化的越快，控制器的 D项将产生更大的控制 输出。 并非所有的 PID 控制器都实现 D 或 I 项（不常 用）。 例如，本应用中未使用 D项，这是因为电机速度 变化的响应时间相对较慢。 如果使用了 D 项，将导致 PWM 占空比的过度变化，将影响算法的运行，并产生 过电流断电。 PID增益调节 PID控制器的 P增益设定整个系统的响应。 在初次对控 制器进行参数整定时，将 I和 D增益设置为 0。 随后可 增大 P增益，直到系统能够很好地响应设定点的变化， 不存在过大超调或振荡。 使用较小的 P 增益值可较 “松”地控制系统，而较大的值则会较“紧”地控制系 统。 此时，系统将有可能不收敛到设定点。 选取了合适的 P增益后，可缓慢地增加 I增益以消除系 统的误差。 对多数系统而言，只需较小的 I增益。 如果 I 增益取值过大，则可能会抵消 P 项的作用，减缓整个 控制系统的响应，并使系统在设定点附近振荡。 如果发 生振荡，通过减小 I增益并增大P增益通常可解决问题。 本应用中包含了限制积分饱和的项，当积分误差使输出 参数饱和时会产生积分饱和。 此时，再增加积分误差将 不会影响输出。 当累积误差减小时，它必须减小（下 降）到导致输出饱和的值以下才能对输出产生影响。 Kc 系数用于限制这些不会影响输出的累积误差。 对于大多 数情况，该系数取值可与 Ki相同。 所有三个控制器的输出参数都存在一个最大值。 这些值 可在 UserParms.h文件中找到，并已在SVGen()程序 中默认设定以避免饱和。 控制环的相互依赖关系 本应用中存在三个相互关联的PI控制环。 外环控制电机 转速。 两个内环分别控制变换后的电机电流 Id和 Iq。 如 前所述， Id环控制磁通，而 Iq值控制电机转矩。 Park逆变换 经过 PI迭代后，可获得旋转 d-q坐标系的电压矢量的两 个分量。 这时需要经过逆变换将其重新变换到 3相电机 电压。 首先，需从 2轴旋转 d-q坐标系变换到 2轴静止 α-β坐标系。 该变换使用了Park逆变换，如图 10所示。 图 10： PARK逆变换 Clarke逆变换 下一步是将静止 2轴 α-β坐标系变换到静止 3轴 3相定 子参考坐标系。从数学角度来看，该变换是通过 Clarke 逆变换来实现的，如图 11所示。 图 11： CLARKE逆变换 Vα Vβ Park Vd Vq θ Vα = Vd * cosθ - Vq * sinθ Vβ = Vd * sinθ + Vq * Cosθ β q α Vα Vβ Vs θVq Vd d逆变换 Vα Vβ Vr1 Vr2 Vr3 Vr1 = Vβ Vr2 = (-Vβ + √ 3 * Vα)/2 Vr3 = (-Vβ - √ 3 * Vα)/2 β Vr2 Vr1,α Vr3 Vα Vβ Vs Clarke 逆变换 DS01078A_CN第10页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 空间矢量调制（SVM） 矢量控制过程的最后一步是产生 3相电机电压信号的脉 宽调制信号。如果使用空间矢量调制（Space Vector Modulation，SVM）技术，每相脉宽的产生过程都可简 化为几个一次方程。 在本应用的 SVM 程序中包含了 Clarke逆变换，进一步简化了计算。 三相逆变器的每相输出都可为两种状态之一，即逆变器 输出可连接到正极性母线端或负极性母线端，这使得三 相逆变器输出共存在 23 = 8种可能的状态（见表 1）。 其中三相输出全部连接到正极性母线端或负极性母线端 的两种状态被视为无效状态，因为此时任意两相之间都 不存在线电压。 这两种状态在 SVM 星型图中被绘制为 原点。其余六种状态表示为每两个相邻状态间旋转间隔 为 60度的矢量，如图 12所示。 图 12： 空间矢量调制 空间矢量调制的过程允许通过两个相邻矢量各分量的和 来表示任何空间电压矢量。 在图 13中，UOUT是期望的 空间电压矢量。 该矢量位于 U60和 U0之间的区间内。 如果 在给定PWM周期T期间，U0的输出时间为T1/T而U60 的输出时间为T2/T，则整个周期的平均电压值为UOUT。 图 13： 平均空间矢量调制 T0表示绕组上无有效电压的时间；即施加了无效矢量。 通过使用改进后的 Clarke逆变换，无需多余计算即可得 到 T1和 T2的值。 如果将 Vα和 Vβ颠倒，则会产生一 个参考轴，该轴相对于 SVM星型偏移 30度。 因此，在 六个区间的每个区间中，一个轴与该区间正好相反，而 其他两个轴对称形成该区间的边界。 沿着这两个边界轴 的矢量分量分别为 T1和 T2。 计算的具体细节，请参见 源代码中的 CalcRef.s和 SVGen.s文件。 从图 14中可见，在 PWM周期 T中，矢量 T1的输出时 间为 T1/T，而矢量 T2的输出时间为 T2/T。在剩余时间 内输出无效矢量。 dsPIC DSC器件被配置为输出中心对 齐 PWM信号，使 PWM信号以周期的中心对称。 这种 配置方法在每个周期内可产生两个线间脉冲。 有效开关 频率加倍，纹波电流减小，同时并未增加功率器件的开 关损耗。 表 1： 空间矢量调制逆变器状态 U60(011)U120(010) U180(110) U(111) U(000) U0(001) U240(100) U300(101) U60(011) UOUT T2/T * U60 T1/T * U0 U0(001) T0 = 无效矢量 T = T1 + T2 + T0 = PWM周期 UOUT = (T1/T * U0) + (T2/T * U60) C相 B相 A相 Vab Vbc Vca Vds Vqs 矢量 0 0 0 0 0 0 0 0 U(000) 0 0 1 VDC 0 -VDC 2/3VDC 0 U0 0 1 1 0 VDC -VDC VDC/3 VDC/3 U60 0 1 0 -VDC VDC 0 -VDC/3 VDC/3 U120 1 1 0 -VDC 0 VDC -2VDC/3 0 U180 1 0 0 0 -VDC VDC -VDC/3 -VDC/3 U240 1 0 1 VDC -VDC 0 VDC/3 -VDC/3 U300 1 1 1 0 0 0 0 0 U(111)  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第11页 AN1078 图 14： 周期 T内的 PWM PWM1 PWM2 PWM3 T0/4 T1/2 T2/2 T0/4 T2/2 T1/2 T0/4T0/4 T DS01078A_CN第12页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 PMSM电机的无传感器磁场定向控制 该算法中最为重要的一部分就是如何计算 FOC 需要的 换相角度。 本应用笔记的这一部分将说明估算换相角度 （θ）和电机速度（ω）的过程。 无传感器控制技术通过估算电机的位置（不使用位置传 感器）来实现 FOC算法。图 15为位置估算器的简化框 图。 电机的位置和速度是根据测量电流和计算电压估算出 的。 图 15： 位置估算器功能框图 逆变器 PWM1H 故障 Ia Ib PMSM 电机 位置 和速度 估算 I FOC 控制 V Vcc θω 参考 ω dsPIC® DSC PWM1L PWM2H PWM2L PWM3H PWM3LP W M A /D A/ D  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第13页 AN1078 电机模型 通过使用一个直流电机模型来估算PMSM电机的位置， 该电机模型由绕组电阻、绕组电感和反电动势来表示， 如图 16所示。 图 16： 电机模型 在该电机模型中，输入电压可由公式 1计算得到。 公式 1： 数字化电机模型 计算 F和 G参数 该电机模型有两个参数，需要进行修改以用于指定的电 机。 这两个参数分别为 F增益和 G增益，其中： 使用万用表即可测量出常量 R 和 L。 例如，如果测量的 是线间电阻，由于在计算 F和 G增益时需要使用的是相 电阻，因此需要将测量值除以 2后代入公式。 电感常量 L 的计算方法相同。例如，当新电机使用该算法在 8 kHz控 制频率下运行时，此时测量到的线间电阻为 5.0Ω，线间 电感为 10 mH，那么此电机模型参数为： es 电机 R L vs is vs Ris L d dt ----- is es+ += 其中： 求解 is可得到电机电流： 在数字域中，该方程式为： 求解 is： 或 is (n + 1) = F•is(n) + G•(vs(n) - es(n)) 其中 is = 电机电流矢量 vs = 输入电压矢量 es = 反电动势矢量 R = 绕组电阻 L = 绕组电感 Ts = 控制周期 d dt -----is R L ---–    is 1 L --- vs es–( )+= is n 1+( ) is n( )– Ts --------------------------------------- RL ---–    is n( ) 1L--- vs n( ) es n( )–( )+= is n 1+( ) 1 T s– R L ----⋅    is n( ) Ts L ----- vs n( ) es n( )–( )+= F = 1 – T •R L s G = T L s F = 1 – T •R L s G = T L s F = 1 – Ts• R L = 1 – (1/8 kHz)• (5.0Ω/2) (10 mH/2) = 0.9375 G = Ts L = (1/8 kHz) (10 mH/2) = 0.025 DS01078A_CN第14页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 电流观测器 位置和速度估算器是基于电流观测器而构建的。 该观测 器是电机的一个数字化模型，如公式 1表征。其中的变 量和常量包括： • 电机相电流（is） • 输入电压（vs） • 反电动势（es） • 绕组电阻（R） • 绕组电感（L） • 控制周期（Ts） • 输出校正因子电压（z） 该数字化模型对硬件使用了软件表示方式。 然而，为了 使测量电流和估算电流相匹配，数字化电机模型需要使 用如图 17所示的闭环控制来进行校正。 考虑用两种方式表示电机，一种是硬件方式（阴影区）， 一种是软件方式，两个系统中使用相同的输入电压 （vs），使用模型中的估算电流（is*）来匹配测量电流 （is），我们假设数字化模型的反电动势（es*）与电机 的反电动势（es）相同。 图 17： 电流观察器框图 滑动模式控制器（Slide Mode Controller，SMC）用来 对数字化电机模型进行补偿。 SMC包含一个求和结点， 用于计算电机上的测量电流与数字化电机模型上的估算 电流之差的符号。 计算出的差值符号（+1 或 -1）乘以 SMC 增益（K）。 SMC 控制器的输出就是校正因子 （Z）。 该增益被加到数字化模型的电压项，在每一个控 制周期中都重复执行该过程直到测量电流（is）和估算 电流（is*）的差值为零（即，直到测量电流与估算电 流相同为止）。 反电动势估算 对数字化模型进行补偿之后，电机模型的输入电压 （Vs）和电流（is*）与数字化电机模型中的值相同。 一 旦对数字化模型补偿完后，下一步就要通过对校正因子 （Z）滤波来估算反电动势（es*），如图 18所示。随后 反电动势的估算值（e*s）反馈给数字化电机模型，以 在每个控制周期之后对变量 es*进行更新。 eα和 eβ值 （es的矢量分量）用于估算 θ*。 图 18： 反电动势估算模型 PMSM +K -K 滑动模式 控制器is is * z - + （is* -is）的符号 Vs *估算变量 d dt i*s = R L i*s + 1 L (v - e* - z)S S 硬件 - arctan eα eβ efiltered*s θ*LPF e*s LPF z d dt i*s = R L i*s + 1 L (v - e* - z)s s- 滑动模式 控制器  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第15页 AN1078 反电动势滤波 使用公式 2给出的一阶数字低通滤波器提供滤波功能。 公式 2： 一阶数字低通滤波器： 滤波器的截止频率值取决于滑动模式控制器增益的选 择，通过尝试对增益进行调节来设定该值。 第一个滤波器的输出用于两个模块中。 第一个模块就是 模型自身，用来计算下一个估算电流（is*），以及估算 的 theta（θ*）。 第二个一阶滤波器用来计算来自电机模 型的较为平滑的信号。 反电动势和转子位置的关系 对反电动势进行第二次滤波时，就可计算出 theta值。 es 和 θ的关系可使用图 19中的图形来说明。 图 19： 反电动势和 THETA的关系 图中显示了一个与反电动势矢量分量（eα 和 eβ）和转 子角度（θ）相关的三角函数。根据反电动势矢量分量 计算出来的反余切用来计算 theta。公式 3 说明了该函 数如何用软件实现： 公式 3： THETA计算 在实际实践中使用一种名为 CORDIC（COordinate Rotation by DIgital Computer，坐标旋转数字计算机） 的数字迭代算法，该算法速度快，占用的内存比浮点算 法还少。 关于CORDIC算法的具体细节，本应用笔记不 作说明。 y n( ) y n 1–( ) T 2πfc x n( ) y n( )–( )⋅+= 为了对 z 滤波以获得 e*，我们用 8 kHz 替换公式中的 fpwm，可得到： 其中： e(n) = 下一个估算的反电动势值 e(n-1) = 上一个估算的反电动势值 fpwm = 计算数字滤波器时的 PWM频率 fc = 滤波器的截止频率 z(n) = 不可滤波的反电动势，为滑动模式控制 器的输出 e n( ) e n 1–( ) 1 fpw m ------------    2πfc z n( ) e n( )–( )⋅+= eα eβ Q1 0.5 0 -1.5 -1 -1.5 11 21 31 41 51 61 71 81 91 101 |||||||||||||||||||| |||||||||||||||||||| |||||||||||||||||||| ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||| 1.5 θ = arctan (eα , eβ) DS01078A_CN第16页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 速度计算 由于在计算 theta 期间应用了滤波函数，所以在使用计 算得到的角度给电机绕组通电之前需要对相位进行补 偿。 theta 补偿量取决于 theta 的变化速率或电机的速 度。 theta补偿由以下两步组成： • 首先，通过未补偿的 theta来计算电机的速度。 • 然后对计算得到的速度进行过滤，并计算补偿量， 如图 20所示。 图 20： 速度计算框图 通过将m次采样得到的每相邻两个 theta值的差进行累 加，然后与一个常量值相乘，即可得到速度值。 本应用 笔记中使用的计算速度的公式如公式 4所示。 公式 4： 速度计算 其中： 为确保在速度计算时获得较为平滑的信号，可在 Omega（ω*）上 施 加 一 个 一 阶 滤 波 器，以 获 得 FilteredOmega（ω*filtered）值。 一阶滤波器的拓扑与用 于反电动势滤波的滤波器相同。 相位补偿 计算出未补偿的 theta 和滤波后的速度后，必须除去滤 波过程所产生的延迟。 这可通过将一个由电机速度来决 定的补偿偏置 theta（_OffsetTheta）添加到未补偿 theta 中来实现，如下所示： 建议精确地调节相位补偿以适用于任何特定电机。 在本 应用中，相位补偿被划分给 8个速度范围。 每个速度范 围有其自己的变化斜率和恒定相位补偿分量。表 2列示 了方程式中使用的相位补偿公式。 表 2： 相位补偿公式 arctan eα eβ ω = Σ m-1 i=0 (θ(n) - θ(n-1)) . Kspeed LPF θ* + + θ*comp ω* ω*filtered Omega (ω) = 电机的角速度 Theta (θn) = Theta当前值 PrevTheta (θn-1) = 上一个 Theta值 Kspeed = 期望的速度范围的放大因子 m = 累加的 Theta增量数 ω θn θn 1––( ) i 0= m ∑= K speed⋅ = 速度范围 （FilteredOmega） 相位补偿公式 （__OffsetTheta） 最小值 – 0.09375 θoffset = 0 0.09375 – 0.1875 θoffset = 4ωfiltered + 0.375 0.1875 - 0.2876 θoffset = 2ωfiltered 0.2876 - 0.38095 θoffset = ωfiltered + 0.2876 0.38095 - 0.475 θoffset = ωfiltered + 0.2876 0.475 - 0.568 θoffset = 0.5ωfiltered + 0.5251 0.568 - 0.756 θoffset = 0.25ωfiltered + 0.6671 0.756 - 最大值 θoffset = 0.125ωfiltered + 0.748275 θ*comp = θ* + θoffset  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第17页 AN1078 改变相位补偿公式 在包含本应用笔记源代码的 ZIP文件中，有一个电子表 格可帮助用户计算角度补偿公式。 用户需要输入速度 （以 RPM为单位）和在特定速度上需要补偿的 Theta。 例如，如果在速度为 500 RPM时所需的相位补偿为 30 度，那么用户需要在“Speed (RPMs)”域中输入 500， 在“Angle Compensation (Degrees)”域中输入 30。 随 后电子表格将计算线性方程的斜率和常量。 在同一个电子表格中，用户需要定义以下参数以将速度 从 RPM转换为 Q15格式： Ts：PWM周期 Kspeed：速度常量 m：每次速度计算时累加 Theta之差的个数 极对数：电机极对数 流程 快递问题件怎么处理流程河南自建厂房流程下载关于规范招聘需求审批流程制作流程表下载邮件下载流程设计 图 FOC算法以与PWM相同的速率执行。 这样进行配置使 得 PWM可使用两个分流电阻器和一个电位器（用来设 置电机的参考速度）来触发两个绕组的 A/D转换。允许 A/D 中断来执行该算法。图 21 显示了 A/D 中断程序的 常规执行过程。 图 21： A/D中断程序 图 22 给出了使用滑动模式控制器估算电机位置和速度 的过程。 A/D中断 使用 Clarke变换 将相电流 从 3轴转换为 2轴 使用 Park变换 将 2轴电流 转换到旋转坐标系 使用滑动模式控制器 估算电机位置和速度 针对电流和速度 运行 PI控制器 使用 Park逆变换 将旋转坐标系转换 到轴静止坐标系 使用 Clarke逆变换 将 2轴转换为 3轴 使用空间矢量调制 更新 PWM占空比 A/D中断结束 DS01078A_CN第18页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 图 22： 电机位置和速度估算 电机起动 无传感器 FOC 算法建立在反电动势估算基础之上，需 要使用最小速度以获得估算的反电动势值。 因此，必须 结合使用正确的估算角度来给电机绕组通电。 电机起动 程序（见图 23）就是基于此目的开发的。 当电机处于静止状态时，按下起动 / 停止按钮， dsPIC DSC 器件将产生连续正弦电压以使电机旋转。 电机以 一个固定的加速度旋转，FOC算法控制电流 Id和 Iq。 随 着加速度的增加，Theta角度（换相角度）也相应的增 加。 如图所示，相角度以平方率递增，使电机得到一个恒定 的加速度。 即使 Theta由处于开环状态的电机产生，磁 场定向控制电路仍可得到执行并可控制转矩电流分量和 磁通电流分量。 同时使用了外部电位器来设置电机起动 时所期望的转矩。 根据机械负载特征，对该电位器进行 实验性的调节设置。 起动程序为起动电机提供了一个恒 定转矩。 电机起动加速结束后，软件将切换到无传感器 控制的闭环状态，从而从位置和速度估算器获得 Theta，如图 6所示。 对滑动模式控制器的 输出进行滤波 估算反电动势 使用滑动模式控制器 和电机模型 估算电机电流 滑动模式控制器 累加的 Theta计数值 = m？ 是 否 对估算的反电动势 进行滤波产生 较为平滑的信号 使用 估算的转子位置 来计算转子速度 根据 速度计算值 来补偿 Theta 滑动模式控制器 子程序结束 对估算速度 进行过滤 根据估算的反电动势 使用正余切来计算 估算的电机位置  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第19页 AN1078 图 23： 电机起动 ∑ 电机起动 PI PI - - θ d,q α, β 电机 α,β a,b,c 位置 ∑ 参考 Iq 3相 电桥SVM Iq Id iα iβ ia 参考 Id Vq Vd d, q α, β vα vβ ib t θ （VR1） DS01078A_CN第20页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 主要软件状态机 将 FOC 算法直观化为一个软件状态机会有很大的帮助 （见图 24）。 首先，使电机绕组断电，系统等待用户按 下起动 /停止按钮（开发板上的 S4）。 只要用户按下该 按钮，系统就将进入初始化状态，其中所有的变量都设 置为其初始值，同时允许中断。 然后执行起动程序，由 此程序控制转矩电流分量（Iq）和磁通电流分量（Id）， 并以加速形式产生换相角度（Theta），从而使电机转 动。 执行完起动程序之后，系统将切换到无传感器 FOC 控 制，其中速度控制器被添加到执行线程中，随后滑动模 式控制器（SMC）开始估算 theta值，方法如前所述。 电机进入无传感器 FOC 控制状态后，外部电位器持续 提供参考速度，起动 / 停止按钮处于被监视状态以便随 时停止电机。 系统的任何故障都可导致电机停止运行并返回电机停止 （Motor Stopped）状态，直到再次按下 S4。 状态图显 示了软件的所有不同状态，以及使系统转换到不同状态 的条件。 图 24： 主要软件状态机 复位 初始化 电机 停止 初始化变量 初始化 PI控制器 参数 允许 中断 起动 从 VR1 测量 绕组 电流 将电流 转换为 针对 Iq 和 Id执行 根据加速度 递增 THETA 使用 SVM 无传感 从 VR2 读参考 速度 测量 绕组 电流 将电流 转换为 使用 SMC 计算 速度 根据速度 补偿 THETA 针对速度、 使用 SVM 设置新的 停止电机 A/D 中断 A/D 中断 起动加速结束 按下 S4 按下 S4或故障 按下 S4或故障 Iq和 Id PI控制器 估算 THETA Iq和 Id 初始化状态 起动状态 无传感器 FOC状态 占空比 执行 PI控制器 Iq和 Id 占空比 设置新的 读参考 转矩 电机 器 FOC 电机运行 以运行电机 变量 和外设  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第21页 AN1078 基于 DSC的 FOC控制的优点 在电机控制中采用 DSC 的主要优点在于，使用这种通 用设计平台可获得较高的实用性，从而更有效地生产电 器产品。 这意味着电器制造商现在可运用更经济的方 法，通过无传感器 FOC 算法控制，生产出一系列使用 PMSM或其他类型的电机的电器型号。 使用这些基于软件的电机控制设计，只需更改控制参数 即可快速进行定制以满足不同市场的需求。 固件知识产权（Intellectual Property， IP）保护是一直 困扰制造商的另一大问题，通常来说，制造商的电器设 计团队都分布在世界各地。因此，如下的场景经常发 生，某种电器在 A 地实现了 FOC，在 B 地开发了用户 接口板，而最终系统的集成是在 C地进行的。 在这个开发过程中，这些设计团队都有可能对外宣布他 们自己的那部分 IP。 Microchip的 dsPIC DSC系列提供 了一种 CodeGuard™ 安全性功能，可帮助用户在这种 联合设计环境中保护自己的 IP（更多信息，请参见 www.microchip.com/codeguard）。 总结 本应用笔记说明了设计者如何利用 DSC 的优点来实现 高级电机控制技术，例如在电器产品应用中使用的无传 感器 FOC算法。 由于编程 dsPIC DSC与编程MCU的 方法相似，因此电器设计者可以快速设计出自己的电机 控制算法并测试产品的原型。 由于使用了功能强大的基于 IDE的工具（例如 DMCI， 允许设计者方便地将其算法移植到大量电机平台上，其 中包括 PMSM、BLDC、有刷直流（BDC）和 ACIM电 机），因而精细调谐电机控制变得非常便捷。 Microchip 可提供大量资源以帮助您对这些参数进行调 节。 如需进一步的支持，请联系 Microchip 销售人员或 应用工程师。 DS01078A_CN第22页  2007 Microchip Technology Inc. AN1078 附录 硬件资源 用于实现无传感器 FOC应用的硬件包括以下组件： • dsPICDEM™ MC1电机控制开发板 （DM300020） • dsPICDEM™ MC1H 3相高压功率模块 （DM300021） • Toshiba压缩机 HD187X1-S12FD型。 MC1开发工具可从Microchip网站（www.microchip.com） 下载。 使用自备压缩机的客户可参见以下电机参数： 硬件改动 外部高压功率模块的标称输出功率为 0.8 kVA。 如果使 用由所列参数表示的负载来驱动PMSM空调压缩机，则 需要修改模块。 因此需要将模块的外罩移去，以完成修 改。 下面所描述的某些修改，可在系统设计期间进行。 再次 强调说明，不保证用户所作的任何额外修改都具有良好 的功能性或安全性。假设仅具有相关资格的人员才可使 用该系统。 修改电路板（见图 25） 第一步： 通过添加一个高电流跳线来使电源地和数字地共 地 第二步： 替换现有电机的电流检测分流电阻 第三步： 配置功率模块跳线设置 第四步： 忽略来自霍尔效应传感器的故障信号 第五步： 安装选择电阻以激活电流检测反馈电路 经过修改后，霍尔电流传感器就不再用于电流检测。 修 改后也不可使用霍尔过电流故障；但是仍由分流过电流 故障来表征过电流故障。 访问电路板 在移去模块盖子之前（见图 25），必须严格执行以下步 骤： •切断系统所有电源。 • 随后等待至少3分钟，以便内部放电电路将直流母线电 压降低到一个安全水平。 从顶部通风孔处可见红色LED 母线电压指示灯应熄灭。 •使用电压表测量引脚7输出连接器的直流终端正负极之 间的电势，以确定放电是否完成，然后才能继续以下的 步骤。 这时电压应该小于 10V。 • 此时系统已处于安全状态。 •移除系统中的所有线缆。 • 拧下将盖子固定到底盘的螺丝，以及固定在顶部和底 部的散热片。 •握住散热片，正向旋转盖子。 卸下盖子之后，执行如图 26至 30的详细步骤。 极数： 4（2对磁极） 速度范围： 900至 7200 RPM 额定输出功率（P）： 750 W 绕组电阻（R）： 0.70 平均绕组电感（L）： 7.35 mH 额定电流（I）： 6.0 ± 0.3 A 线间反电动势常量： 0.0228 Vrms/RPM 转矩常量： 0.39 N m/A 注： 更多信息，请参见“dsPICDEM™ MC1H 3-Phase High Voltage Power Module User’s Guide”（DS70096A）。  2007 Microchip Technology Inc. DS01078A_CN第23页 A N 1078 D S01078A _C N 第 24 页  2007 M icrochip Technology Inc. 图 25： dsPICDEM™ MC1H 3相高压电源模块（已卸下盖子） 第二步 替换电机的电流检测分流电阻 （见图 27） 第四步 忽略来自霍尔效应传感器的故障信 号 （见图 29） 第三步 配置功